JP2007006566A - モータ制御装置 - Google Patents

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Abstract

【課題】
通常の精度のアンプを用いて高精度な電流検出を行うことができ、また、温度が変化しても電流検出精度の劣化がないモータ制御装置を提供する。
【解決手段】
モータ17へ駆動電流を供給するためのスイッチ回路10と、駆動電流を検出するための抵抗7と、抵抗7における両端の電位差を増幅するための増幅回路2と、増幅回路2の入力部に設けられ、電位差を正転または反転させるように切り替える入力部スイッチ手段15と、増幅回路2の出力部に設けられ、増幅回路の出力電圧を正転または反転させるように切り替える出力部スイッチ手段20と、増幅回路2の出力電圧を正転させたときの電圧及び反転させたときの電圧を平均化するCPU50とを備えている。
【選択図】図1

Description

本発明は、モータ制御装置に関し、特に、電動パワーステアリング装置のアシスト用モータ等に利用する3相ブラシレスDCモータのモータ制御装置に関する。
近年、車両の重量軽減による燃費の向上等を目的として、従来の油圧によるパワーアシスト装置の代わりに、モータを用いてトルクアシストを行う技術が導入されている。
例えば、電動パワーステアリング装置(EPS:Electric Power Steering) のアシスト用モータには、比較的俊敏で高トルクを発生でき、制御が容易な3相ブラシレスDCモータが用いられている。この3相ブラシレスDCモータは、トルクが電流に比例して変動することから、このモータを正確に制御するためには、モータに流れる電流を正確に検出する必要がある。
このため、従来は、例えば、特許文献1(特開2004−117070号公報)に記載されているような方法が採られている。すなわち、外付けに電流検出用の抵抗器(シャント抵抗)を付加して、モータ駆動電流により発生する電位差をオペアンプ等の増幅回路で増幅し、A/D変換機能を用いてマイコンに取り込む。このデータを用いて、流れる電流と目標電流とが一致するように電流値フィードバックを行うことにより、PWM制御でモータを駆動している。
特開2004−117070号公報
しかしながら、通常、オペアンプ等の増幅器には、入力オフセットが存在する。一般的に用いられるオペアンプでは、入力オフセットは最大10mV程度となる。これは、温度による変動を含んでいるため、温度が変化すると、最大で10mV程度のオフセットずれを考慮する必要がある。
一方、電動パワーステアリング用のモータを制御する場合、最大で100Aを越える電流の制御が必要となる。この場合、シャント抵抗としては、発熱等を考慮して1mΩ程度のものを用いる必要がある。
精度が悪化すると、上記のように、操作中の人に違和感を与える可能性があるため、電流の検出精度は±数%以内であることが要求される。入力オフセットが±10mA程度発生すると、1mΩのシャント抵抗を使った場合は10Aの誤差に相当する。このため、
100Aの制御電流のうち誤差が10%程度含まれることとなり、トルクリップル等の問題を招く可能性がある。特に微小電流が流れる際、制御電流に対するオフセットずれの影響が大きくなり、この傾向が顕著となる。
また、精度を上げるために入力オフセットの少ないオペアンプを用いると、コストアップに繋がり、また、オペアンプの選択肢が少なくなり温度条件等、他の条件が満たせない場合が多い。
また、本問題は、増幅回路に必然的に内在する入力オフセットに依存するので、CPUのA/D精度を上げる等によっては解決することはできない。
また、初期キャリブレーションにより、入力オフセットの初期ずれ補正を行っても、温度によるオフセットずれには対応できないという問題もある。
また、近年はコストを抑えるため、電流駆動回路,電流検出回路等を集積化してIC化することが行われている。この場合、オペアンプ等の回路の性能はIC化を行う場合のデバイス,プロセス特性に依存するので、高精度のアンプを実現できない場合や、チップサイズの増大によりコストアップする場合等が考えられる。
