JP2007006566A - モータ制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】
通常の精度のアンプを用いて高精度な電流検出を行うことができ、また、温度が変化しても電流検出精度の劣化がないモータ制御装置を提供する。
【解決手段】
モータ１７へ駆動電流を供給するためのスイッチ回路１０と、駆動電流を検出するための抵抗７と、抵抗７における両端の電位差を増幅するための増幅回路２と、増幅回路２の入力部に設けられ、電位差を正転または反転させるように切り替える入力部スイッチ手段１５と、増幅回路２の出力部に設けられ、増幅回路の出力電圧を正転または反転させるように切り替える出力部スイッチ手段２０と、増幅回路２の出力電圧を正転させたときの電圧及び反転させたときの電圧を平均化するＣＰＵ５０とを備えている。
【選択図】図１

Description

本発明は、モータ制御装置に関し、特に、電動パワーステアリング装置のアシスト用モータ等に利用する３相ブラシレスＤＣモータのモータ制御装置に関する。

近年、車両の重量軽減による燃費の向上等を目的として、従来の油圧によるパワーアシスト装置の代わりに、モータを用いてトルクアシストを行う技術が導入されている。

例えば、電動パワーステアリング装置(ＥＰＳ：Electric Power Steering) のアシスト用モータには、比較的俊敏で高トルクを発生でき、制御が容易な３相ブラシレスＤＣモータが用いられている。この３相ブラシレスＤＣモータは、トルクが電流に比例して変動することから、このモータを正確に制御するためには、モータに流れる電流を正確に検出する必要がある。

このため、従来は、例えば、特許文献１（特開２００４−１１７０７０号公報）に記載されているような方法が採られている。すなわち、外付けに電流検出用の抵抗器（シャント抵抗）を付加して、モータ駆動電流により発生する電位差をオペアンプ等の増幅回路で増幅し、Ａ／Ｄ変換機能を用いてマイコンに取り込む。このデータを用いて、流れる電流と目標電流とが一致するように電流値フィードバックを行うことにより、ＰＷＭ制御でモータを駆動している。

特開２００４−１１７０７０号公報

しかしながら、通常、オペアンプ等の増幅器には、入力オフセットが存在する。一般的に用いられるオペアンプでは、入力オフセットは最大１０ｍＶ程度となる。これは、温度による変動を含んでいるため、温度が変化すると、最大で１０ｍＶ程度のオフセットずれを考慮する必要がある。

一方、電動パワーステアリング用のモータを制御する場合、最大で１００Ａを越える電流の制御が必要となる。この場合、シャント抵抗としては、発熱等を考慮して１ｍΩ程度のものを用いる必要がある。

精度が悪化すると、上記のように、操作中の人に違和感を与える可能性があるため、電流の検出精度は±数％以内であることが要求される。入力オフセットが±１０ｍＡ程度発生すると、１ｍΩのシャント抵抗を使った場合は１０Ａの誤差に相当する。このため、
１００Ａの制御電流のうち誤差が１０％程度含まれることとなり、トルクリップル等の問題を招く可能性がある。特に微小電流が流れる際、制御電流に対するオフセットずれの影響が大きくなり、この傾向が顕著となる。

また、精度を上げるために入力オフセットの少ないオペアンプを用いると、コストアップに繋がり、また、オペアンプの選択肢が少なくなり温度条件等、他の条件が満たせない場合が多い。

また、本問題は、増幅回路に必然的に内在する入力オフセットに依存するので、ＣＰＵのＡ／Ｄ精度を上げる等によっては解決することはできない。

また、初期キャリブレーションにより、入力オフセットの初期ずれ補正を行っても、温度によるオフセットずれには対応できないという問題もある。

また、近年はコストを抑えるため、電流駆動回路，電流検出回路等を集積化してＩＣ化することが行われている。この場合、オペアンプ等の回路の性能はＩＣ化を行う場合のデバイス，プロセス特性に依存するので、高精度のアンプを実現できない場合や、チップサイズの増大によりコストアップする場合等が考えられる。

