JP2020120483A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】所謂電解コンデンサレスインバータの構成とした場合にも、電源高調波規制を効果的に満足しつつ、スイッチング損失を低減することができる電力変換装置を提供する。【解決手段】電圧ベクトルを複数通りに設定した場合に、入力電流値とｄｑ軸電流値を予測するモデル予測部３１と、電流指令値に対して許容幅を設定し、予測された電流値のうち、許容幅から外れたものに対応する電圧ベクトルを除外し、許容幅に含まれるものに対応する電圧ベクトルのうちから、許容幅を外れるまでの期間が長いことを評価基準として、実際に制御する電圧ベクトルを選択する電圧ベクトル選択部３２を有する。【選択図】図１

Description

本発明は、モータに電力を供給するインバータ回路を備えた電力変換装置に関するものである。

従来、単相−三相インバータを使用する際には、高調波等の問題から系統側にＰＦＣ回路を設け、エネルギーバッファとして電解コンデンサを使用するのが一般的であった。しかしながら、電解コンデンサは他の受動素子と比べて寿命が短く、ＰＦＣ回路はリアクトルやスイッチング素子を使用するため、装置の小型化や長寿命化、コストの削減等の妨げとなっていた。

これらの問題を解決する手段として、電解コンデンサを小容量のフィルムコンデンサに置き換えた所謂電解コンデンサレスインバータを用いた電力変換装置が提案されている（例えば、特許文献１参照）。

特許第５８１３９３４号公報 特許第５３９１６９８号公報

係る電解コンデンサレスインバータでは、系統側のラインインピーダンスのリアクトルと、直流リンク部のコンデンサの間で励起される共振電流によって入力電流が振動し、入力電流に高調波が重畳する問題が発生する（入力電流に歪みが生じる）。そこで、直流リンク電流指令値に基づいて電圧平面上に描かれる等電流線の線上に電圧ベクトルを配置することで直流リンク電流を直接制御し、入力電流の高調波に関する規制を満足させる手法も提案されている。

しかしながら、等電流線の線上に電圧ベクトルを配置するために、ＰＷＭ変調を用いた電圧ベクトルの制御を行うので、キャリア周波数を一定以上高くしないと電源高調波規制を満足することができず、そのため、スイッチング損失が増大するという問題があった。

他方、インバータを制御する複数通りの電圧ベクトルをそれぞれ設定した場合のモータに流れる電流を予測し、予測値と目標値に基づいて電流が許容範囲内に入るようにインバータを制御すると共に、ゼロベクトルに切り換える際には、スイッチング素子のスイッチング回数が少なくなる方を選択して、スイッチング損失を低減する手法も提案されている（例えば、特許文献２参照）。しかしながら、この手法では電解コンデンサレスインバータでの最適な制御方式が示されていない。具体的には、電解コンデンサレスインバータでは、モータ制御にて入力電流の力率を改善し、電源高調波規制を満足する必要があるが、そのための方策が示されておらず、電解コンデンサレスインバータで使用することは出来ない。

そこで、モータに流れるｄｑ軸電流値と直流リンク電流値について評価を行うことで、入力高調波規制を満足しつつ、スイッチング損失を低減する方法も考えられるが、直流リンク電流値の評価では、前述した入力部のＬＣ共振によって励起される共振電流について考慮できないという問題がある。

本発明は、係る従来の技術的課題を解決するために成されたものであり、所謂電解コンデンサレスインバータの構成とした場合にも、電源高調波規制を効果的に満足しつつ、スイッチング損失を低減することができる電力変換装置を提供することを目的とする。

本発明の電力変換装置は、直流電圧をスイッチングして交流に変換し、モータに供給するインバータ回路を備えたものであって、スイッチングを制御する制御部を備え、この制御部は、インバータ回路を制御する電圧ベクトルを複数通りのそれぞれに設定した場合に、入力電流値、及び、モータに流れるｄｑ軸電流値をそれぞれ予測するモデル予測部と、このモデル予測部により予測された三つの電流値とそれらの目標値である電流指令値に基づき、インバータ回路を実際に制御する電圧ベクトルを選択して当該インバータ回路を制御する電圧ベクトル選択部を有し、この電圧ベクトル選択部は、電流指令値に対して所定の許容幅を設定し、予測された電流値のうち、許容幅から外れたものに対応する電圧ベクトルを除外すると共に、予測された電流値が許容幅に含まれるものに対応する電圧ベクトルのうちから、予測された電流値が許容幅を外れるまでの期間が長いことを評価基準として、三つの電流値が常に許容幅の範囲内となるようにインバータ回路を実際に制御する電圧ベクトルを選択することを特徴とする。

請求項２の発明の電力変換装置は、上記発明においてモデル予測部は、一定期間先の電流値を予測し、電圧ベクトル選択部は、一定期間先の電流値のうち、許容幅から外れたものに対応する電圧ベクトルを除外すると共に、許容幅に含まれる一定期間先の電流値の軌跡を許容幅から外れる直前まで線形近似で拡張し、その地点までの期間が長いことを評価基準として、インバータ回路を実際に制御する電圧ベクトルを選択することを特徴とする。

請求項３の発明の電力変換装置は、上記発明においてモデル予測部は、一定期間毎に一定期間先の電流値を予測すると共に、電圧ベクトル選択部は、モデル予測部が予測する毎にインバータ回路を実際に制御する電圧ベクトルの選択を行うことを特徴とする。

請求項４の発明の電力変換装置は、上記各発明において電圧ベクトル選択部は、電圧ベクトルを切り換えるときに必要なインバータ回路のスイッチング回数が少ないことを評価基準に加味して、インバータ回路を実際に制御する電圧ベクトルを選択することを特徴とする。

請求項５の発明の電力変換装置は、上記発明において電圧ベクトル選択部は、下記式から評価関数Ｃｎを算出し、この評価関数Ｃｎが最も小さくなるものを、インバータ回路を実際に制御する電圧ベクトルとして選択すること特徴とする。
Ｃｎ＝Ｓｎ（ｔ）／Ｎｎ
但し、Ｃｎは評価関数、Ｓｎ（ｔ）は現在の時間において電圧ベクトルを切り換えるときに必要なインバータ回路のスイッチング回数、Ｎｎは許容幅に含まれる予測された電流値が許容幅を外れるまでのサンプル数である。