本発明の目的は、通常の入力オフセットを持つオペアンプ等の増幅回路を用いた場合でも、オフセットずれによる精度悪化のない、モータ制御装置を提供することにある。
また、電流検出回路のIC化を行う場合でも、どのようなデバイス,プロセス特性によっても影響されないモータ制御装置を提供することにある。
本発明に係るモータ制御装置のうち代表的な一つは、モータへ駆動電流を供給するためのスイッチ回路と、駆動電流を検出して電圧に変換するための電流検出回路と、電流検出回路により変換された電圧を増幅するための増幅回路とを有し、増幅回路の入力オフセットを補正する手段を備えたものである。
本発明に係るモータ制御装置のうち他の代表的な一つは、三相モータへ駆動電流を供給するため、ハイサイドスイッチ及びロウサイドスイッチを有するスイッチ回路と、駆動電流を検出するための抵抗と、抵抗における両端の電位差を増幅するための増幅回路と、増幅回路の入力部に設けられ、電位差を正転または反転させるように切り替えるための入力部スイッチ手段と、増幅回路の出力部に設けられ、増幅回路の出力電圧を正転または反転させるように切り替えるための出力部スイッチ手段と、増幅回路の出力電圧を正転させたときの第1出力電圧、及び、増幅回路の出力電圧を反転させたときの第2出力電圧を平均化するための演算処理装置とを有するものである。
本発明によれば、低コストで精度の良いモータ制御装置を提供することができる。
以下、本発明の実施例について、図1〜図18を参照して詳細に説明する。
図1は、本発明の第1の実施例であるモータ駆動電流検出回路を示すブロック図である。
図1において、1はシャント抵抗7の両端電圧差9を増幅する増幅手段であり、+,−の二つの入力の差を増幅する増幅回路2,増幅回路の+側入力信号3,−側入力信号4,プラスゲイン出力18,マイナスゲイン出力19,シャント抵抗電圧5,6と増幅手段の+側入力信号3,−側入力信号4への接続を、交互に切り替えるための入力スイッチ手段15、及び、プラスゲイン出力18とマイナスゲイン出力19を切り替え出力する出力スイッチ手段20から構成される。16は、増幅回路2の入力オフセット電圧Vofsを示す。
7は、モータ17を駆動する駆動電流8を検出するためのシャント抵抗、5,6はシャント抵抗7の両端電圧、9はその電位差を示す。10は、電流をモータ17に流してモータ17を駆動させるためのMOSトランジスタ等の駆動スイッチ回路であり、CPU等のPWM制御信号によってON/OFFスイッチング制御される。11はモータ駆動信号、12は増幅手段1からの増幅出力信号、13は駆動スイッチ回路10をON/OFF制御するためのハイサイドスイッチ駆動信号、14はロウサイドスイッチ駆動信号、17は実際に駆動される3相モータである。
40は、CPU50からPWM周期に同期して出力される増幅手段切替信号で、本信号により増幅手段1内の入力スイッチ手段15,出力スイッチ手段20は切り替えられる。50はCPUであり、ハイサイドスイッチ駆動信号13,ロウサイドスイッチ駆動信号
14,増幅手段切替信号40を生成しており、これらはCPU50のPWM信号発生ユニット50aより出力されている。
90は、ハイサイドスイッチ駆動信号13を分周するPWM分周手段であり、分周手段の出力信号であるPWM分周信号91が増幅手段1に入力される。入力スイッチ手段15、及び出力スイッチ手段20は、PWM分周信号91に応じて切り替えられる構成になっている。51は電源、52はGNDを示している。
なお、本実施例において、番号の後ろに付加されたa,b,cは、それぞれ3相モータ17のU,V,Wの各相を駆動する電流を検出する電流検出回路における同様な回路,手段であることを示している。
次に、本実施例の動作を図2及び図3を用いて説明する。
図2は図1の動作を説明するタイミングチャートである。図2において、60はモータを駆動するPWM周期を示し、増幅手段切替信号40は、このPWM周期に同期したタイミングで、ハイ/ロウが切り替えられる。61,62はそれぞれ電流検出手段(シャント抵抗)の両端に発生する両端電圧、63,65は増幅手段の入力オフセット16に増幅回路2の所定ゲイン値を乗じた値、64,66はシャント抵抗両端電圧61,62に増幅回路2の所定ゲイン値を乗じた値である。