本発明の目的は、通常の入力オフセットを持つオペアンプ等の増幅回路を用いた場合でも、オフセットずれによる精度悪化のない、モータ制御装置を提供することにある。

また、電流検出回路のＩＣ化を行う場合でも、どのようなデバイス，プロセス特性によっても影響されないモータ制御装置を提供することにある。

本発明に係るモータ制御装置のうち代表的な一つは、モータへ駆動電流を供給するためのスイッチ回路と、駆動電流を検出して電圧に変換するための電流検出回路と、電流検出回路により変換された電圧を増幅するための増幅回路とを有し、増幅回路の入力オフセットを補正する手段を備えたものである。

本発明に係るモータ制御装置のうち他の代表的な一つは、三相モータへ駆動電流を供給するため、ハイサイドスイッチ及びロウサイドスイッチを有するスイッチ回路と、駆動電流を検出するための抵抗と、抵抗における両端の電位差を増幅するための増幅回路と、増幅回路の入力部に設けられ、電位差を正転または反転させるように切り替えるための入力部スイッチ手段と、増幅回路の出力部に設けられ、増幅回路の出力電圧を正転または反転させるように切り替えるための出力部スイッチ手段と、増幅回路の出力電圧を正転させたときの第１出力電圧、及び、増幅回路の出力電圧を反転させたときの第２出力電圧を平均化するための演算処理装置とを有するものである。

本発明によれば、低コストで精度の良いモータ制御装置を提供することができる。

以下、本発明の実施例について、図１〜図１８を参照して詳細に説明する。

図１は、本発明の第１の実施例であるモータ駆動電流検出回路を示すブロック図である。

図１において、１はシャント抵抗７の両端電圧差９を増幅する増幅手段であり、＋，−の二つの入力の差を増幅する増幅回路２，増幅回路の＋側入力信号３，−側入力信号４，プラスゲイン出力１８，マイナスゲイン出力１９，シャント抵抗電圧５，６と増幅手段の＋側入力信号３，−側入力信号４への接続を、交互に切り替えるための入力スイッチ手段１５、及び、プラスゲイン出力１８とマイナスゲイン出力１９を切り替え出力する出力スイッチ手段２０から構成される。１６は、増幅回路２の入力オフセット電圧Ｖｏｆｓを示す。

７は、モータ１７を駆動する駆動電流８を検出するためのシャント抵抗、５，６はシャント抵抗７の両端電圧、９はその電位差を示す。１０は、電流をモータ１７に流してモータ１７を駆動させるためのＭＯＳトランジスタ等の駆動スイッチ回路であり、ＣＰＵ等のＰＷＭ制御信号によってＯＮ／ＯＦＦスイッチング制御される。１１はモータ駆動信号、１２は増幅手段１からの増幅出力信号、１３は駆動スイッチ回路１０をＯＮ／ＯＦＦ制御するためのハイサイドスイッチ駆動信号、１４はロウサイドスイッチ駆動信号、１７は実際に駆動される３相モータである。

４０は、ＣＰＵ５０からＰＷＭ周期に同期して出力される増幅手段切替信号で、本信号により増幅手段１内の入力スイッチ手段１５，出力スイッチ手段２０は切り替えられる。５０はＣＰＵであり、ハイサイドスイッチ駆動信号１３，ロウサイドスイッチ駆動信号
１４，増幅手段切替信号４０を生成しており、これらはＣＰＵ５０のＰＷＭ信号発生ユニット５０ａより出力されている。

９０は、ハイサイドスイッチ駆動信号１３を分周するＰＷＭ分周手段であり、分周手段の出力信号であるＰＷＭ分周信号９１が増幅手段１に入力される。入力スイッチ手段１５、及び出力スイッチ手段２０は、ＰＷＭ分周信号９１に応じて切り替えられる構成になっている。５１は電源、５２はＧＮＤを示している。

なお、本実施例において、番号の後ろに付加されたａ，ｂ，ｃは、それぞれ３相モータ１７のＵ，Ｖ，Ｗの各相を駆動する電流を検出する電流検出回路における同様な回路，手段であることを示している。