請求項６の発明の電力変換装置は、上記各発明において交流電源からの入力交流を全波整流するコンバータ回路と、このコンバータ回路の出力に並列接続されたコンデンサを有し、直流電圧を出力する直流リンク部と、交流電源とコンデンサの間に接続されたリアクトルを備え、制御部は、モータの速度を制御する操作量である入力トルク指令値を求める速度制御部と、入力トルク指令値からインバータ回路の出力トルクを制御するｑ軸電流値の電流指令値であるｑ軸電流指令値を求めるトルク電流制御部と、入力トルク指令値から入力電流値の電流指令値である入力電流指令値を生成する入力電流制御部を有することを特徴とする。

本発明によれば、直流電圧をスイッチングして交流に変換し、モータに供給するインバータ回路を備えた電力変換装置において、スイッチングを制御する制御部を備え、この制御部が、インバータ回路を制御する電圧ベクトルを複数通りのそれぞれに設定した場合に、入力電流値、及び、モータに流れるｄｑ軸電流値をそれぞれ予測するモデル予測部と、このモデル予測部により予測された三つの電流値とそれらの目標値である電流指令値に基づき、インバータ回路を実際に制御する電圧ベクトルを選択して当該インバータ回路を制御する電圧ベクトル選択部を有し、この電圧ベクトル選択部が、電流指令値に対して所定の許容幅を設定し、予測された電流値のうち、許容幅から外れたものに対応する電圧ベクトルを除外するようにしたので、入力電流とモータに流れる電流を少なくとも許容幅近傍で制御することができるようになり、入力部の共振電流を直接的に抑制して、効果的に電源高調波規制を満足することができるようになる。

特に、電圧ベクトル選択部が、予測された電流値が許容幅に含まれるものに対応する電圧ベクトルのうちから、予測された電流値が許容幅を外れるまでの期間が長いことを評価基準として、インバータ回路を実際に制御する電圧ベクトルを選択するようにしたので、複数通りの電圧ベクトルのなかからインバータ回路のスイッチング回数を少なくすることができる電圧ベクトルを選択して、効果的にスイッチング損失の低減を図ることができるようになる。

この場合、電圧ベクトル選択部は、入力電流値、及び、ｄｑ軸電流値の三つの電流値が常に許容幅の範囲内となるようにインバータ回路を実際に制御する電圧ベクトルを選択するようにしているので、極めて効果的に電源高調波規制を満足することができるようになる。

また、請求項２の発明の如くモデル予測部が、一定期間先の電流値を予測し、電圧ベクトル選択部は、一定期間先の電流値のうち、許容幅から外れたものに対応する電圧ベクトルを除外すると共に、許容幅に含まれる一定期間先の電流値の軌跡を許容幅から外れる直前まで線形近似で拡張し、その地点までの期間が長いことを評価基準として、インバータ回路を実際に制御する電圧ベクトルを選択するようにすれば、的確に電圧ベクトルの選択を行うことができるようになる。

この場合、請求項３の発明の如くモデル予測部が、一定期間毎に一定期間先の電流値を予測すると共に、電圧ベクトル選択部は、モデル予測部が予測する毎にインバータ回路を実際に制御する電圧ベクトルの選択を行うようにすれば、スイッチング回数を低減しながら、入力電流値、及び、ｄｑ軸電流値の三つの電流値の応答性を高くすることができるようになる。

更に、請求項４の発明の如く電圧ベクトル選択部が、電圧ベクトルを切り換えるときに必要なインバータ回路のスイッチング回数が少ないことを評価基準に加味して、インバータ回路を実際に制御する電圧ベクトルを選択するようにすれば、スイッチング回数を少なくすることができる電圧ベクトルをより一層的確に選択することが可能となる。

この場合において、具体的には請求項５の発明の如く電圧ベクトル選択部は、例えば下記式から評価関数Ｃｎを算出し、この評価関数Ｃｎが最も小さくなるものを、インバータ回路を実際に制御する電圧ベクトルとして選択するとよい。
Ｃｎ＝Ｓｎ（ｔ）／Ｎｎ
但し、Ｃｎは評価関数、Ｓｎ（ｔ）は現在の時間において電圧ベクトルを切り換えるときに必要なインバータ回路のスイッチング回数、Ｎｎは許容幅に含まれる予測された電流値が許容幅を外れるまでのサンプル数である。

また、例えば請求項６の発明の如く交流電源からの入力交流を全波整流するコンバータ回路と、このコンバータ回路の出力に並列接続されたコンデンサを有し、直流電圧を出力する直流リンク部と、交流電源とコンデンサの間に接続されたリアクトルを更に備え、制御部が、モータの速度を制御する操作量である入力トルク指令値を求める速度制御部と、入力トルク指令値からインバータ回路の出力トルクを制御するｑ軸電流値の電流指令値であるｑ軸電流指令値を求めるトルク電流制御部と、入力トルク指令値から入力電流値の電流指令値である入力電流指令値を生成する入力電流制御部を有する構成とすることで、リアクトルのインダクタンスにより入力電流値の予測を的確に行い、本発明をより円滑に実現することが可能となる。

本発明を適用した一実施例の電力変換装置のブロック図である。 図１のインバータ回路を制御する電圧ベクトルとスイッチング素子のスイッチング状態を説明する図である。 図２の電圧ベクトルと、入力電流、モータに流れる電流との関係、及び、電圧ベクトルの選択を説明する図である。 本発明を実施した場合の入力電流、及び、モータに流れる電流を示す図である。

以下、本発明の一実施形態について、図面に基づき詳細に説明する。
（１）電力変換装置１
図１は、本発明の一実施例の電力変換装置１の構成を示すブロック図である。この実施例の電力変換装置１は、コンバータ回路２と、直流リンク部３と、インバータ回路４と、制御部６を備え、単相の交流電源７から供給された交流の電力を所定の周波数の電力に変換してモータ８に供給する構成とされている。実施例のモータ８は、冷凍装置の冷媒回路を構成する圧縮機を駆動するＩＰＭＳＭ（Ｉｎｔｅｒｉｏｒ Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ Ｍａｇｎｅｔ Ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ Ｍｏｔｏｒ）であり、制御部６が生成する電圧指令によって駆動される。