69は、CPU50のA/Dタイミングを示すサンプリングタイミング信号であり、本信号のタイミングで増幅手段出力信号12のサンプリングを行う。67は増幅手段出力電圧12をサンプリングタイミング信号69のタイミングでサンプリングしたサンプリング値を示し、68は前記サンプリング値67を平均化したものである。
第1の実施例の動作は、次の通りである。
図1に示す構成の回路では、CPU50よりPWM周期60に同期して、ハイサイドスイッチ駆動信号13及びロウサイドスイッチ駆動信号14が出力される。これにより、駆動スイッチ回路10のオン/オフが行われ、3相モータ17に接続されたU,V,Wの各モータ駆動信号11a,11b,11cに駆動電流を流す。ハイサイドスイッチ駆動信号13がハイの時は、電源51からモータ17に向かって電流が流れ、ロウサイドスイッチ駆動信号がハイの時は、モータ17からGND52に向かって電流が流れる。
第1の実施例の場合、駆動スイッチ回路10のロウサイドスイッチの下流側に電流検出用シャント抵抗7が付加されているため、図2に示すように、駆動電流8はロウサイドスイッチがオンしている間だけシャント抵抗に流れ、その両端に両端電圧9を発生させる。図2の61,62は周期60a,60bそれぞれの周期におけるシャント抵抗両端に表れる電圧レベルを示し、その電位差9は、(シャント抵抗値×電流量)で計算される値となる。
シャント抵抗7の両端電圧5,6は増幅手段1に入力され、次のような動作により電流検出される。まず、周期60aにおいて、増幅手段切替信号40はハイなので、入力スイッチ手段15及び出力スイッチ手段20が(A)側に切り替えられている(これを正転側と呼ぶ)。この場合、シャント抵抗両端電圧5,6はそれぞれ、+側入力信号3,−側入力信号4に接続され、増幅回路2の+,−入力端子にそれぞれ接続される。増幅回路2では所定ゲイン倍されて、プラスゲイン出力18(ゲイン:GA),マイナスゲイン出力
19(ゲイン:−GA)が出力される。出力スイッチ手段20も(A)側に切り替えられているため、増幅手段出力12にはプラスゲイン出力18が出力され、CPUに入力される。このとき、シャント抵抗両端電電圧が61、増幅回路2の入力オフセット16は+
Vofsなので、増幅回路に入力される電圧は、(61+Vofs)となる。よって、増幅回路のプラスゲイン出力18は(61+Vofs)×GAとなる。
一方、周期60bにおいては、増幅手段切替信号はロウとなり、増幅手段1の入力スイッチ手段15と、出力スイッチ手段20は(B)側に切り替えられる(これを反転側と呼ぶ)。この場合、シャント抵抗両端電圧5,6はそれぞれ、−側入力信号4,+側入力信号3に接続され、増幅回路2の−,+入力端子にそれぞれ接続される。増幅回路2では同様に所定ゲイン倍されて、プラスゲイン出力18(ゲイン:GA),マイナスゲイン出力19(ゲイン:−GA)が出力され、出力スイッチ手段20も(B)側に切り替えられているため、増幅手段出力12にはマイナスゲイン出力18が出力され、CPU50に入力される。このとき、シャント抵抗両端電圧は62、増幅回路2の入力オフセット16は+Vofsなので、増幅回路に入力される電圧は、−(62−Vofs)となる。よって、増幅回路のプラスゲイン出力18は(−62+Vofs)×(−GA)となる。
上記増幅手段の出力電圧は、図2の増幅手段出力電圧12において、63〜66で示される。即ち、周期60aにおいて、64=入力電圧61×GAとなり、これに入力オフセットVofsがゲイン倍された63=Vofs×GAが加算された値が、増幅手段出力
12となる。同様に、周期60bにおいては、66=入力電圧62×GAとなり、これに入力オフセットVofsがゲイン倍された65=−Vofs×GAが加算された値が、増幅手段出力12となる。
上記増幅手段出力電圧12を、CPUサンプリングタイミング69でサンプリングすると、周期60a,60bそれぞれサンプリング値は67a,67bのようになる。このサンプリング値を、CPUにおいて図3に示すようなフローチャートで演算して平均値を取ると、平均電圧68は次のようになる。