次に、本実施例の動作を図２及び図３を用いて説明する。

図２は図１の動作を説明するタイミングチャートである。図２において、６０はモータを駆動するＰＷＭ周期を示し、増幅手段切替信号４０は、このＰＷＭ周期に同期したタイミングで、ハイ／ロウが切り替えられる。６１，６２はそれぞれ電流検出手段（シャント抵抗）の両端に発生する両端電圧、６３，６５は増幅手段の入力オフセット１６に増幅回路２の所定ゲイン値を乗じた値、６４，６６はシャント抵抗両端電圧６１，６２に増幅回路２の所定ゲイン値を乗じた値である。

６９は、ＣＰＵ５０のＡ／Ｄタイミングを示すサンプリングタイミング信号であり、本信号のタイミングで増幅手段出力信号１２のサンプリングを行う。６７は増幅手段出力電圧１２をサンプリングタイミング信号６９のタイミングでサンプリングしたサンプリング値を示し、６８は前記サンプリング値６７を平均化したものである。

第１の実施例の動作は、次の通りである。

図１に示す構成の回路では、ＣＰＵ５０よりＰＷＭ周期６０に同期して、ハイサイドスイッチ駆動信号１３及びロウサイドスイッチ駆動信号１４が出力される。これにより、駆動スイッチ回路１０のオン／オフが行われ、３相モータ１７に接続されたＵ，Ｖ，Ｗの各モータ駆動信号１１ａ，１１ｂ，１１ｃに駆動電流を流す。ハイサイドスイッチ駆動信号１３がハイの時は、電源５１からモータ１７に向かって電流が流れ、ロウサイドスイッチ駆動信号がハイの時は、モータ１７からＧＮＤ５２に向かって電流が流れる。

第１の実施例の場合、駆動スイッチ回路１０のロウサイドスイッチの下流側に電流検出用シャント抵抗７が付加されているため、図２に示すように、駆動電流８はロウサイドスイッチがオンしている間だけシャント抵抗に流れ、その両端に両端電圧９を発生させる。図２の６１，６２は周期６０ａ，６０ｂそれぞれの周期におけるシャント抵抗両端に表れる電圧レベルを示し、その電位差９は、（シャント抵抗値×電流量）で計算される値となる。

シャント抵抗７の両端電圧５，６は増幅手段１に入力され、次のような動作により電流検出される。まず、周期６０ａにおいて、増幅手段切替信号４０はハイなので、入力スイッチ手段１５及び出力スイッチ手段２０が（Ａ）側に切り替えられている（これを正転側と呼ぶ）。この場合、シャント抵抗両端電圧５，６はそれぞれ、＋側入力信号３，−側入力信号４に接続され、増幅回路２の＋，−入力端子にそれぞれ接続される。増幅回路２では所定ゲイン倍されて、プラスゲイン出力１８（ゲイン：ＧＡ），マイナスゲイン出力
１９（ゲイン：−ＧＡ）が出力される。出力スイッチ手段２０も（Ａ）側に切り替えられているため、増幅手段出力１２にはプラスゲイン出力１８が出力され、ＣＰＵに入力される。このとき、シャント抵抗両端電電圧が６１、増幅回路２の入力オフセット１６は＋
Ｖｏｆｓなので、増幅回路に入力される電圧は、（６１＋Ｖｏｆｓ）となる。よって、増幅回路のプラスゲイン出力１８は（６１＋Ｖｏｆｓ）×ＧＡとなる。

一方、周期６０ｂにおいては、増幅手段切替信号はロウとなり、増幅手段１の入力スイッチ手段１５と、出力スイッチ手段２０は（Ｂ）側に切り替えられる（これを反転側と呼ぶ）。この場合、シャント抵抗両端電圧５，６はそれぞれ、−側入力信号４，＋側入力信号３に接続され、増幅回路２の−，＋入力端子にそれぞれ接続される。増幅回路２では同様に所定ゲイン倍されて、プラスゲイン出力１８（ゲイン：ＧＡ），マイナスゲイン出力１９（ゲイン：−ＧＡ）が出力され、出力スイッチ手段２０も（Ｂ）側に切り替えられているため、増幅手段出力１２にはマイナスゲイン出力１８が出力され、ＣＰＵ５０に入力される。このとき、シャント抵抗両端電圧は６２、増幅回路２の入力オフセット１６は＋Ｖｏｆｓなので、増幅回路に入力される電圧は、−（６２−Ｖｏｆｓ）となる。よって、増幅回路のプラスゲイン出力１８は（−６２＋Ｖｏｆｓ）×（−ＧＡ）となる。

