JP2023522507A - 直流電力に基づく車両用永久磁石同期モータのベクトル制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】本発明は、直流電力に基づく車両用永久磁石同期モータのベクトル制御方法を開示する。【解決手段】電流閉ループ調整モジュールと、変調比偏差算出モジュールと、電流指令角度補償モジュールと、電流角度事前設定モジュールと、電流指令角度制限比較器と、電流所定振幅補償モジュールと、電流所定ベクトル補正モジュールとを備える。本発明の調整方向は、永久的に弱め界磁方向であり、繰り返し調整による不安定がない。本発明は、ｄｑ電流を導入して同時に補正することにより、電圧飽和に抵抗する圧力をｄｑ電流に分散させることができ、軸電流調整の過剰による出力トルクの偏差の過大を回避する。本発明は、システム制御が不安定することない従来の弱め界磁目標を確保するとともに、トルクの精度を確保する。【選択図】図２

Description

本発明は、永久磁石同期モータ制御分野に属し、特に直流電力に基づく車両用永久磁石同期モータのベクトル制御方法に関する。

車両用内蔵式永久磁石同期モータ（ＩＰＭＳＭ）制御システムでは、実際の適用シナリオにおいて制御対象-ＩＰＭＳＭが不可避的に変化することにより制御プログラムにおいて予め設定された制御パラメータが失効し、モータが高速に運転し、弱め界磁が不足して電圧飽和を引き起こし、モータ駆動システムの安定性を危うくする。

内臓式永久磁石同期モータは、電力密度が大きく、運転範囲が広く、効率が高いという特徴を有するため、電気自動車の駆動モータに広く使用されており、そのトルク方程式は以下の通りであり、

（１）
ここで、Ｔ_ｅはモータの電磁トルクであり、Ｐ_ｎはモータ磁極対数であり、

は回転子永久磁石体磁束であり、ｉ_ｑはｑ軸電流であり、ｉ_dはｄ軸電流であり、Ｌ_ｄはｄ軸インダクタンスであり、Ｌ_ｑはｑ軸インダクタンスであり、ＩＰＭＳＭ正常駆動過程において、Ｔ_ｅ＞０，ｉ_ｑ＞０，ｉ_d＜０，Ｌ_ｄ＜Ｌ_ｑとなる。

上式から分かるように、トルクは電流と正の相関があるが、異なるｄｑ軸電流組み合わせは異なるトルクに対応し、それぞれの固定された電流振幅において、１セットの特定のｄｑ電流の組み合わせが存在し、これによりモータが当該電流下で最大のトルクを出力することができる。磁場が飽和するため、電流がある範囲より大きいと、ｄｑ軸インダクタンスＬ_ｄ、Ｌ_ｑが電流の変化に伴って変化し、変化範囲は最大２００％に達することができる。これらのパラメータの変化は、各電流における最適なｄｑ電流組み合わせをオンラインで解くことが困難になり、さらには不可能である。したがって、車両用モータ制御において、一般的に実験の方法で標定をテストして各トルクに対応する最適な電流組合せを取得する。全トルク範囲内の全てのこのような電流組み合わせを結んだ線をＩＰＭＳＭの最大トルク電流比（ＭＴＰＡ）曲線と呼ぶ。

また、車両用ＩＰＭＳＭの運転は、インバータによって動力電池のバスを三相交流電に変換することに依存し、これは、モータ端の電圧が直流バスによって制限されることを意味し、ＩＰＭＳＭの電圧方程式は以下の通りであり、

ここで、Ｖ_ｄはモータのｄ軸電圧であり、Ｖ_ｑはモータのｑ軸電圧であり、Ｒ_ｓは固定子の抵抗であり、

はモータの電気角速度である。

高速定常状態において、モータ端電圧Ｖ_Ｓの振幅は、近似的に以下のようになり、

（３）
モータの回転速度が上昇すると、モータ端電圧が上昇し、それがバス電圧で提供可能な交流電圧振幅を超えると、弱め界磁制御を行う必要があり、現在のバスで提供可能な最大交流電圧は電圧制限