平均電圧68=(67a+67b)/2
平均電圧68=((61×GA+Vofs×GA)+(62×GA−Vofs×GA))
/2
平均電圧68=(61×GA+62×GA)/2
このように、平均電圧68は増幅回路の入力オフセット成分を含まず、シャント抵抗の両端電圧に増幅回路の所定ゲインGAを掛けた値となる。よって、オフセット誤差の無い精度の良い電流検出を行う事が可能となる。
図3は、CPU50内で行われる平均電圧算出の為のフローチャートの一例である。このような演算により、PWM周期ごとに平均電圧値を演算して検出電圧値の更新を行うため、モータ17に流れる駆動電流を高精度に検出でき、精度良いモータ駆動制御を行うことができる。
なお、本実施例は電動パワーステアリングの構成に基づいて説明をしているが、同じ3相のDCモータ及び電流検出抵抗を用いた電動ブレーキ等のシステムに用いた場合でも、同様に高精度な電流検出を行うことができる。
次に、本実施例の別の効果を、図15のタイミングチャートを用いて説明する。
モータ17に駆動電流を流すために、ハイサイドスイッチ駆動信号13,ロウサイドスイッチ駆動信号14によって駆動スイッチ回路10をオン/オフさせる。このとき、PWM分周手段90では、ハイサイドスイッチ駆動信号13を分周して、PWM分周信号91を出力する。これにより、他の実施例と同様に増幅手段1の入力スイッチ手段15及び出力スイッチ手段20を切り替え、正転側,反転側の各信号を出力する。そしてCPU50でサンプリングを行い、平均電流を検出することができる。
これにより、CPUの機能的または速度的な制限があり、PWM周期に同期して増幅手段1を切り替える増幅手段切替信号40を出力できないCPUを用いた場合でも、モータのPWM駆動周期に同期したハイサイドスイッチ駆動信号13を用いて増幅手段を正転側,反転側に切り替えることにより、オフセットずれの無い電流検出を行うことができる。
なお、本実施例においては、ハイサイドスイッチ駆動信号13の分周信号を用いて増幅手段を切り替えているが、ロウサイドスイッチ駆動信号14を用いても、同様な効果が得られる。
図4は本発明の第2の実施例であるモータ駆動電流検出回路を示すブロック図である。第2の実施例の説明において、第1の実施例と同一部分についての説明は省略する。
図4において、21は増幅手段1から出力される増幅手段出力電圧12を平滑化する電圧平滑化手段であり、68は平均電圧である。また、電流検出用のシャント抵抗7は、駆動スイッチ回路10のハイサイドスイッチとロウサイドスイッチの中間に配置されており、増幅手段1にはこの両端の電圧が入力される。
本実施例の動作を、図5を参照して説明する。
図5に示すように、ハイサイドスイッチ駆動信号13とロウサイドスイッチ駆動信号
14により、駆動スイッチ回路10をオン/オフさせてモータ17を駆動する駆動電流を流すと、シャント抵抗7には駆動電流8が流れ、シャント抵抗7の両端には、電流検出手段両端電圧9に示す波形が検出される。これを増幅手段1に入力し、増幅手段切替信号
40により入力信号及び出力信号を切り替えると、増幅手段1から、図2に示す増幅手段出力電圧12が出力される。第1の実施例で説明したように、本来の駆動電流による出力電圧70に対し、増幅回路の入力オフセットVofsが所定ゲイン倍されて、PWM周期ごとに正転側では加算、反転側では減算された出力となる。この信号が電圧平滑化手段
21に入力される。
電圧平滑化手段21は、例えば図6に示す抵抗と容量によって構成されたローパスフィルタ(LPF)等であり、増幅手段出力電圧を平滑化し、平均電圧68を出力する。CPU50は、この信号をA/D変換してサンプリングを行い、モータ17の駆動電流検出を行うことができる。本実施例の場合、CPU50外部の電圧平滑化回路により電圧の平均値を算出するため、CPUによる図3のフローチャートのような演算が必要なく、処理能力に乏しいCPUを使った回路にも適用可能というメリットがある。