（２）コンバータ回路２
コンバータ回路２は、リアクトル５を介して交流電源７に接続され、交流電源７からの交流（入力交流）を直流に整流する。この実施例では、コンバータ回路２は複数（４個）のダイオードＤ１〜Ｄ４がブリッジ状に結線されたダイオードブリッジ回路から構成されている。これらのダイオードＤ１〜Ｄ４により、交流電源７の交流電圧を全波整流して直流電圧に変換する。

（３）直流リンク部３
直流リンク部３は、コンデンサ９を備えている。このコンデンサ９は、コンバータ回路２の出力に並列に接続され、このコンデンサ９の両端に生じた直流電圧（直流リンク電圧値）Ｖ_dcがインバータ回路４の入力ノードに接続されている。このコンデンサ９は、インバータ回路４の後述するスイッチング素子がスイッチング動作する際に、スイッチング周波数に対応して生じるリプル電圧（電圧変動）のみを平滑化可能な静電容量を有している。

即ち、コンデンサ９は、コンバータ回路２によって整流された電圧（電源電圧に応じて変動する電圧）を平滑化するような静電容量を有さない小容量のコンデンサである。実施例では、一般的なコンバータ回路の出力の平滑化に必要な電解コンデンサの概ね１／１００の容量を有しているものとする。従って、この直流リンク部３が出力する直流リンク電圧値Ｖ_dcは脈動している。コンデンサ９には、一例としてフィルムコンデンサを採用可能である。

尚、図中ｉ_dcは直流リンク電流値、ｉ_cは直流リンクコンデンサ電流値である。また、実施例ではリアクトル５を交流電源７とコンバータ回路２の間に接続したが、交流電源７とコンデンサ９の間に接続されていればよい。

（４）インバータ回路４
インバータ回路４は、入力ノードが直流リンク部３のコンデンサ９に並列に接続され、直流リンク部３の出力をスイッチングして三相交流に変換し、モータ（ＩＰＭＳＭ）８に供給するように構成されている。実施例のインバータ回路４は、複数のスイッチング素子がブリッジ結線されることで構成されている。このインバータ回路４は、三相交流をモータ８に出力するため、６個のスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６を備えている。

詳しくは、インバータ回路４は、２つのスイッチング素子を互いに直列接続した三つのスイッチングレグを備え、各スイッチングレグにおける上アームのスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ３と、下アームのスイッチング素子Ｓ４〜Ｓ６との中点が、それぞれモータ８の各相（ｕ相、ｖ相、ｗ相）のコイルに接続されている。また、各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６には、還流ダイオードＤ５〜Ｄ１０がそれぞれ逆並列接続されている。そして、インバータ回路４は、これらのスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６のＯＮ−ＯＦＦ動作によって、直流リンク部３から入力された直流リンク電圧値Ｖ_dcをスイッチングし、三相交流電圧に変換してモータ８に供給する。

（５）制御部６
次に、制御部６は、インバータ回路４の出力トルクτ_invが、入力交流の周波数ω_s（電源周波数）の２倍に同期して脈動するようにインバータ回路４におけるスイッチング（ＯＮ−ＯＦＦ動作）を制御する。実施例の制御部６は、速度制御部１１と、トルク電流制御部１２と、入力電流制御部１３と、スイッチング制御部１４と、直接電流制御部１５を備えた構成とされている。

（５−１）速度制御部１１
速度制御部１１は、モータ８の速度を制御する操作量を求める。具体的には、速度制御部１１は、ＰＩ演算部１６、減算器１７、二乗波形生成部１８と、乗算器１９を備えている。この速度制御部１１では、モータ８の速度を制御する操作量として、インバータ回路４の入力トルク指令値τ_in ^*を、ＰＩ演算部１６の出力と二乗波形生成部１８の出力に応じて生成する。この入力トルク指令値τ_in ^*は、入力交流の周波数ω_sの２倍に同期して脈動する。

具体的に実施例では、速度制御部１１の減算器１７が、モータ８の機械角の回転角周波数ω_rm（実施例では推定値。実測された真値でも良い。以下、同じ）と回転角周波数の指令値ω_rm ^*との偏差を求める。また、ＰＩ演算部１６は、減算器１７が求めた偏差に対して、比例・積分演算（ＰＩ演算）を行い、その結果を出力する。更に、二乗波形生成部１８は、入力電圧値ｖ_inを、ＰＬＬ回路２１を介して入力する。そして、入力交流を二乗した波形ｓｉｎ²θ_inを生成して出力する。乗算器１９はＰＩ演算部１６の出力と二乗波形生成部１８の出力とを乗じて、入力トルク指令値τ_in ^*として出力する。これにより、入力トルク指令値τ_in ^*は、入力交流の周波数ω_sの２倍に同期して脈動することになる。

（５−２）トルク電流制御部１２
次に、トルク電流制御部１２は、減算器２２、２３と、ｑ軸電流指令値生成部２４を備えている。このトルク電流制御部１２では、速度制御部１１が出力する入力トルク指令値τ_in ^*から、インバータ回路４の出力トルクτ_invを制御する操作量として、後述するモータ８のｑ軸電流値（モータ８に流れる電流値）の指令値であるｑ軸電流指令値ｉ_q ^*を生成する。

具体的に実施例では、トルク電流制御部１２の減算器２２が、速度制御部１１が出力する入力トルク指令値τ_in ^*と、コンデンサ９での電力を機械角の回転角周波数ω_rmで除算し、トルク次元に換算したコンデンサトルクτ_c（実施例では推定値。実測された真値でもよい。以下、同じ）との偏差を求める。そして、インバータ回路４の出力トルクτ_invの指令値（出力トルク指令値）τ_inv ^*として出力する。

ここで、入力電力ｐ_inとコンデンサ９での電力ｐ_c、及び、インバータ回路４の出力電力ｐ_invとの間には、下記式（Ｉ）の関係がある。
ｐ_in＝ｐ_c＋ｐ_inv ・・・（Ｉ）
これは、各値を機械角の回転角周波数ω_rmで除算し、トルク次元に変換した場合でも成立するため、下記式（ＩＩ）の関係がある。尚、τ_inは入力トルクである。
τ_in＝τ_c＋τ_inv ・・・（ＩＩ）
そして、入力トルク指令値τ_in ^*は直流リンク部３のコンデンサ９に流れる電流を考慮せずに生成したもののため、出力トルク指令値τ_inv ^*には、入力トルク指令値τ_in ^*をコンデンサトルクτ_cで補償した値を用いる方が好ましい。そこで、この実施例では上述の如く減算器２２が、コンデンサトルクτ_cを差し引いた値に出力トルク指令値τ_inv ^*を補償する。