上記増幅手段の出力電圧は、図２の増幅手段出力電圧１２において、６３〜６６で示される。即ち、周期６０ａにおいて、６４＝入力電圧６１×ＧＡとなり、これに入力オフセットＶｏｆｓがゲイン倍された６３＝Ｖｏｆｓ×ＧＡが加算された値が、増幅手段出力
１２となる。同様に、周期６０ｂにおいては、６６＝入力電圧６２×ＧＡとなり、これに入力オフセットＶｏｆｓがゲイン倍された６５＝−Ｖｏｆｓ×ＧＡが加算された値が、増幅手段出力１２となる。

上記増幅手段出力電圧１２を、ＣＰＵサンプリングタイミング６９でサンプリングすると、周期６０ａ，６０ｂそれぞれサンプリング値は６７ａ，６７ｂのようになる。このサンプリング値を、ＣＰＵにおいて図３に示すようなフローチャートで演算して平均値を取ると、平均電圧６８は次のようになる。

平均電圧６８＝（６７ａ＋６７ｂ）／２
平均電圧６８＝（(６１×ＧＡ＋Ｖｏｆｓ×ＧＡ)＋(６２×ＧＡ−Ｖｏｆｓ×ＧＡ)）
／２
平均電圧６８＝（６１×ＧＡ＋６２×ＧＡ）／２
このように、平均電圧６８は増幅回路の入力オフセット成分を含まず、シャント抵抗の両端電圧に増幅回路の所定ゲインＧＡを掛けた値となる。よって、オフセット誤差の無い精度の良い電流検出を行う事が可能となる。

図３は、ＣＰＵ５０内で行われる平均電圧算出の為のフローチャートの一例である。このような演算により、ＰＷＭ周期ごとに平均電圧値を演算して検出電圧値の更新を行うため、モータ１７に流れる駆動電流を高精度に検出でき、精度良いモータ駆動制御を行うことができる。

なお、本実施例は電動パワーステアリングの構成に基づいて説明をしているが、同じ３相のＤＣモータ及び電流検出抵抗を用いた電動ブレーキ等のシステムに用いた場合でも、同様に高精度な電流検出を行うことができる。

次に、本実施例の別の効果を、図１５のタイミングチャートを用いて説明する。

モータ１７に駆動電流を流すために、ハイサイドスイッチ駆動信号１３，ロウサイドスイッチ駆動信号１４によって駆動スイッチ回路１０をオン／オフさせる。このとき、PWM分周手段９０では、ハイサイドスイッチ駆動信号１３を分周して、ＰＷＭ分周信号９１を出力する。これにより、他の実施例と同様に増幅手段１の入力スイッチ手段１５及び出力スイッチ手段２０を切り替え、正転側，反転側の各信号を出力する。そしてＣＰＵ５０でサンプリングを行い、平均電流を検出することができる。

これにより、ＣＰＵの機能的または速度的な制限があり、ＰＷＭ周期に同期して増幅手段１を切り替える増幅手段切替信号４０を出力できないＣＰＵを用いた場合でも、モータのＰＷＭ駆動周期に同期したハイサイドスイッチ駆動信号１３を用いて増幅手段を正転側，反転側に切り替えることにより、オフセットずれの無い電流検出を行うことができる。

なお、本実施例においては、ハイサイドスイッチ駆動信号１３の分周信号を用いて増幅手段を切り替えているが、ロウサイドスイッチ駆動信号１４を用いても、同様な効果が得られる。