図7は、本発明の第3の実施例であるモータ駆動電流検出回路を示すブロック図である。既に説明した実施例と同一部分についての説明は省略する。図7において、24は電圧シフト手段であり、増幅手段1の出力電圧12とCPU50との間に配置される。
図8は、第3の実施例のモータ駆動電流検出回路の動作を示すタイミングチャートである。
ハイサイドスイッチ駆動信号13とロウサイドスイッチ駆動信号14により、駆動スイッチ回路10をオン/オフさせて駆動電流を流すと、シャント抵抗7には駆動電流8が流れ、シャント抵抗7の両端には、電流検出手段両端電圧9として示す電圧波形が検出される。この電圧が非常に小さく、増幅回路の入力オフセットVofs16よりも小さい場合、図8の12に示すように、増幅手段1から出力された信号が、0V以下になる場合がある。
通常、CPU50のサンプリング可能な電圧範囲は0以上であるため、正常な電流値のサンプリングができない。このため、増幅手段出力電圧12を電圧シフト手段24に入力し、所定電圧71だけ電圧を昇圧し、電圧シフトを行って電圧シフト手段出力23を出力する。これにより、CPUに入力される電圧は常に0V以上となり、電流が小さく反転側で増幅回路の出力が0V以下になる場合でも、CPUに入力される信号を0V以上にすることができる。このため、正常な電流値を検出して、モータの駆動電流の制御を行うことが可能となる。
図9は第3の実施例における、モータ駆動電流8と、電圧シフト手段出力23の関係を示すグラフである。
モータ駆動電流8と、電圧シフト手段出力23の関係は、モータ駆動電流8が大きくなると、出力電圧23も大きくなり、小さくなると小さくなる右上がりの直線となる。このとき、駆動電流8が例えば0になった場合、増幅手段の出力電圧も0となる。例えば、モータ17及びシャント抵抗7が接続されているGND52と、CPUが接続されている
GNDとに電位差があった場合、モータ駆動電流8が完全に0となる前に増幅手段1の出力が0となり、小さい電流を正常に検出できないおそれがある。
本実施例では、電圧シフト手段により、CPUに入力される出力電圧はシフト電圧71だけ持ち上げられるため、駆動電流8が完全に0になった場合でも、所定シフト電圧量
71が確保され、CPUは正常にA/D変換を行うことが可能となり、精度の良い駆動電流検出を行うことができる。
図12は、本発明の第4の実施例を説明する、モータ駆動電流検出回路の一例を示すブロック図である。既に説明した実施例と同一部分についての説明は省略する。
図12において、80は分周手段であり、CPUから入力される増幅手段切替信号40を分周して、増幅手段切替分周信号81を出力し、増幅手段1に入力される。また、増幅手段切替分周信号81は、同時にCPUにも入力される。
本実施例の動作は、図13及び図14を参照して、次のように説明される。
CPUもしくはソフトウェアにより、増幅手段切替信号40の反転タイミングが、図
13のタイミングチャートのように、PWM周期の半分のタイミングで反転する場合がある。この場合、分周手段80により増幅手段切替信号を分周して増幅手段切替分周信号
81を生成し、本信号によって増幅手段を切り替えることにより、PWM周期毎に正転,反転を行い、平均電流を検出することができる。
また、図14は、本実施例において、別の効果を説明するタイミングチャートである。図14において、CPUから入力される増幅手段切替信号40に対し、分周手段で3分周を行い、増幅手段切替分周信号81を生成し、これにより増幅手段1を切り替えている。
また、同時に前記増幅手段切替分周信号81をCPU50に入力するため、CPU50では増幅手段切替分周信号81に同期したタイミングでサンプリングタイミングパルス
69を発生し、サンプリングを行うことができる。これにより、増幅手段1の切り替えを行った後、十分な時間をおいてCPUによるサンプリングを行うことができるため、PWM周期を奇数回数毎に1度サンプリングすることで、正常な平均電流を得ることができる。また、切り替えによるノイズ等の影響を受けずにサンプリングすることが可能になるというメリットもある。