更に、減算器２３が、この出力トルク指令値τ_inv ^*からτ_offを減算して、モータ８の出力トルクの指令値（モータ出力トルク指令値）τ_mtr ^*として出力する。上記τ_offは、インバータ回路４からモータ８に伝わるまでの電力ロス及び巻線に蓄えられる磁気エネルギーの時間変化分を機械角の回転角周波数ω_rmで除算し、トルク次元に変換した値であり、モータ出力トルク指令値τ_mtr ^*は下記式（ＩＩＩ）の関係から求める。
τ_inv ^*＝τ_mtr ^*＋τ_off ・・・（ＩＩＩ）
これにより、モータ出力トルクτ_mtrをより正確に制御することができるようになる。

トルク電流制御部１２のｑ軸電流指令値生成部２４は、減算器２３が出力するモータ出力トルク指令値）τ_mtr ^*に対してｉ_dの影響は無視できるものとみなし、モータ８の極対数Ｐ及び永久磁石による電機子鎖交磁束φ_aで除算し、ｑ軸電流指令値ｉ_q ^*を生成する。また、モータによってｉ_dの影響が無視できない場合は、ｉ_dを考慮した式を用いてｑ軸電流指令値ｉ_q ^*を導出してもよい。

（５−３）入力電流制御部１３
次に、この実施例の入力電流制御部１３は、乗算器２６、２７を備えている。入力電流制御部１３の乗算器２６は、速度制御部１１が出力する入力トルク指令値τ_in ^*に、機械角の回転角周波数ω_rmを乗算することで入力電力指令値ｐ_in ^*に変換し、出力する。乗算器２７は、乗算器２６が出力する入力電力指令値ｐ_in ^*に、１／ｖ_inの絶対値を乗算すること、即ち、入力電力指令値ｐ_in ^*を入力電圧値ｖ_inの絶対値で除算することで、入力電流指令値ｉ_in ^*の絶対値を出力する。尚、この場合の入力電圧値ｖ_inは入力電圧指令値ｖ_in ^*でもよい。

（５−４）直接電流制御部１５
次に、この実施例の直接電流制御部１５は、モデル予測に基づいた直接電流制御を行うものであり、モデル予測部３１と、電圧ベクトル選択部３２、及び、ｕｖｗ変換部３３を備えた構成とされている。この直接電流制御部１５には、モータ８の相電流から求められるｄ軸電流値ｉ_d（モータ８に流れる電流値：実施例では推定値。実測された真値でもよい。以下、同じ）と、同じくモータ８の相電流から求められる前述したｑ軸電流値ｉ_q（実施例では推定値。実測された真値でもよい。以下、同じ）と、直流リンク電圧値Ｖ_dcと、モータ８の電気角周波数ω_reと、入力電圧値ｖ_inの絶対値と、入力電流値ｉ_inの絶対値と、入力電流指令値ｉ_in ^*の絶対値と、ｄ軸電流値ｉ_dの指令値であるｄ軸電流指令値ｉ_d ^*と、トルク電流制御部１２が出力するｑ軸電流指令値ｉ_q ^*が入力される。

（５−４−１）モデル予測部３１
実施例のモデル予測部３１は、インバータ回路４を制御する電圧ベクトルを複数通りのそれぞれに設定した場合に、モータ８に流れる一定期間先、実施例では１サンプル先の入力電流値ｉ_in［ｔ＋１］と、ｄ軸電流値ｉ_d［ｔ＋１］、及び、ｑ軸電流値ｉ_q［ｔ＋１］をそれぞれ予測する。即ち、直接電流制御部１５においては、入力電流値ｉ_inと、ｄ軸電流値ｉ_d、及び、ｑ軸電流値ｉ_qが実施例における制御対象の電流値とされる。

具体的には、モデル予測部３１はモータ８（ＩＰＭＳＭ）の状態方程式に、下記式（ＩＶ）で示す電力変換装置１のコンデンサ９からモータ８への出力側の微分方程式と、下記式（Ｖ）で示す交流電源７からコンデンサ９への入力側の微分方程式を加えることで、モータ８と電源系統側の両方を制御することができる状態方程式（式（ＶＩ））を作成する。

この状態方程式（式（ＶＩ））を式（ＶＩＩ）とおき、サンプリング時間Ｔ_sの０次ホールドによって離散化を行うと、式（ＶＩ）は式（ＶＩＩＩ）のように表現することができる。ここで、各値は式（ＩＸ）〜式（ＸＬ）で得られる。これらの式により、１サンプル先のｄ軸電流値ｉ_d［ｔ＋１］、ｑ軸電流値ｉ_q［ｔ＋１］、及び、入力電流値ｉ_in［ｔ＋１］をそれぞれ予測することが可能となる。尚、ここではサンプリング時間Ｔ_sの０次ホールドによる離散化を示しているが、離散化の方法は限定しない。

尚、ｖ_dnはｖ_d／（ｖ_dc／２）で得られる正規化後のｄ軸電圧値、ｖ_qnはｖ_q／（ｖ_dc／２）で得られる正規化後のｑ軸電圧値である。また、式（ＩＶ）、（Ｖ）中のＣ_dcはコンデンサ９の容量、Ｌ_fはリアクトル５のインダクタンス、Ｔ_sはサンプリング時間である。更に、式（ＩＶ）、（Ｖ）の微分方程式の離散化には他の方法を用いてもよい。

また、上記各式中のｖ_dはｄ軸電圧値、ｖ_qはｑ軸電圧値、Ｒ_aはモータ８の固定子抵抗、Ｌ_dはｄ軸インダクタンス、Ｌ_qはｑ軸インダクタンス、φ_aは電機子鎖交磁束φ_aの各値である。

また、三相のインバータ回路４を制御するスイッチングパターンは８パターン存在し、ゼロ電圧ベクトルＶ０（Ｖ７はＶ０と同じのため実施例では扱わない）を含むと出力可能な電圧ベクトルはＶ０、Ｖ１、Ｖ２、Ｖ３、Ｖ４、Ｖ５、Ｖ６の７本存在する。そして、各電圧ベクトルとインバータ回路４の各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６のスイッチング状態の関係は図２に示されている。