であり、式は一般的に以下の通りであり、

ここで、Ｖ_ｄｃはバス電圧であり、ＭＩ_ｍａｘはモータ制御システム最大変調比（ｍａｘｉｍｕｍ ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ｉｎｄｅｘ）であり、その値は一般的に１近傍であり、最大で１．１０２７である。

トルク方程式と電圧制限の両方を満足する電流組み合わせを取得するために、異なるバスと回転速度における各トルクに対応するｄｑ電流組合せを依然として実験の方法で標定することによって得る。そして、これらのデータをテーブル化してデジタル制御チップに記憶し、モータのリアルタイム運転時に、テーブルをルークアップすることにより、異なる回転速度及びバス電圧におけるトルク指令を対応するｄｑ電流指令に変換する。

上記過程が正常に動作できる前提としては、プロトタイプの実験標定によって得られた電流組み合わせが各モータの同一のタイプに適用可能である。実際の適用では、以下のいくつかの態様はこのような仮定が成立しないことを引き起こす。
１．モータは量産する時にプロセス、材料が不可避的にモータの不一致性を引き起こす。
２．モータの回転オフセット量に偏差が生じると、電流調整器が正常に動作する場合であっても、制御上磁場配向偏差を引き起こし、さらにモータにおける実際のｄｑ電流が所望の電流指令と一致しないことを引き起こす。
３．環境温度の変化は永久磁石体磁気鎖に影響を与え、温度が低下すると、

が上昇し、標定して得られたｄｑ電流指令が電圧制限を満たさなくなる。

したがって、電気駆動制御システムの高速運転領域のロバスト性を向上するために、一般的には弱め界磁制御リンクを追加する。

モータ制御弱め界磁問題に対して、特許文献ＣＮ１０１８５５８２５Ｂは、代表的な解決手段を提案し、図１に示すように、電流調整器から出力された電圧と電圧制限との差に基づいて電圧偏差を得て、当該偏差を比例積分リンク（ＰＩ）を経て電流補正量△Ｉ_ｄを得てｄ軸電流の所定値に重畳し、当該補正量に対して上限が０である振幅制限を行うことで、弱め界磁を深くして、弱め界磁制御の目的を達成する。式（３）によれば、

＞０の時、負方向のｉ_ｄを大きくし、出力電圧を低下させることができ、すなわち、このような解決手段は効果的である。しかし、

＜０のとき、負方向のｉ_ｄを増加させ続けると、Ｖ_ｑが逆方向に増大して出力電圧がさらに上昇し、逆に電圧飽和現象がより深刻である。したがって、当該方法を使用する時に

＞０を確保しなければならない。しかし、車両用モータ制御では、この制限を加えると、モータの高速領域でのリラクタンストルクが十分に利用されず、モータの性能を犠牲にする。上記解決手段において電圧飽和時にｉ_ｄを低下させる方法を採用して、弱め界磁場を深くしてモータを電圧飽和状態から退出させることができるが、当該方法は出力トルクのへの影響が大きく、ｉ_ｄを補正するだけで、大きなｉ_ｄ補正量を必要とし、ｄｑ電流の組み合わせが大きく変化して出力トルクに大きな影響を与えることになる。非特許文献（Ｔ．Ｍ． Ｊａｈｎｓ， “Ｆｌｕｘ Ｗｅａｋｅｎｉｎｇ Ｒｅｇｉｍｅ Ｏｐｅｒａｔｉｏｎ ｏｆ ａｎ Ｉｎｔｅｒｉｏｒ Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ－Ｍａｇｎｅｔ Ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ Ｍｏｔｏｒ Ｄｒｉｖｅ”， ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ． ｏｎ Ｉｎｄ． Ａｐｐｌ．， ｖｏｌ． ＩＡ－２３， ｎｏ． ４， ｐｐ． ５５－６３， １９８７）は、弱め界磁領域でｉ_ｑを低減する方法が提案されているが、単一の電流を調整するだけでは、同様に出力トルクに大きな影響を与えるという問題もある。電圧飽和の問題に有効に対処でき、しかもできるだけ出力トルクに影響を小さく与える良好な従来技術は、まだ一時的に発見されていない。