図16は、本発明の第5の実施例を説明する、モータ駆動電流検出回路の一例を示すブロック図である。既に説明した実施例と同一部分についての説明は省略する。
図16において、92はDuty制限手段、93はDuty制限信号であり、ハイサイド駆動信号13がDuty制限手段92に入力され、Duty制限信号93が分周手段
90に入力される。
図17及び図18は、本実施例の動作を説明するものである。
図17は、Duty制限手段の内部構成を示すブロック図である。図17において、
110は入力信号のエッジを検出するエッジ検出手段、111はエッジ信号、112は
OR回路で、114はカウント回路であり、OR回路出力リセット信号113によってリセットされる。117は所定設定値を保持するレジスタを意味しており、保持されている所定値は、PWM周期60の周期によって可変できるようになっている。
設定値出力118及びカウンタ出力121が比較手段119により比較され、所定のカウント値で比較手段出力115が出力される。比較手段出力115は、OR回路112を介して、カウント手段114のリセットを行う。同時に、比較手段出力115は、入力されたハイサイド駆動信号13と、AND回路120によってAND加算され、Duty制限手段出力信号93が出力される。
この動作を図18のタイミングチャートを用いて説明する。
入力されたハイサイドスイッチ駆動信号13のエッジが検出され、所定クロックで動作しているカウント手段がリセットされる。これにより、カウント手段出力121は、エッジ信号111が入力される毎にリセットされて0値に戻る。Duty0%、及び100%の場合以外、PWM周期60毎に一度PWM信号が入力されるため、このPWM信号を分周することにより、PWM周期ごとに反転する分周手段出力信号91を生成し、電流検出を行うことができる。
Dutyが0%または100%の場合、そのPWM周期ではPWM信号が入力されないため、エッジ信号111によりカウンタはリセットされず、カウント値は上昇を続ける。所定設定値117により設定された設定信号118と、カウント手段出力121の値が一致すると、比較手段119より比較手段出力115が出力され、分周手段90に入力されて、分周信号を生成することができる。このため、PWM信号のDutyが0%または
100%になる場合でも、その周期で分周信号を反転し、PWM周期毎に反転する分周手段出力91を生成できるため、周期ごとに増幅回路のスイッチ手段を反転させ、正確に電流検出を行うことができる。
なお本実施例では、Duty制限手段92にハイサイドスイッチ駆動信号13を入力しているが、ロウサイドスイッチ駆動信号14を入力しても、同様な効果が得られる。
図10及び図11は、第1の実施例と同様な回路構成における、別の実施例を示すタイミングチャート、及び、フローチャートである。
図10において、ハイサイドスイッチ駆動信号13,ロウサイドスイッチ駆動信号14によって駆動スイッチ回路10をオン/オフさせて駆動電流を流すと、シャント抵抗7には駆動電流8が流れ、シャント抵抗7の両端には、電流検出手段両端電圧9として示す電圧波形が検出される。
これを増幅手段1に入力し、増幅手段切替信号40によって切り替えると、正転側,逆転側それぞれ図中の増幅手段出力電圧12のような電圧信号が出力される。増幅手段切替信号40はPWM周期毎に交互に反転しているため、増幅手段出力電圧12も、交互に正転側,反転側を繰り返している。このとき、図11のフローチャートにより、CPU50でサンプリングを行うと、奇数回数に一度のサンプリングとなり、図10の69に示すサンプリングタイミングとなる。後は同様に、サンプリングしたデータ(67a〜67d)を用いて平均電圧を求め、その平均データを基にしてモータを駆動制御することができる。
このように、PWM周期毎に出力が正転,反転を繰り返しているとき、CPUの演算能力が乏しく、PWM周期毎回のサンプリングが困難な場合でも、奇数回に一度のサンプリングを実施することにより、正常な平均電圧を得ることができる。このため、それに基づき平均電流を検出することにより、モータ駆動電流の制御を行うことが可能になる。