図２において、「上」とあるのはインバータ回路４の上アームのスイッチング素子がＯＮしていることを意味し、「下」とあるのは下アームのスイッチング素子がＯＮしていることを意味している。即ち、電圧ベクトルＶ０の場合、ｕ相の下アームのスイッチング素子Ｓ４がＯＮ、上アームのスイッチング素子Ｓ１がＯＦＦ、ｖ相の下アームのスイッチング素子Ｓ５がＯＮ、上アームのスイッチング素子Ｓ２がＯＦＦ、ｗ相の下アームのスイッチング素子Ｓ６がＯＮ、上アームのスイッチング素子Ｓ３がＯＦＦとなる。また、電圧ベクトルＶ１の場合、ｕ相の上アームのスイッチング素子Ｓ１がＯＮ、下アームのスイッチング素子Ｓ４がＯＦＦ、ｖ相の下アームのスイッチング素子Ｓ５がＯＮ、上アームのスイッチング素子Ｓ２がＯＦＦ、ｗ相の下アームのスイッチング素子Ｓ６がＯＮ、上アームのスイッチング素子Ｓ３がＯＦＦとなる。

また、電圧ベクトルＶ２の場合、ｕ相の上アームのスイッチング素子Ｓ１がＯＮ、下アームのスイッチング素子Ｓ４がＯＦＦ、ｖ相の上アームのスイッチング素子Ｓ２がＯＮ、下アームのスイッチング素子Ｓ５がＯＦＦ、ｗ相の下アームのスイッチング素子Ｓ６がＯＮ、上アームのスイッチング素子Ｓ３がＯＦＦとなる。また、電圧ベクトルＶ３の場合、ｕ相の下アームのスイッチング素子Ｓ４がＯＮ、上アームのスイッチング素子Ｓ１がＯＦＦ、ｖ相の上アームのスイッチング素子Ｓ２がＯＮ、下アームのスイッチング素子Ｓ５がＯＦＦ、ｗ相の下アームのスイッチング素子Ｓ６がＯＮ、上アームのスイッチング素子Ｓ３がＯＦＦとなる。

また、電圧ベクトルＶ４の場合、ｕ相の下アームのスイッチング素子Ｓ４がＯＮ、上アームのスイッチング素子Ｓ１がＯＦＦ、ｖ相の上アームのスイッチング素子Ｓ２がＯＮ、下アームのスイッチング素子Ｓ５がＯＦＦ、ｗ相の上アームのスイッチング素子Ｓ３がＯＮ、下アームのスイッチング素子Ｓ６がＯＦＦとなる。また、電圧ベクトルＶ５の場合、ｕ相の下アームのスイッチング素子Ｓ４がＯＮ、上アームのスイッチング素子Ｓ１がＯＦＦ、ｖ相の下アームのスイッチング素子Ｓ５がＯＮ、上アームのスイッチング素子Ｓ２がＯＦＦ、ｗ相の上アームのスイッチング素子Ｓ３がＯＮ、下アームのスイッチング素子Ｓ６がＯＦＦとなる。そして、電圧ベクトルＶ６の場合、ｕ相の上アームのスイッチング素子Ｓ１がＯＮ、下アームのスイッチング素子Ｓ４がＯＦＦ、ｖ相の下アームのスイッチング素子Ｓ５がＯＮ、上アームのスイッチング素子Ｓ２がＯＦＦ、ｗ相の上アームのスイッチング素子Ｓ３がＯＮ、下アームのスイッチング素子Ｓ６がＯＦＦとなる。

モデル予測部３１は、これら電圧ベクトルＶ０〜Ｖ６のそれぞれを設定した場合に、モータ８に流れる１サンプル先（一定期間先）の入力電流値ｉ_in［ｔ＋１］と、ｄ軸電流値ｉ_d［ｔ＋１］、及び、ｑ軸電流値ｉ_q［ｔ＋１］をそれぞれ予測する。図３の上段にその様子を示す。但し、図３においては入力電流値ｉ_inと、ｄ軸電流値ｉ_d、及び、ｑ軸電流値ｉ_qを総称してｉ^refで示している。現在（ｔ）から１サンプル先（ｔ＋１）における各値が電圧ベクトルＶ０〜Ｖ６によって異なって来ることを示している。

モデル予測部３１は、一定期間毎、実施例ではサンプリング周期毎に、上記入力電流値ｉ_in［ｔ＋１］と、ｄ軸電流値ｉ_d［ｔ＋１］、及び、ｑ軸電流値ｉ_q［ｔ＋１］をそれぞれ予測する。

（５−４−２）電圧ベクトル選択部３２
次に、実施例の電圧ベクトル選択部３２は、モデル予測部３１により予測された各電圧ベクトルＶ０〜Ｖ６毎の１サンプル先の入力電流値ｉ_in［ｔ＋１］、ｄ軸電流値ｉ_d［ｔ＋１］、及び、ｑ軸電流値ｉ_q［ｔ＋１］と、それらの指令値である入力電流指令値ｉ_in ^*、ｄ軸電流指令値ｉ_d ^*及び、ｑ軸電流指令値ｉ_q ^*に基づき、インバータ回路４を実際に制御する電圧ベクトルを選択し、インバータ回路４を制御する。

この場合、電圧ベクトル選択部３２は、入力電流指令値ｉ_in ^*と、ｄ軸電流指令値ｉ_d ^*、及び、ｑ軸電流指令値ｉ_q ^*に基づき、入力電流値ｉ_inと、ｄ軸電流値ｉ_d、及び、ｑ軸電流値ｉ_qのそれぞれについて、所定の許容幅を設定する。図３中で、上限値ｉ^refupは許容幅の上限を総称して示し、下限値ｉ^refdownは許容幅の下限を総称して示している。

そして、電圧ベクトル選択部３２は、先ずモデル予測部３１により予測された各電圧ベクトルＶ０〜Ｖ６毎の１サンプル先の入力電流値ｉ_in［ｔ＋１］と、ｄ軸電流値ｉ_d［ｔ＋１］、及び、ｑ軸電流値ｉ_q［ｔ＋１］のうち、許容幅から外れたものに対応する電圧ベクトルを、選択する候補から除外する。図３の例の場合、電圧ベクトルＶ０、Ｖ１、Ｖ５、及びＶ６の１サンプル先（図３のｔ＋１）の値が許容幅から上下に外れているため、除外される。

