JP5142922B2

JP5142922B2 - 電力変換装置

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Publication number: JP5142922B2
Application number: JP2008252154A
Authority: JP
Inventors: 徹郎児島
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 2008-09-30
Filing date: 2008-09-30
Publication date: 2013-02-13
Anticipated expiration: 2028-09-30
Also published as: JP2010088163A

Description

本発明は、三相交流負荷を駆動する電力変換装置に関する。特に電力変換器を１８０度通流を行うことで三相交流電動機を最大電圧で可変周波数駆動する電力変換装置に関する。

直流電圧をスイッチングすることにより、出力電圧の周波数と振幅を所望の値に制御する電力変換器としては、パルス幅変調（ＰＷＭ）インバータがあり、誘導電動機などの交流モータを可変速駆動するために用いられている。電力変換器の出力電圧は、基本波成分に加えてスイッチングによる高調波成分を含んでおり、この結果、電力変換器の出力電流は基本波成分に高調波成分が重畳した波形となる。このような出力電流を検出して電流制御を行うためには、高調波成分を取り除き、基本波成分のみ抽出する手段が必要となる。

このような問題を解決する手段として、特許文献１記載の発明がある。交流の変調波と搬送波を比較してパルス幅変調（ＰＷＭ）を行う場合、平均すると搬送波の中央値付近でスイッチングが行われるため、搬送波の中央値付近の電流の変化率は大きい。特許文献１記載の発明は、搬送波の最大値・最小値のタイミングで電流検出を行うことにより、スイッチングによる高調波成分を除外し、電流の基本波成分を高精度に検出することができる。

特許文献２記載の発明は、特許文献１記載のアイディアをより厳密にしたものである。スイッチングによる高調波成分がゼロになるタイミングを事前に計算しておき、そのタイミングで電流検出を行うことにより、スイッチングによる高調波成分を完全に除去し、電流の基本波成分のみを検出することができる。

特開昭５８−１９８１６５号公報特開２００４−１５９４９号公報

従来より電気鉄道用の電力変換装置は、スイッチング損失の低減と、インバータ出力電圧を最大限に利用するために、基本波位相の１８０度ごとに電力変換器のオンとオフを繰り返す１８０度通流モード、いわゆる１パルスモードを採用している。１パルスモード時のＵ相電圧波形を図２に示す。図３に示すように１パルスモード時のモータ電流波形には大きなスイッチングリップルが重畳している。一般にベクトル制御では三相交流のモータ電流を基本波位相に基づいて座標変換を行い、直交二相の直流電流を得る。１パルスモード時の座標変換後の直交二相の直流電流（ｄ／ｑ軸電流）を図４に示すが、座標変換を行ってもスイッチングリップルは消えず、基本波成分（直流成分）に対して無視できない大きさのスイッチングリップルが重畳していることがわかる。

１パルスモードでは、基本波位相のみに基づいてパルスを生成し、搬送波の概念がない。すなわち特許文献１記載の発明を適用することができない。また、図４に示すようにｄ／ｑ軸電流のスイッチングリップルがゼロになるタイミングは同一ではないので、特許文献２記載の発明は、スイッチングリップルを取り除いたｄ／ｑ軸電流を同時に得ることはできない。

上記の課題を解決するために、本発明は、
三相交流負荷と、
前記三相交流負荷を可変周波数駆動する電力変換器と、
前記三相交流負荷に流れる交流電流を検出する電流検出手段と、
前記三相交流負荷を駆動する基本波周波数を決定する周波数生成手段と、
前記三相交流負荷に印加する交流電圧の基本波位相を決定する位相生成手段と、
前記位相生成手段の出力する基本波位相に基づき、位相１８０度ごとに前記電力変換器の導通状態を反転させる制御装置から構成される電力変換装置において、
前記制御装置は、前記電流検出手段の出力する三相交流電流をサンプリングする手段と、
サンプリングした三相交流電流を前記位相生成手段の出力する基本波位相に基づき直交二相直流電流に変換する座標変換手段と、
前記座標変換後の直交二相直流電流の値を過去ｎ−１（ｎは２以上の整数）回分保存しておく記憶手段と、
前記座標変換後の直交二相直流電流の値と前記記憶手段に記憶された過去ｎ−１回分の直交二相直流電流の値の総和をｎで除算する手段と、を備え、
前記周波数生成手段の出力する周波数の６のｎ倍のサンプリング周波数で動作させることを最も主要な特徴とする。

本発明は、座標変換後の直交二相直流電流に含まれるスイッチングリップル（前記周波数生成手段の出力する周波数の６の整数倍の高調波成分）を除去し、基本波成分（直流成分）を高精度に得ることができる。