本発明の目的は従来の技術の不足に対して、直流電力に基づく車両用永久磁石同期モータのベクトル制御方法を提供することにある。

本発明の目的は、以下の解決手段によって実現され、直流電力に基づく車両用永久磁石同期モータのベクトル制御方法において、電流閉ループ調整モジュールと、変調比偏差算出モジュールと、電流指令角度補償モジュールと、電流角度事前設定モジュールと、電流指令角度制限比較器と、電流所定振幅補償モジュールと、電流所定ベクトル補正モジュールとを備え、
電流閉ループ調整モジュールの入力が、電流所定ベクトル補正モジュールから出力されたｄｑ電流指令であり、比例積分コントローラを経った後、ｄｑ電圧指令を出力し、
変調比偏差算出モジュールの入力が、電流閉ループ調整モジュールから出力されたｄｑ電圧指令であり、二乗和を根にして所望の変調比ＭＩ_ｒｅｆを得た後、所望の制御システム最大変調比ＭＩ_ｍａｘとの差をとり、さらにローパスフィルタを経った後、変調比偏差△ＭＩを出力し、
電流指令角度補償モジュールの入力が、変調比偏差算出モジュールから出力された変調比偏差であり、比例積分補償器を経った後、補正角度を出力し、
電流角度事前設定モジュールは、電流角度を予め設定することに用いられ、
電流指令角度制限比較器は、電流指令角度補償モジュールから出力された補正角度の補償後の電流角度を、電流角度事前設定モジュールで予め設定された電流角度以上に制限することに用いられ、
電流所定振幅補償モジュールの入力が、有効電力とリアルタイム電力との差△Ｐであり、比例積分調整を経て、電流所定振幅調整量を出力し、
電流所定ベクトル補正モジュールの入力が、電流所定振幅補償モジュールから出力された電流所定振幅調整量で補償された電流の大きさ｜ｉ｜であり、電流角度事前設定モジュールで予め設定された電流角度に基づいて、弱め界磁制御の後のｄｑ電流指令を算出する。

さらに、前記電流閉ループ調整モジュールでは、ｄｑ電流指令ｉ_ｄｒｅｆ、ｉ_ｑｒｅｆとｄｑ電流フィードバックの偏差をそれぞれ比例積分ＰＩコントローラに入力して処理させて、ｄｑ電圧指令を取得する。
さらに、前記変調比偏差算出モジュールでは、ＭＩ_ｍａｘとＭＩ_ｒｅｆとの差△ＭＩ_０は以下の通りであり、

ここで、ｖ_{ｄ＿ｒｅｆ}、ｖ_{ｑ＿ｒｅｆ}はｄｑ電圧指令であり、Ｖ_ｄｃはバス電圧である。

さらに、前記電流指令角度補償モジュールでは、補正角度△θは以下の通りであり、

ここで、ｋ_ｐ、ｋ_ｉはそれぞれ比例積分補償器の比例係数、積分係数であり、△ＭＩは変調比偏差である。

さらに、前記電流角度事前設定モジュールは、モータの配向に対して最大トルク電流比ＭＴＰＡ電流角度曲線描写制限を行い、電流角度をθ_ｐｒｅとして予め設定する。
さらに、前記電流指令角度制限比較器は、電流角度を以下のように制限することに用いられ、即ち、θ＋△θ≧θ_ｐｒｅとなり、ここで、θは弱め界磁制御の前の電流角度である。

さらに、前記電流所定振幅補償モジュールでは、電流所定振幅調整量△ｉは以下の通りであり、

ここで、Ｐ_ｔａｂは有効電力であり、Ｐ_{ｃａｌｃｕ}はリアルタイム電力であり、Ｕ_ｂｕｓはバス電圧に対するサンプリング値であり、Ｉ_ｂｕｓはバス電流に対するサンプリング値であり、ｋ_ｐＰ、ｋ_ｉＰはそれぞれ電流所定振幅補償モジュールにおける比例積分の比例係数、積分係数である。