これらの実施例によれば、通常のオフセットを持ったオペアンプを用いても、モータ駆動電流を精度良く行うことができる。また、温度変動等の外的要因に影響されないため、トルクリップルの無いモータ制御装置を提供できる。これらの実施例で説明したモータ制御装置は、電動パワーステアリング装置だけでなく、ブレーキ制御装置や車両駆動制御装置等の、モータを用いた他のアプリケーションにも適用することができる。
第1の実施例を説明する回路ブロック図。 第1の実施例の動作を説明するタイミングチャート。 図1のCPUにおける演算動作の例を説明するフローチャート。 第2の実施例を説明する回路ブロック図。 第2の実施例の動作を説明するタイミングチャート。 第2の実施例における電圧平滑化手段の一例を示す回路図。 第3の実施例を説明する回路ブロック図。 第3の実施例の動作を説明するタイミングチャート。 第3の実施例の効果を説明する電流−電圧特性図。 図1と同様な構成における別実施例を説明するタイミングチャート。 図1と同様な構成における別実施例を説明するフローチャート。 第4の実施例を説明する回路ブロック図。 第4の実施例の動作を説明するタイミングチャート。 第4の実施例において別効果の動作を説明するタイミングチャート。 図1と同様な構成における別実施例を説明するタイミングチャート。 第5の実施例を説明する回路ブロック図。 第5の実施例におけるDuty制限手段の構成を説明するブロック図。 第5の実施例の動作を説明するタイミングチャート。
符号の説明
1…増幅手段、2…増幅回路、7…シャント抵抗、10…駆動スイッチ回路、15…入力スイッチ手段、17…モータ、20…出力スイッチ手段、21…電圧平滑化手段、24…電圧シフト手段、40…増幅手段切替信号、50…CPU、51…電源、52…GND、90…PWM分周手段、92…Duty制限手段。

Claims (17)

  1. モータへ駆動電流を供給するためのスイッチ回路と、
    前記駆動電流を検出して電圧に変換するための電流検出回路と、
    前記電流検出回路により変換された前記電圧を増幅するための増幅回路とを有するモータ制御装置であって、
    前記モータ制御装置は、前記増幅回路の入力オフセットを補正する手段を備えていることを特徴とするモータ制御装置。
  2. 請求項1記載のモータ制御装置において、
    前記電流検出回路は、シャント抵抗から構成されることを特徴とするモータ制御装置。
  3. 請求項1記載のモータ制御装置において、
    前記増幅回路は、該増幅回路の入力部に設けられた入力部スイッチ手段と、該増幅回路の出力部に設けられた出力部スイッチ手段とを有し、
    前記入力部スイッチ手段及び前記出力部スイッチ手段は、所定周期で切り替わるように制御されることを特徴とするモータ制御装置。
  4. 請求項3記載のモータ制御装置において、
    前記モータ制御装置は、前記増幅回路の出力に応じて前記駆動電流を演算し、前記モータの回転をPWM制御するためのPWM制御信号を出力する演算処理装置と、
    前記入力部スイッチ手段及び前記出力部スイッチ手段を前記所定周期で切り替えるためのスイッチ切替信号を出力するスイッチ切替手段とを有し、
    前記スイッチ切替手段は、前記PWM制御信号に同期して前記スイッチ切替信号を出力することにより、前記入力部スイッチ手段及び前記出力スイッチ手段を切り替えることを特徴とするモータ制御装置。
  5. 請求項4記載のモータ制御装置において、
    前記モータ制御装置は、前記PWM制御信号を分周するための分周手段を有し、
    前記分周手段により分周された分周信号に基づいて前記入力部スイッチ手段及び前記出力スイッチ手段を切り替えることを特徴とするモータ制御装置。
  6. 請求項5記載のモータ制御装置において、
    前記分周信号は前記演算処理装置に入力され、
    前記演算処理装置は、前記分周信号に同期したタイミングで前記増幅回路からの出力をサンプリングすることを特徴とするモータ制御装置。
  7. 請求項4記載のモータ制御装置において、