次に、１サンプル先（図３のｔ＋１）の値が許容幅に含まれるものに対応する電圧ベクトル、図３では電圧ベクトルＶ２、Ｖ３、Ｖ４の軌跡を、図３の下段に示す如く許容幅から外れる直前まで線形近似で拡張し、その地点までのサンプル数Ｎｎを演算する。即ち、図３の例の場合、電圧ベクトルＶ２の場合は１サンプル先（図３のｔ＋１）の直後に上限値ｉ^refupに達しているため、サンプル数Ｎｎは１となる。これは、電圧ベクトルＶ２を選択した場合には、次のサンプリングタイミングで他の電圧ベクトルに切り換えなければならなくなることを意味する。

一方、電圧ベクトルＶ４の場合は、２サンプル先（図３におけるｔ＋２）の直後に下限値ｉ^refdownに達しているため、サンプル数Ｎｎは２となる。即ち、電圧ベクトルＶ２の場合よりも、許容幅から外れるまでの期間が長くなる。従って、電圧ベクトルＶ４を選択した場合には、次のサンプリングタイミング（図３のｔ＋１）では電圧ベクトルを切り換える必要がなくなり（電圧ベクトル：スイッチングパターンの変更不要）、即ち、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６をスイッチングする必要がなくなり、ｔ＋１のタイミングを飛び越えて、その次のサンプリングタイミング（図３のｔ＋２）で切り換えればよくなり、その分、スイッチング回数を少なくすることができることになる。

更に、電圧ベクトルＶ３の場合には、３サンプル先（図３におけるｔ＋３）の直後に上限値ｉ^refupに達しているため、サンプル数Ｎｎは３となる。即ち、電圧ベクトルＶ４の場合よりも、許容幅から外れるまでの期間が更に長くなる。従って、電圧ベクトルＶ３を選択した場合には、次のサンプリングタイミング（図３のｔ＋１）、及び、その次のサンプリングタイミング（図３のｔ＋２）では電圧ベクトルを切り換える必要がなくなり（電圧ベクトル：スイッチングパターンの変更不要）、即ち、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６をスイッチングする必要がなくなり、ｔ＋１、及び、ｔ＋２のタイミングを飛び越えて、その次のサンプリングタイミング（図３のｔ＋３）で切り換えればよくなるので、更にスイッチング回数を少なくすることができることになる。

但し、電圧ベクトル選択部３２は、制御対象とする入力電流値ｉ_inと、ｄ軸電流値ｉ_d、及び、ｑ軸電流値ｉ_qの三つの電流値を常に前述したそれぞれの許容幅の範囲内とするために、各電圧ベクトルにおけるサンプル数Ｎｎの決定は、各電流値のうち一番先に許容幅の上限値ｉ^refupまたは下限値ｉ^refdownに達するまでとする。

次に、電圧ベクトル選択部３２は、演算された上記サンプル数Ｎｎを使用して、実施例では下記式（ＸＸＩＩＩ）により評価関数Ｃｎを算出する。
Ｃｎ＝Ｓｎ（ｔ）／Ｎｎ ・・・（ＸＸＩＩＩ）
但し、Ｓｎ（ｔ）は現在の時間ｔにおいて電圧ベクトルを切り換えるときに必要なインバータ回路４のスイッチング回数である。電圧ベクトル選択部３２は評価関数Ｃｎの算出に際してスイッチング回数Ｓｎ（ｔ）を加味する。

図２を用いてこのＳｎ（ｔ）を説明すると、例えば、現在の時間ｔにおいて電圧ベクトルがＶ０であった場合、電圧ベクトルＶ０から例えば電圧ベクトルＶ１に切り換えるときにはｕ相の各スイッチング素子Ｓ１、Ｓ４を切り換えるだけでよいので、Ｓｎ（ｔ）は２となる。一方、電圧ベクトルＶ０から例えば電圧ベクトルＶ６に切り換えるときにはｕ相とｗ相の各スイッチング素子Ｓ１、Ｓ４、Ｓ３、Ｓ６を切り換えなければならないので、Ｓｎ（ｔ）は４となる。

即ち、評価関数Ｃｎは、サンプル数Ｎｎが多い程、スイッチング回数Ｓｎ（ｔ）が少ない程、小さくなる。そして、電圧ベクトル選択部３２は、式（ＸＸＩＩＩ）から算出される評価関数Ｃｎが最も小さくなる電圧ベクトルを、インバータ回路４を実際に制御する電圧ベクトルとして選択する。

即ち、前記サンプル数Ｎｎがインバータ回路４を実際に制御する電圧ベクトルを選択する際の評価基準となり、スイッチング回数Ｓｎ（ｔ）がそれに加味されることになる。そして、ｕｖｗ変換部３３は、この電圧ベクトル選択部３２にて選択された電圧ベクトルに基づいて、ｕ、ｖ、ｗの各相の電圧指令値ｖ_uvw ^*を出力する。

電圧ベクトル選択部３２は上記評価関数Ｃｎを算出を、モデル予測部３１が各電流値を予測する毎（即ち、一定期間毎、実施例ではサンプリング周期毎）に実行する。このような方法を採用することで後述する如くスイッチング回数を最少化できる電圧ベクトル（スイッチングパターン）を選択することができるものであるが、上記の如き予測計算は必ずしも現実の各電流値と一致するとは限らない。

そこで、電圧ベクトル選択部３２は、電圧ベクトル（スイッチングパターン）の変更を不要と予測した期間でも上記評価関数Ｃｎの算出を周期的（一定期間毎、実施例ではサンプリング周期毎）に行い、最新の算出毎に最適であると判断した電圧ベクトル（スイッチングパターン）を選択する。これによって、スイッチング回数を低減しながら、入力電流値ｉ_inと、ｄ軸電流値ｉ_d、及び、ｑ軸電流値ｉ_qの応答性を高くしている。

（５−５）スイッチング制御部１４
そして、この電圧指令値ｖ_uvw ^*はスイッチング制御部１４に入力され、このスイッチング制御部１４は、電圧指令値ｖ_uvw ^*の値に基づいて各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６のＯＮ−ＯＦＦ動作を制御するゲート信号を生成する。具体的には、スイッチング制御部１４は、インバータ回路４に対して、キャリア信号（三角波）に同期したＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御を実行する。尚、本制御では規定期間ＯＮ或いはＯＦＦを保持する動作を行うため、必ずしもＰＷＭ制御にて実行する必要は無く、デッドタイムを与えたうえで、ＯＮ／ＯＦＦの切替で実行してもよい。