さらに、前記電流所定ベクトル補正モジュールでは、ｄｑ電流指令ｉ_ｄｒｅｆ、ｉ_ｑｒｅｆを算出し、

ここで、｜ｉ｜_{ｏｒｉｇｉｎ}は弱め界磁制御の前の電流の大きさである。

本発明の有利な効果は、以下の通りである。
（１）本発明の調整方向は、永久的に弱い磁気方向であり、繰り返し調整による不安定がない。
（２）本発明は、ｄｑ電流を導入して同時に補正することにより、電圧飽和に抵抗する圧力をｄｑ電流に分散させることができ、単軸電流調整の過剰による出力トルクの偏差の過大を回避する。
（３）本発明は、システム制御が不安定することない従来の弱め界磁目標を確保するとともに、トルクの精度を確保する。

弱め界磁制御の従来技術のトポロジー構造ブロック図である。 本発明の全体トポロジー構造ブロック図である。 変調比偏差算出リンク概略図である。 電流指令角度補償モジュール概略図である。 電流角度事前設定モジュールが事前設定角度を設定する概略図であり、ここで、電流の単位は全てＡである。 電流所定振幅補償モジュール概略図である。 弱め界磁区電流角度補正概略図であり、ここで、電流の単位は全てＡである。 補正前後の電流角度変化傾向概略図であり、ここで、電流の単位は全てＡであり、１は補正前であり、２は補正後である。 補正前後の電流角度対比図である。 電気駆動システムＭ１及びＭ２の実測した電流－トルク曲線の対比図であり、ここで、トルクの単位はＮｍ、電流の単位がＡである。 電気駆動システムＭ１及びＭ３の実測した電流－トルク曲線の対比図であり、ここで、トルクの単位はＮｍ、電流の単位はＡである。

本発明は、駆動システムの安全を確保するとともに、弱め界磁制御リンクの駆動システム出力トルクへの影響をできるだけ低減する。上記目的を達成するために、図２に示すように、本発明による直流電力に基づく車両用永久磁石同期モータのベクトル制御方法は、以下のことを含み、
１、電流閉ループ調整モジュールについては、当該部分が本発明の依存モジュールであり、その作用は、ｄｑ電流指令ｉ_ｄｒｅｆ、ｉ_ｑｒｅｆとｄｑ電流フィードバックの偏差をそれぞれ比例積分ＰＩコントローラに入力して処理させて、ｄｑ電圧指令ｖｄｑｒｅｆを取得することにある。
２、変調比偏差算出モジュールについては、図３に示すように、ＭＩ_ｒｅｆは、電流閉ループ調整モジュールから出力されたｄｑ電圧指令の二乗和を根にして得られるものであり、

ここで、ｖ_{ｄ＿ｒｅｆ}、ｖ_{ｑ＿ｒｅｆ}はｖ_{ｄｑｒｅｆ}のｄｑ成分であり、Ｖ_ｄｃはバス電圧であり、そして、所望の制御システム最大変調比ＭＩ_ｍａｘと所望の変調比ＭＩ_ｒｅｆとの差をとって△ＭＩ_０を取得し、

さらにローパスフィルタ（ＬＰＦ）により変調比偏差△ＭＩを取得し、ここで、ローパスフィルタの作用は、ｄｑ電流閉ループ調整モジュールにおける高周波ノイズを除去し、出力弱め界磁制御装置が電流補正量を平滑に出力し、モータトルクが大きく変動することを防止することにある。
３、電流指令角度補償モジュールについては、図４に示すように、変調比偏差算出モジュールの出力△ＭＩを入力とし、比例積分ＰＩ補償器を経った後、出力量が補正角度△θであり、

ここで、ｋ_ｐ、ｋ_ｉはそれぞれ比例積分補償器の比例係数、積分係数である。
４、電流角度事前設定モジュールについては、図５に示すように、標準モータの配向に対して最大トルク電流比ＭＴＰＡ電流角度曲線描写制限を行い、ｄｑ電流曲線に基づいて、ＭＴＰＡ（１０００ｒｐｍ）に値付けて、電流角度がθ_ｐｒｅとして予め設定される。
５、電流指令角度制限比較器については、電流指令角度補償モジュールで補償された角度を電流角度事前設定モジュールの事前設定角度θ_ｐｒｅ以上に限定し、θ＋△θ≧θ_ｐｒｅとなり、ここで、θは弱め界磁の前の電流ベクトルの角度である。
６、電流所定振幅補償モジュールについては、電流指令角度補償モジュールが角度補償を完了した後、システムが弱い磁気の安定性要件を満たしたと判断し、その出力を補正する。
電力Ｐ_{ｃａｌｃｕ}をリアルタイムで算出し、