図４は本発明の第２の実施例であるモータ駆動電流検出回路を示すブロック図である。第２の実施例の説明において、第１の実施例と同一部分についての説明は省略する。

図４において、２１は増幅手段１から出力される増幅手段出力電圧１２を平滑化する電圧平滑化手段であり、６８は平均電圧である。また、電流検出用のシャント抵抗７は、駆動スイッチ回路１０のハイサイドスイッチとロウサイドスイッチの中間に配置されており、増幅手段１にはこの両端の電圧が入力される。

本実施例の動作を、図５を参照して説明する。

図５に示すように、ハイサイドスイッチ駆動信号１３とロウサイドスイッチ駆動信号
１４により、駆動スイッチ回路１０をオン／オフさせてモータ１７を駆動する駆動電流を流すと、シャント抵抗７には駆動電流８が流れ、シャント抵抗７の両端には、電流検出手段両端電圧９に示す波形が検出される。これを増幅手段１に入力し、増幅手段切替信号
４０により入力信号及び出力信号を切り替えると、増幅手段１から、図２に示す増幅手段出力電圧１２が出力される。第１の実施例で説明したように、本来の駆動電流による出力電圧７０に対し、増幅回路の入力オフセットＶｏｆｓが所定ゲイン倍されて、ＰＷＭ周期ごとに正転側では加算、反転側では減算された出力となる。この信号が電圧平滑化手段
２１に入力される。

電圧平滑化手段２１は、例えば図６に示す抵抗と容量によって構成されたローパスフィルタ(ＬＰＦ)等であり、増幅手段出力電圧を平滑化し、平均電圧６８を出力する。ＣＰＵ５０は、この信号をＡ／Ｄ変換してサンプリングを行い、モータ１７の駆動電流検出を行うことができる。本実施例の場合、ＣＰＵ５０外部の電圧平滑化回路により電圧の平均値を算出するため、ＣＰＵによる図３のフローチャートのような演算が必要なく、処理能力に乏しいＣＰＵを使った回路にも適用可能というメリットがある。

図７は、本発明の第３の実施例であるモータ駆動電流検出回路を示すブロック図である。既に説明した実施例と同一部分についての説明は省略する。図７において、２４は電圧シフト手段であり、増幅手段１の出力電圧１２とＣＰＵ５０との間に配置される。

図８は、第３の実施例のモータ駆動電流検出回路の動作を示すタイミングチャートである。

ハイサイドスイッチ駆動信号１３とロウサイドスイッチ駆動信号１４により、駆動スイッチ回路１０をオン／オフさせて駆動電流を流すと、シャント抵抗７には駆動電流８が流れ、シャント抵抗７の両端には、電流検出手段両端電圧９として示す電圧波形が検出される。この電圧が非常に小さく、増幅回路の入力オフセットＶｏｆｓ１６よりも小さい場合、図８の１２に示すように、増幅手段１から出力された信号が、０Ｖ以下になる場合がある。

通常、ＣＰＵ５０のサンプリング可能な電圧範囲は０以上であるため、正常な電流値のサンプリングができない。このため、増幅手段出力電圧１２を電圧シフト手段２４に入力し、所定電圧７１だけ電圧を昇圧し、電圧シフトを行って電圧シフト手段出力２３を出力する。これにより、ＣＰＵに入力される電圧は常に０Ｖ以上となり、電流が小さく反転側で増幅回路の出力が０Ｖ以下になる場合でも、ＣＰＵに入力される信号を０Ｖ以上にすることができる。このため、正常な電流値を検出して、モータの駆動電流の制御を行うことが可能となる。

図９は第３の実施例における、モータ駆動電流８と、電圧シフト手段出力２３の関係を示すグラフである。

モータ駆動電流８と、電圧シフト手段出力２３の関係は、モータ駆動電流８が大きくなると、出力電圧２３も大きくなり、小さくなると小さくなる右上がりの直線となる。このとき、駆動電流８が例えば０になった場合、増幅手段の出力電圧も０となる。例えば、モータ１７及びシャント抵抗７が接続されているＧＮＤ５２と、ＣＰＵが接続されている
ＧＮＤとに電位差があった場合、モータ駆動電流８が完全に０となる前に増幅手段１の出力が０となり、小さい電流を正常に検出できないおそれがある。