ここで、リアクトル５とコンデンサ９間には共振が励起され、入力電流値ｉ_inが振動することになるが、前述した如く入力電流値ｉ_inが入力電流指令値ｉ_in ^*に基づく許容幅の範囲内となるように電圧ベクトルを選択することで、共振による入力電流値ｉ_inの振動の発生を、直接的に防止若しくは抑制することができるようになる。

（６）電力変換装置１の動作
この実施例では、制御部６の速度制御部１１が、先ず、入力交流の電源周波数ω_sの２倍に同期して脈動する入力トルク指令値τ_in ^*を生成する。次に、トルク電流制御部１２が入力トルク指令値τ_in ^*から出力トルク指令値τ_inv ^*を生成し、この出力トルク指令値τ_inv ^*からｑ軸電流指令値ｉ_q ^*を生成し、直接電流制御部１５に出力する。また、入力電流制御部１３が入力トルク指令値τ_in ^*から入力電流指令値ｉ_in ^*を生成し、直接電流制御部１５に出力する。

次に、直接電流制御部１５のモデル予測部３１が、インバータ回路４を制御する電圧ベクトルをＶ０〜Ｖ６のそれぞれに設定した場合に、モータ８に流れる１サンプル先の入力電流値ｉ_in［ｔ＋１］と、ｄ軸電流値ｉ_d［ｔ＋１］、及び、ｑ軸電流値ｉ_q［ｔ＋１］をそれぞれ予測する。

次に、直接電流制御部１５の電圧ベクトル選択部３２は、入力電流指令値ｉ_in ^*と、ｄ軸電流指令値ｉ_d ^*、及び、ｑ軸電流指令値ｉ_q ^*に基づき、入力電流値ｉ_inと、ｄ軸電流値ｉ_d、及び、ｑ軸電流値ｉ_qのそれぞれについて、許容幅を設定する。そして、モデル予測部３１により予測された各電圧ベクトルＶ０〜Ｖ６毎の１サンプル先の入力電流値ｉ_in［ｔ＋１］と、ｄ軸電流値ｉ_d［ｔ＋１］、及び、ｑ軸電流値ｉ_q［ｔ＋１］のうち、許容幅から外れたものに対応する電圧ベクトルを選択する候補から除外する。

次に、電圧ベクトル選択部３２は、１サンプル先（図３のｔ＋１）の値が許容幅に含まれるものに対応する電圧ベクトルの軌跡を、許容幅から外れる直前まで線形近似で拡張し、その地点までのサンプル数Ｎｎを演算する。次に、電圧ベクトル選択部３２は、演算されたサンプル数Ｎｎとスイッチング回数Ｓｎ（ｔ）を使用し、式（ＸＸＩＩＩ：Ｃｎ＝Ｓｎ（ｔ）／Ｎｎ）により評価関数Ｃｎを算出する。

次に、電圧ベクトル選択部３２は、算出される評価関数Ｃｎが最も小さくなる電圧ベクトルを、インバータ回路４を実際に制御する電圧ベクトルとして選択する。直接電流制御部１５のｕｖｗ変換部３３は、電圧ベクトル選択部３２にて選択された電圧ベクトルに基づいて、ｕ、ｖ、ｗの各相の電圧指令値ｖ_uvw ^*を出力する。スイッチング制御部１４は、電圧指令値ｖ_uvw ^*を用いて各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６のゲート信号を生成する。これらのゲート信号により、インバータ回路４においてスイッチングが行われ、モータ８に電力が供給される。

このような制御により、本発明では入力電流値ｉ_inとモータ８に流れる電流（ｄ軸電流値ｉ_d、ｑ軸電流値ｉ_q）を少なくとも許容幅近傍で制御することができるようになる。図４に実施例の電力変換装置１でモータ８を駆動した場合の入力電流値ｉ_in（最上段）、入力電流値ｉ_inの絶対値（上から二段目）、ｄ軸電流値ｉ_d（下から二段目）、ｑ軸電流値ｉ_q（最下段）をそれぞれ示している。

尚、図中に示したｉ_in ^*は入力電流指令値、ｉ_indownの絶対値、ｉ_ddown、ｉ_qdownは、入力電流値ｉ_inの絶対値、ｄ軸電流値ｉ_d、ｑ軸電流値ｉ_qの各電流値に対応する前述した下限値ｉ^refdownであり、ｉ_inupの絶対値、ｉ_dup、ｉ_qupは、入力電流値ｉ_inの絶対値、ｄ軸電流値ｉ_d、ｑ軸電流値ｉ_qの各電流値に対応する前述した上限値ｉ^refupである。

この図からも明らかな如く、本発明によれば入力電流値ｉ_inの絶対値、ｄ軸電流値ｉ_d、ｑ軸電流値ｉ_qの各電流値の何れもそれぞれの許容幅近傍に制御することができる。特に、入力電流値ｉ_inは略入力電流指令値ｉ_in ^*に制御されている。これにより、入力部の共振電流を直接的に抑制して、効果的に電源高調波規制を満足することができるようになる。

特に、電圧ベクトル選択部３２が、予測された電流値（入力電流値ｉ_in、ｄ軸電流値ｉ_d、ｑ軸電流値ｉ_q）が許容幅に含まれるものに対応する電圧ベクトルのうちから、予測された各電流値が許容幅を外れるまでのサンプル数Ｎｎが多いこと（即ち、各電流値が許容幅を外れるまでの期間が長いこと）を評価基準（評価関数Ｃｎ）として、インバータ回路４を実際に制御する電圧ベクトルを選択するので、複数通りの電圧ベクトルＶ０〜Ｖ６のなかからインバータ回路４のスイッチング回数を少なくすることができる電圧ベクトルを選択して、効果的にスイッチング損失の低減を図ることができるようになり、コストの低減を見込める。