ここで、Ｕ_ｂｕｓはバス電圧Ｖ_ｄｃに対するサンプリング値であり、Ｉ_ｂｕｓはバス電流Ｉ_ｄｃに対するサンプリング値である。
このとき運転すべき直流電力Ｐ_ｔａｂとリアルタイムで算出された電力Ｐ_{ｃａｌｃｕ}との差をとり、

ここで、直流電力Ｐ_ｔａｂは、テーブルルックアップにより得られる。
△Ｐを電流所定振幅補償モジュールの入力とし、図６に示すように、比例積分ＰＩにより電流所定振幅調整量△ｉが調整されて得られ、

ここで、ｋ_ｐＰ、ｋ_ｉＰはそれぞれ電流所定振幅補償モジュールにおける比例積分の比例係数、積分係数である。
７、電流所定ベクトル補正モジュール（ｓｉｎ／ｃｏｓ）については、モジュール電流角度事前設定モジュールと電流所定振幅補償モジュールとを統合して、ｄｑ軸弱め界磁後の電流ｉ_ｄｒｅｆ、ｉ_ｑｒｅｆを以下のように算出し、

ここで、｜ｉ｜_{ｏｒｉｇｉｎ}は弱め界磁の前の電流ベクトルの大きさであり、｜ｉ｜は△ｉ補償後の電流ベクトル振幅の大きさである。

本実施例は、上記全てのモジュールに基づいて電気駆動システムＭ１を構築し、同一電気駆動システムＭ１におけるテストデータを取得して、図７～９のように、電流角度事前設定モジュールと、電流指令角度制限比較器と、電流所定ベクトル補正モジュールの有効性を証明する。図７に示すように、矢印で示す弱め界磁変曲点から開始し、電流指令角度制限比較器及び電流所定ベクトル補正モジュールが働き始め、ｄｑ電流運転曲線は対応する角度が変化する。図８に示すように、電流角度は弱め界磁領域で自動的に補正される。図９に示すように、図中、曲線斜率が１ではない時、実際の角度が事前設定角度θ_ｐｒｅよりも大きいことを示し、１２０°の後に電流所定ベクトル補正モジュールが角度を補正し、円内が補正効果である。

電気駆動システムＭ１における電流所定振幅補償モジュールを除去して別の電気駆動システムＭ２を取得し、Ｍ２の電流サンプリングゲインをＭ１より高く設定し、浮上割合を３％とする。図１０に示すように、電気駆動システムＭ２の電流サンプリングゲインがＭ１より大きく、Ｍ２の実際のトルクがＭ１よりも小さいことを引き起こす。電気駆動システムＭ２に電流所定振幅補償モジュールを追加して電気駆動システムＭ３を得て、Ｍ２及びＭ３の電流サンプリングゲインが同じである。図１１に示すように、電流所定振幅補償モジュールを用いた電気駆動システムＭ３のトルクは、Ｍ１と基本的に一致する。以上をまとめると、図１０～１１は、電流所定振幅補償モジュールの有効性を証明する。

Claims (6)