本実施例では、電圧シフト手段により、ＣＰＵに入力される出力電圧はシフト電圧７１だけ持ち上げられるため、駆動電流８が完全に０になった場合でも、所定シフト電圧量
７１が確保され、ＣＰＵは正常にＡ／Ｄ変換を行うことが可能となり、精度の良い駆動電流検出を行うことができる。

図１２は、本発明の第４の実施例を説明する、モータ駆動電流検出回路の一例を示すブロック図である。既に説明した実施例と同一部分についての説明は省略する。

図１２において、８０は分周手段であり、ＣＰＵから入力される増幅手段切替信号４０を分周して、増幅手段切替分周信号８１を出力し、増幅手段１に入力される。また、増幅手段切替分周信号８１は、同時にＣＰＵにも入力される。

本実施例の動作は、図１３及び図１４を参照して、次のように説明される。

ＣＰＵもしくはソフトウェアにより、増幅手段切替信号４０の反転タイミングが、図
１３のタイミングチャートのように、ＰＷＭ周期の半分のタイミングで反転する場合がある。この場合、分周手段８０により増幅手段切替信号を分周して増幅手段切替分周信号
８１を生成し、本信号によって増幅手段を切り替えることにより、ＰＷＭ周期毎に正転，反転を行い、平均電流を検出することができる。

また、図１４は、本実施例において、別の効果を説明するタイミングチャートである。図１４において、ＣＰＵから入力される増幅手段切替信号４０に対し、分周手段で３分周を行い、増幅手段切替分周信号８１を生成し、これにより増幅手段１を切り替えている。

また、同時に前記増幅手段切替分周信号８１をＣＰＵ５０に入力するため、ＣＰＵ５０では増幅手段切替分周信号８１に同期したタイミングでサンプリングタイミングパルス
６９を発生し、サンプリングを行うことができる。これにより、増幅手段１の切り替えを行った後、十分な時間をおいてＣＰＵによるサンプリングを行うことができるため、PWM周期を奇数回数毎に１度サンプリングすることで、正常な平均電流を得ることができる。また、切り替えによるノイズ等の影響を受けずにサンプリングすることが可能になるというメリットもある。

図１６は、本発明の第５の実施例を説明する、モータ駆動電流検出回路の一例を示すブロック図である。既に説明した実施例と同一部分についての説明は省略する。

図１６において、９２はＤｕｔｙ制限手段、９３はＤｕｔｙ制限信号であり、ハイサイド駆動信号１３がＤｕｔｙ制限手段９２に入力され、Ｄｕｔｙ制限信号９３が分周手段
９０に入力される。

図１７及び図１８は、本実施例の動作を説明するものである。

図１７は、Ｄｕｔｙ制限手段の内部構成を示すブロック図である。図１７において、
１１０は入力信号のエッジを検出するエッジ検出手段、１１１はエッジ信号、１１２は
ＯＲ回路で、１１４はカウント回路であり、ＯＲ回路出力リセット信号１１３によってリセットされる。１１７は所定設定値を保持するレジスタを意味しており、保持されている所定値は、ＰＷＭ周期６０の周期によって可変できるようになっている。

設定値出力１１８及びカウンタ出力１２１が比較手段１１９により比較され、所定のカウント値で比較手段出力１１５が出力される。比較手段出力１１５は、ＯＲ回路１１２を介して、カウント手段１１４のリセットを行う。同時に、比較手段出力１１５は、入力されたハイサイド駆動信号１３と、ＡＮＤ回路１２０によってＡＮＤ加算され、Ｄｕｔｙ制限手段出力信号９３が出力される。

この動作を図１８のタイミングチャートを用いて説明する。

入力されたハイサイドスイッチ駆動信号１３のエッジが検出され、所定クロックで動作しているカウント手段がリセットされる。これにより、カウント手段出力１２１は、エッジ信号１１１が入力される毎にリセットされて０値に戻る。Ｄｕｔｙ０％、及び１００％の場合以外、ＰＷＭ周期６０毎に一度ＰＷＭ信号が入力されるため、このＰＷＭ信号を分周することにより、ＰＷＭ周期ごとに反転する分周手段出力信号９１を生成し、電流検出を行うことができる。