本発明の実施例を図１に示す。

図１において、本発明の電力変換装置は、
直流電圧をスイッチングすることにより、所望の周波数の三相交流電圧を出力する電力変換器１と、
電力変換器１によって可変周波数駆動される三相交流負荷２と、
電流変換器１から三相交流負荷２へ流れる交流電流を検出する電流検出手段３と、
電力変換器１の駆動周波数を決定する周波数生成手段４と、
周波数生成手段４の出力する基本波周波数を入力し、基本波位相を求める位相生成手段５と、
周波数生成手段４の出力する基本波周波数と、位相生成手段５の出力する基本波位相を入力し、演算周期を決定する演算周期制御手段６と、
電流検出手段３の出力する電流検出値をサンプル・ホールドするアナログ／デジタル（Ａ／Ｄ）変換手段７と、
Ａ／Ｄ変換手段７の出力する電流検出値を位相生成手段５の出力する基本波位相に基づいて回転座標変換を行い、直交二相直流電流に変換する座標変換手段８と、
座標変換手段８の出力する直交二相直流電流を入力し、高調波成分を除去するローパスフィルタ９と、
ローパスフィルタ９の出力する直交二相直流電流を所望の値に制御する電流制御手段１０と、
電流制御手段１０の出力と、位相生成手段５の出力する基本波位相に基づいて出力電圧位相を求め、この出力電圧位相の１８０度ごとに電力変換器１の導通状態を反転させる（１パルス動作をさせる）ＰＷＭ制御手段１１から構成される。

電力変換器１の制御装置１２は、
位相生成手段５と、Ａ／Ｄ変換手段７と、座標変換手段８と、ローパスフィルタ９と、電流制御手段１０と、ＰＷＭ制御手段１１から構成され、演算周期制御手段６の出力する演算周期に基づいて動作する。

図８は、図１に示す本発明の実施例におけるローパスフィルタの第１例である。

図８において、ローパスフィルタ９ａは、
入力信号を記憶し、演算周期１サイクル分だけ前回の入力信号を出力する遅延器２０と、
入力信号と遅延器２０の出力を加算する加算器２１と、
加算器２１の出力を入力し、振幅を１／２に減じるゲイン２２から構成される。

図９は、図１に示す本発明の実施例におけるローパスフィルタの第２例である。

図９において、ローパスフィルタ９ｂは、
入力信号を記憶し、演算周期１サイクル分だけ前回の入力信号を出力する遅延器３０と、
遅延器３０の出力を記憶し、演算周期１サイクル分だけ前回の入力信号を出力する遅延器３１と、
入力信号と遅延器３０の出力を加算する加算器３２と、
加算器３２の出力と遅延器３１の出力を加算する加算器３３と、
加算器３３の出力を入力し、振幅を１／３に減じるゲイン３４から構成される。

図１０は、図１に示す本発明の実施例におけるローパスフィルタの第３例である。

図１０において、ローパスフィルタ９ｃは、
入力信号を記憶し、演算周期１サイクル分だけ前回の入力信号を出力する遅延器４０と、
遅延器４０の出力を記憶し、演算周期１サイクル分だけ前回の入力信号を出力する遅延器４１と、
遅延器４１の出力を記憶し、演算周期１サイクル分だけ前回の入力信号を出力する遅延器４２と、
入力信号と遅延器４０の出力を加算する加算器４３と、
加算器４３の出力と遅延器４１の出力を加算する加算器４４と、
加算器４４の出力と遅延器４２の出力を加算する加算器４５と、
加算器４５の出力を入力し、振幅を１／４に減じるゲイン４６から構成される。

図２に、１８０度通流モード、いわゆる１パルスモード時のＵ相電圧波形を示す。１パルスモードにおいては、基本波位相の１８０度毎にオン・オフを繰り返す。図２には記載していないが、Ｖ相電圧波形は、Ｕ相電圧波形に対して１２０度遅れとなり、Ｗ相電圧波形はさらに１２０度遅れとなる。

図３に、１パルスモード時のＵ相電流波形を示す。１パルスモードにおいては、基本波位相の１８０度毎にオン・オフを繰り返すので、各相ごとに１周期に２回スイッチング動作を行う。すなわち三相合わせて１周期に６回スイッチング動作を行うため、図３に示すように１周期あたり６個のスイッチングリップルが重畳した電流波形となる。図３には記載していないが、Ｖ相電流波形は、Ｕ相電流波形に対して１２０度遅れとなり、Ｗ相電流波形はさらに１２０度遅れとなる。

図４に、１パルスモード時のｄ／ｑ軸電流波形を示す。図４は、図３に示すＵ相電流波形を基本波位相を基準として回転座標変換を行ったものである。基本波位相と同相成分をｄ軸電流とし、ｄ軸電流より９０度進みの成分をｑ軸電流とする。図３の基本波成分は交流であったのに対し、図４の基本波成分は直流となっている。図３と同様、１周期あたり６個のスイッチングリップルが重畳していることが分かる。