1. 直流電力に基づく車両用永久磁石同期モータのベクトル制御方法であって、電流閉ループ調整モジュールと、変調比偏差算出モジュールと、電流指令角度補償モジュールと、電流角度事前設定モジュールと、電流指令角度制限比較器と、電流所定振幅補償モジュールと、電流所定ベクトル補正モジュールとの処理を備え、
   電流閉ループ調整モジュールの入力が、電流所定ベクトル補正モジュールから出力されたｄｑ電流指令であり、比例積分コントローラを経った後、ｄｑ電圧指令を出力し、
   変調比偏差算出モジュールの入力が、電流閉ループ調整モジュールから出力されたｄｑ電圧指令であり、二乗和を根にして所望の変調比ＭＩ_ｒｅｆを得た後、所望の制御システム最大変調比ＭＩ_ｍａｘとの差をとり、さらにローパスフィルタを経った後、変調比偏差△ＭＩを出力し、
   電流指令角度補償モジュールの入力が、変調比偏差算出モジュールから出力された変調比偏差であり、比例積分補償器後を経った後、補正角度△θを出力し、
   電流角度事前設定モジュールは、電流角度θ_ｐｒｅを予め設定することに用いられ、
   電流指令角度制限比較器は、電流指令角度補償モジュールから出力された補正角度の補償後の電流角度を、電流角度事前設定モジュールで予め設定された電流角度以上に制限することに用いられ、即ち、θ＋△θ≧θ_ｐｒｅとなり、θは弱め界磁制御の前の電流角度であり、
   電流所定振幅補償モジュールの入力が、有効電力とリアルタイム電力との差△Ｐであり、比例積分調整を経て、電流所定振幅調整量△ｉを出力し、ここで、リアルタイム電力Ｐ_{ｃａｌｃｕ}は以下の通りであり、
   

   

   ここで、Ｕ_ｂｕｓはバス電圧に対するサンプリング値であり、Ｉ_ｂｕｓはバス電流に対するサンプリング値であり、
   電流所定ベクトル補正モジュールの入力が、電流所定振幅補償モジュールから出力された電流所定振幅調整量で補償された電流の大きさ｜ｉ｜であり、電流角度事前設定モジュールで予め設定された電流角度に基づいて、弱め界磁制御の後のｄｑ電流指令ｉ_ｄｒｅｆ、ｉ_ｑｒｅｆを算出し、
   

   

   ここで、｜ｉ｜_{ｏｒｉｇｉｎ}は弱め界磁制御の前の電流の大きさである
   ことを特徴とする直流電力に基づく車両用永久磁石同期モータのベクトル制御方法。
2. 前記電流閉ループ調整モジュールでは、ｄｑ電流指令ｉ_ｄｒｅｆ、ｉ_ｑｒｅｆとｄｑ電流フィードバックの偏差をそれぞれ比例積分ＰＩコントローラに入力して処理させて、ｄｑ電圧指令を取得する
   ことを特徴とする請求項１に記載の直流電力に基づく車両用永久磁石同期モータのベクトル制御方法。
3. 前記変調比偏差算出モジュールでは、ＭＩ_ｍａｘとＭＩ_ｒｅｆとの差△ＭＩ_０は以下の通りであり、
   

   

   

   ここで、ｖ_{ｄ＿ｒｅｆ}、ｖ_{ｑ＿ｒｅｆ}はｄｑ電圧指令であり、Ｖ_ｄｃはバス電圧である
   ことを特徴とする請求項２に記載の直流電力に基づく車両用永久磁石同期モータのベクトル制御方法。
4. 前記電流指令角度補償モジュールでは、補正角度△θは以下の通りであり、
   

   

   ここで、ｋ_ｐ、ｋ_ｉはそれぞれ比例積分補償器の比例係数、積分係数であり、△ＭＩは変調比偏差である
   ことを特徴とする請求項３に記載の直流電力に基づく車両用永久磁石同期モータのベクトル制御方法。
5. 前記電流角度事前設定モジュールは、モータの配向に対して最大トルク電流比ＭＴＰＡ電流角度曲線描写制限を行い、電流角度をθ_ｐｒｅとして予め設定する
   ことを特徴とする請求項４に記載の直流電力に基づく車両用永久磁石同期モータのベクトル制御方法。
6. 前記電流所定振幅補償モジュールでは、電流所定振幅調整量△ｉは以下の通りであり、
   

   

   

   ここで、Ｐ_ｔａｂは有効電力であり、ｋ_ｐＰ、ｋ_ｉＰはそれぞれ電流所定振幅補償モジュールにおける比例積分の比例係数、積分係数である
   ことを特徴とする請求項５に記載の直流電力に基づく車両用永久磁石同期モータのベクトル制御方法。

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