Ｄｕｔｙが０％または１００％の場合、そのＰＷＭ周期ではＰＷＭ信号が入力されないため、エッジ信号１１１によりカウンタはリセットされず、カウント値は上昇を続ける。所定設定値１１７により設定された設定信号１１８と、カウント手段出力１２１の値が一致すると、比較手段１１９より比較手段出力１１５が出力され、分周手段９０に入力されて、分周信号を生成することができる。このため、ＰＷＭ信号のＤｕｔｙが０％または
１００％になる場合でも、その周期で分周信号を反転し、ＰＷＭ周期毎に反転する分周手段出力９１を生成できるため、周期ごとに増幅回路のスイッチ手段を反転させ、正確に電流検出を行うことができる。

なお本実施例では、Ｄｕｔｙ制限手段９２にハイサイドスイッチ駆動信号１３を入力しているが、ロウサイドスイッチ駆動信号１４を入力しても、同様な効果が得られる。

図１０及び図１１は、第１の実施例と同様な回路構成における、別の実施例を示すタイミングチャート、及び、フローチャートである。

図１０において、ハイサイドスイッチ駆動信号１３，ロウサイドスイッチ駆動信号１４によって駆動スイッチ回路１０をオン／オフさせて駆動電流を流すと、シャント抵抗７には駆動電流８が流れ、シャント抵抗７の両端には、電流検出手段両端電圧９として示す電圧波形が検出される。

これを増幅手段１に入力し、増幅手段切替信号４０によって切り替えると、正転側，逆転側それぞれ図中の増幅手段出力電圧１２のような電圧信号が出力される。増幅手段切替信号４０はＰＷＭ周期毎に交互に反転しているため、増幅手段出力電圧１２も、交互に正転側，反転側を繰り返している。このとき、図１１のフローチャートにより、ＣＰＵ５０でサンプリングを行うと、奇数回数に一度のサンプリングとなり、図１０の６９に示すサンプリングタイミングとなる。後は同様に、サンプリングしたデータ（６７ａ〜６７ｄ）を用いて平均電圧を求め、その平均データを基にしてモータを駆動制御することができる。

このように、ＰＷＭ周期毎に出力が正転，反転を繰り返しているとき、ＣＰＵの演算能力が乏しく、ＰＷＭ周期毎回のサンプリングが困難な場合でも、奇数回に一度のサンプリングを実施することにより、正常な平均電圧を得ることができる。このため、それに基づき平均電流を検出することにより、モータ駆動電流の制御を行うことが可能になる。

これらの実施例によれば、通常のオフセットを持ったオペアンプを用いても、モータ駆動電流を精度良く行うことができる。また、温度変動等の外的要因に影響されないため、トルクリップルの無いモータ制御装置を提供できる。これらの実施例で説明したモータ制御装置は、電動パワーステアリング装置だけでなく、ブレーキ制御装置や車両駆動制御装置等の、モータを用いた他のアプリケーションにも適用することができる。

第１の実施例を説明する回路ブロック図。 第１の実施例の動作を説明するタイミングチャート。 図１のＣＰＵにおける演算動作の例を説明するフローチャート。 第２の実施例を説明する回路ブロック図。 第２の実施例の動作を説明するタイミングチャート。 第２の実施例における電圧平滑化手段の一例を示す回路図。 第３の実施例を説明する回路ブロック図。 第３の実施例の動作を説明するタイミングチャート。 第３の実施例の効果を説明する電流−電圧特性図。 図１と同様な構成における別実施例を説明するタイミングチャート。 図１と同様な構成における別実施例を説明するフローチャート。 第４の実施例を説明する回路ブロック図。 第４の実施例の動作を説明するタイミングチャート。 第４の実施例において別効果の動作を説明するタイミングチャート。 図１と同様な構成における別実施例を説明するタイミングチャート。 第５の実施例を説明する回路ブロック図。 第５の実施例におけるＤｕｔｙ制限手段の構成を説明するブロック図。 第５の実施例の動作を説明するタイミングチャート。