この場合、入力電流値ｉ_in、及び、モータ８のｄｑ軸電流値（ｄ軸電流値ｉ_d、ｑ軸電流値ｉ_q）を制御対象とし、電圧ベクトル選択部３２が、これら三つの電流値が常に許容幅の範囲内となるようにインバータ回路４を実際に制御する電圧ベクトルを選択するようにしているので、極めて効果的に電源高調波規制を満足することができるようになる。

また、実施例ではモデル予測部３１が、１サンプル先（一定期間先）の電流値（入力電流値ｉ_in［ｔ＋１］と、ｄ軸電流値ｉ_d［ｔ＋１］、及び、ｑ軸電流値ｉ_q［ｔ＋１］）を予測し、電圧ベクトル選択部３２が、１サンプル先の電流値のうち、許容幅から外れたものに対応する電圧ベクトルを除外すると共に、許容幅に含まれる１サンプル先の電流値の軌跡を許容幅から外れる直前まで線形近似で拡張し、その地点までのサンプル数Ｎｎが多いこと（即ち、その地点までの期間が長いこと）を評価基準（評価関数Ｃｎ）として、インバータ回路４を実際に制御する電圧ベクトルを選択するようにしているので、的確に電圧ベクトルの選択を行うことができるようになる。

更に、実施例では電圧ベクトル選択部３２が、式（ＸＸＩＩＩ：Ｃｎ＝Ｓｎ（ｔ）／Ｎｎ）から評価関数Ｃｎを算出し、この評価関数Ｃｎが最も小さくなるものを、インバータ回路４を実際に制御する電圧ベクトルとして選択している。このように、電圧ベクトル選択部３２が、電圧ベクトルを切り換えるときに必要なインバータ回路４のスイッチング回数Ｓｎ（ｔ）が少ないことを評価基準（評価関数Ｃｎ）に加味して、インバータ回路４を実際に制御する電圧ベクトルを選択するようにすることで、スイッチング回数を少なくすることができる電圧ベクトルをより一層的確に選択することが可能となる。

更にまた、実施例では交流電源７とコンデンサ９の間にリアクトル５を接続しているので、リアクトル５のインダクタンスにより入力電流値ｉ_inの予測を的確に行い、より円滑に制御することが可能となる。

尚、本発明の電力変換装置１の制御対象は、実施例で示したＩＰＭＳＭに限定されるものでは無く、モータ８の用途も圧縮機に限定されるものではない。

１ 電力変換装置
２ コンバータ回路
３ 直流リンク部
４ インバータ回路
５ リアクトル
６ 制御部
７ 交流電源
８ モータ
９ コンデンサ
１１ 速度制御部
１２ トルク電流制御部
１３ 入力電流制御部
１４ スイッチング制御部
１５ 直接電流制御部
３１ モデル予測部
３２ 電圧ベクトル選択部
３３ ｕｖｗ変換部

Claims (6)

1. 直流電圧をスイッチングして交流に変換し、モータに供給するインバータ回路を備えた電力変換装置であって、
   前記スイッチングを制御する制御部を備え、
   該制御部は、
   前記インバータ回路を制御する電圧ベクトルを複数通りのそれぞれに設定した場合に、入力電流値、及び、前記モータに流れるｄｑ軸電流値をそれぞれ予測するモデル予測部と、
   該モデル予測部により予測された前記三つの電流値とそれらの目標値である電流指令値に基づき、前記インバータ回路を実際に制御する電圧ベクトルを選択して当該インバータ回路を制御する電圧ベクトル選択部を有し、
   該電圧ベクトル選択部は、前記電流指令値に対して所定の許容幅を設定し、前記予測された電流値のうち、前記許容幅から外れたものに対応する電圧ベクトルを除外すると共に、
   前記予測された電流値が前記許容幅に含まれるものに対応する電圧ベクトルのうちから、前記予測された電流値が前記許容幅を外れるまでの期間が長いことを評価基準として、前記三つの電流値が常に前記許容幅の範囲内となるように前記インバータ回路を実際に制御する電圧ベクトルを選択することを特徴とする電力変換装置。
2. 前記モデル予測部は、一定期間先の電流値を予測し、
   前記電圧ベクトル選択部は、前記一定期間先の電流値のうち、前記許容幅から外れたものに対応する電圧ベクトルを除外すると共に、
   前記許容幅に含まれる前記一定期間先の電流値の軌跡を前記許容幅から外れる直前まで線形近似で拡張し、その地点までの期間が長いことを評価基準として、前記インバータ回路を実際に制御する電圧ベクトルを選択することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記モデル予測部は、一定期間毎に前記一定期間先の電流値を予測すると共に、
   前記電圧ベクトル選択部は、前記モデル予測部が予測する毎に前記インバータ回路を実際に制御する電圧ベクトルの選択を行うことを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
4. 前記電圧ベクトル選択部は、電圧ベクトルを切り換えるときに必要な前記インバータ回路のスイッチング回数が少ないことを前記評価基準に加味して、前記インバータ回路を実際に制御する電圧ベクトルを選択することを特徴とする請求項１乃至請求項３のうちの何れかに記載の電力変換装置。
5. Ｃｎ＝Ｓｎ（ｔ）／Ｎｎ
   但し、Ｃｎは評価関数、Ｓｎ（ｔ）は現在の時間において電圧ベクトルを切り換えるときに必要な前記インバータ回路のスイッチング回数、Ｎｎは前記許容幅に含まれる前記予測された電流値が前記許容幅を外れるまでのサンプル数であり、
   前記電圧ベクトル選択部は、上記式から評価関数Ｃｎを算出し、該評価関数Ｃｎが最も小さくなるものを、前記インバータ回路を実際に制御する電圧ベクトルとして選択することを特徴とする請求項４に記載の電力変換装置。
6. 交流電源からの入力交流を全波整流するコンバータ回路と、
   該コンバータ回路の出力に並列接続されたコンデンサを有し、前記直流電圧を出力する直流リンク部と、
   前記交流電源と前記コンデンサの間に接続されたリアクトルを備え、
   前記制御部は、前記モータの速度を制御する操作量である入力トルク指令値を求める速度制御部と、
   前記入力トルク指令値から前記インバータ回路の出力トルクを制御するｑ軸電流値の電流指令値であるｑ軸電流指令値を求めるトルク電流制御部と、
   前記入力トルク指令値から前記入力電流値の電流指令値である入力電流指令値を生成する入力電流制御部を有することを特徴とする請求項１乃至請求項５のうちの何れかに記載の電力変換装置。

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