図５に、図３に示す１パルスモード時のＵ相電流波形の周波数特性を示す。１パルスモードにおいては、基本波成分の５次，７次，１１，１３次の高調波が発生していることが分かる。

図６，図７に、図４に示す１パルスモード時のｄ／ｑ軸電流波形の周波数特性を示す。１パルスモードにおいては基本波成分が直流となり、６次，１２次の高調波が発生していることが分かる。回転座標変換を行うことにより、基本波成分および高調波の周波数分布が変わることが分かる。

図１１に、図８に示すローパスフィルタの周波数特性を示す。図８に示すローパスフィルタは、ちょうどサンプリング周波数の１／２の成分を除去するノッチフィルタとなる。したがって、図８に示すローパスフィルタを基本波周波数の１２倍で動作させた場合、基本波周波数の６次高調波成分を除去することができる。

図１２に、図９に示すローパスフィルタの周波数特性を示す。図９に示すローパスフィルタは、ちょうどサンプリング周波数の１／３と２／３の成分を除去するノッチフィルタとなる。したがって、図９に示すローパスフィルタを基本周波数の１８倍で動作させた場合、基本波周波数の６次，１２次高調波成分を除去することができる。

図１３に、図１０に示すローパスフィルタの周波数特性を示す。図１０に示すローパスフィルタは、ちょうどサンプリング周波数の１／４，１／２，３／４の成分を除去するノッチフィルタとなる。したがって、図１０に示すローパスフィルタを基本周波数の２４倍で動作させた場合、基本波周波数の６次，１２次好調波成分を除去することができる。

図１４，図１５に、図８に示すローパスフィルタの適用前後のｄ／ｑ軸電流波形を示す。図１４，図１５においては、ローパスフィルタの過渡応答特性を調べるため、意図的に基本波成分の振幅を変動させている。図１４，図１５に示すように、ローパスフィルタ適用後のｄ／ｑ軸電流波形は、スイッチングリップルを除去し、ほぼ正確に基本波成分を抽出していることが分かる。

本発明の実施例を示すブロック図。１パルスモード時のＵ相電圧波形。１パルスモード時のＵ相電流波形（瞬時値）。１パルスモード時のｄ／ｑ軸電流波形。１パルスモード時のＵ相電流の周波数特性。１パルスモード時のｄ軸電流の周波数特性。１パルスモード時のｑ軸電流の周波数特性。図１のローパスフィルタの第１例。図１のローパスフィルタの第２例。図１のローパスフィルタの第３例。図８に示すローパスフィルタの周波数特性。図９に示すローパスフィルタの周波数特性。図１０に示すローパスフィルタの周波数特性。図８のローパスフィルタ適用後の１パルスモード時のｄ軸電流波形。図８のローパスフィルタ適用後の１パルスモード時のｑ軸電流波形。

符号の説明

１電力変換器
２三相交流負荷
３電流検出手段
４周波数生成手段
５位相生成手段
６演算周期制御手段
７アナログ／デジタル（Ａ／Ｄ）変換手段
８回転座標変換手段
９ローパスフィルタ
９ａローパスフィルタの第１例
９ｂローパスフィルタの第２例
９ｃローパスフィルタの第３例
１０電流制御手段
１１ＰＷＭ制御手段
１２電力変換器の制御装置
２０，３０，３１，４０，４１，４２遅延器
２１，３２，３３，４３，４４，４５加算器
２２，３４，４６ゲイン
Ｉｄｄ軸電流
Ｉｑｑ軸電流

Claims

三相交流負荷と、
前記三相交流負荷を可変周波数駆動する電力変換器と、
前記三相交流負荷に流れる交流電流を検出する電流検出手段と、
前記三相交流負荷を駆動する基本波周波数を決定する周波数生成手段と、
前記三相交流負荷に印加する交流電圧の基本波位相を決定する位相生成手段と、
前記位相生成手段の出力する基本波位相に基づき、位相１８０度ごとに前記電力変換器の導通状態を反転させる制御装置から構成される電力変換装置において、
前記制御装置は、前記電流検出手段の出力する三相交流電流をサンプリングする手段と、
サンプリングした三相交流電流を前記位相生成手段の出力する基本波位相に基づき直交二相直流電流に変換する座標変換手段と、
前記座標変換後の直交二相直流電流の値を過去ｎ−１（ｎは２以上の整数）回分保存しておく記憶手段と、
前記座標変換後の直交二相直流電流の値と前記記憶手段に記憶された過去ｎ−１回分の直交二相直流電流の値の総和をｎで除算する手段と、を備え、
前記周波数生成手段の出力する周波数の６のｎ倍のサンプリング周波数で動作することを特徴とする電力変換装置。