    前記入力部スイッチ手段及び前記出力部スイッチ手段は、第1状態または第2状態のいずれかの状態をとるように切り替わり、
    前記演算処理装置は、前記入力部スイッチ手段及び前記出力部スイッチ手段が前記第1状態にある場合に取り込んだ第1サンプリング値と、前記入力部スイッチ手段及び前記出力部スイッチ手段が前記第2状態にある場合に取り込んだ第2サンプリング値とを平均化することを特徴とするモータ制御装置。
  8. 請求項7記載のモータ制御装置において、
    前記演算処理装置が前記第1サンプリング値を取り込んでから、前記入力部スイッチ手段及び前記出力部スイッチ手段が奇数回切り替わったときに前記第2サンプリング値を取り込むことを特徴とするモータ制御装置。
  9. 請求項3記載のモータ制御装置において、
    前記スイッチ回路は、ハイサイドスイッチと、該ハイサイドスイッチと第1接点を介して接続されたロウサイドスイッチとを有し、
    前記電流検出回路は、前記モータと前記第1接点との間に設けられ、
    前記モータ制御装置は、前記増幅回路からの出力電圧を平坦化する電圧平坦化手段を有することを特徴とするモータ制御装置。
  10. 請求項9記載のモータ制御装置において、
    前記電圧平坦化手段は、抵抗と容量により構成されたローパスフィルタであることを特徴とするモータ制御装置。
  11. 請求項7記載のモータ制御装置において、
    前記モータ制御装置は、前記増幅回路からの出力電圧をシフトする電圧シフト手段を有することを特徴とするモータ制御装置。
  12. 請求項7記載のモータ制御装置において、
    前記モータ制御装置は、前記PWM制御信号のDutyを制限するためのDuty制限手段を有し、
    前記Duty制限手段は、前記PWM制御信号のDutyが0%または100%の場合に、前記入力部スイッチ手段及び前記出力部スイッチ手段を切り替えるための前記スイッチ切替信号を出力することを特徴とするモータ制御装置。
  13. 三相モータへ駆動電流を供給するため、ハイサイドスイッチ及びロウサイドスイッチを有するスイッチ回路と、
    前記駆動電流を検出するための抵抗と、
    前記抵抗における両端の電位差を増幅するための増幅回路と、
    前記増幅回路の入力部に設けられ、前記電位差を正転または反転させるように切り替えるための入力部スイッチ手段と、
    前記増幅回路の出力部に設けられ、該増幅回路の出力電圧を正転または反転させるように切り替えるための出力部スイッチ手段と、
    前記増幅回路の出力電圧を正転させたときの第1出力電圧、及び、前記増幅回路の出力電圧を反転させたときの第2出力電圧を平均化するための演算処理装置とを有することを特徴とするモータ制御装置。
  14. 請求項13記載のモータ制御装置において、
    前記モータ制御装置は、前記三相モータの回転をPWM制御するものであり、
    前記入力部スイッチ手段及び前記出力部スイッチ手段は、PWM制御信号に同期して切り替わることを特徴とするモータ制御装置。
  15. 請求項13記載のモータ制御装置において、
    前記モータ制御装置は、PWM分周手段を有し、
    前記PWM分周手段は、前記PWM制御信号を分周して分周信号を生成し、
    前記入力部スイッチ手段及び前記出力部スイッチ手段は、前記分周信号に基づいて切り替わることを特徴とするモータ制御装置。
  16. 請求項15記載のモータ制御装置において、
    前記モータ制御装置は、前記増幅回路からの出力電圧をシフトする電圧シフト手段を有することを特徴とするモータ制御装置。
  17. 請求項15記載のモータ制御装置において、
    前記モータ制御装置は、前記PWM制御信号のDutyを制限するためのDuty制限手段を有し、
    前記Duty制限手段は、前記PWM制御信号のDutyが0%または100%の場合に、前記入力部スイッチ手段及び前記出力部スイッチ手段を切り替えるための前記スイッチ切替信号を出力することを特徴とするモータ制御装置。
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