符号の説明

１…増幅手段、２…増幅回路、７…シャント抵抗、１０…駆動スイッチ回路、１５…入力スイッチ手段、１７…モータ、２０…出力スイッチ手段、２１…電圧平滑化手段、２４…電圧シフト手段、４０…増幅手段切替信号、５０…ＣＰＵ、５１…電源、５２…ＧＮＤ、９０…ＰＷＭ分周手段、９２…Ｄｕｔｙ制限手段。

Claims (17)

1. モータへ駆動電流を供給するためのスイッチ回路と、
   前記駆動電流を検出して電圧に変換するための電流検出回路と、
   前記電流検出回路により変換された前記電圧を増幅するための増幅回路とを有するモータ制御装置であって、
   前記モータ制御装置は、前記増幅回路の入力オフセットを補正する手段を備えていることを特徴とするモータ制御装置。
2. 請求項１記載のモータ制御装置において、
   前記電流検出回路は、シャント抵抗から構成されることを特徴とするモータ制御装置。
3. 請求項１記載のモータ制御装置において、
   前記増幅回路は、該増幅回路の入力部に設けられた入力部スイッチ手段と、該増幅回路の出力部に設けられた出力部スイッチ手段とを有し、
   前記入力部スイッチ手段及び前記出力部スイッチ手段は、所定周期で切り替わるように制御されることを特徴とするモータ制御装置。
4. 請求項３記載のモータ制御装置において、
   前記モータ制御装置は、前記増幅回路の出力に応じて前記駆動電流を演算し、前記モータの回転をＰＷＭ制御するためのＰＷＭ制御信号を出力する演算処理装置と、
   前記入力部スイッチ手段及び前記出力部スイッチ手段を前記所定周期で切り替えるためのスイッチ切替信号を出力するスイッチ切替手段とを有し、
   前記スイッチ切替手段は、前記ＰＷＭ制御信号に同期して前記スイッチ切替信号を出力することにより、前記入力部スイッチ手段及び前記出力スイッチ手段を切り替えることを特徴とするモータ制御装置。
5. 請求項４記載のモータ制御装置において、
   前記モータ制御装置は、前記ＰＷＭ制御信号を分周するための分周手段を有し、
   前記分周手段により分周された分周信号に基づいて前記入力部スイッチ手段及び前記出力スイッチ手段を切り替えることを特徴とするモータ制御装置。
6. 請求項５記載のモータ制御装置において、
   前記分周信号は前記演算処理装置に入力され、
   前記演算処理装置は、前記分周信号に同期したタイミングで前記増幅回路からの出力をサンプリングすることを特徴とするモータ制御装置。
7. 請求項４記載のモータ制御装置において、
   前記入力部スイッチ手段及び前記出力部スイッチ手段は、第１状態または第２状態のいずれかの状態をとるように切り替わり、
   前記演算処理装置は、前記入力部スイッチ手段及び前記出力部スイッチ手段が前記第１状態にある場合に取り込んだ第１サンプリング値と、前記入力部スイッチ手段及び前記出力部スイッチ手段が前記第２状態にある場合に取り込んだ第２サンプリング値とを平均化することを特徴とするモータ制御装置。
8. 請求項７記載のモータ制御装置において、
   前記演算処理装置が前記第１サンプリング値を取り込んでから、前記入力部スイッチ手段及び前記出力部スイッチ手段が奇数回切り替わったときに前記第２サンプリング値を取り込むことを特徴とするモータ制御装置。
9. 請求項３記載のモータ制御装置において、
   前記スイッチ回路は、ハイサイドスイッチと、該ハイサイドスイッチと第１接点を介して接続されたロウサイドスイッチとを有し、
   前記電流検出回路は、前記モータと前記第１接点との間に設けられ、
   前記モータ制御装置は、前記増幅回路からの出力電圧を平坦化する電圧平坦化手段を有することを特徴とするモータ制御装置。
10. 請求項９記載のモータ制御装置において、
    前記電圧平坦化手段は、抵抗と容量により構成されたローパスフィルタであることを特徴とするモータ制御装置。
11. 請求項７記載のモータ制御装置において、
    前記モータ制御装置は、前記増幅回路からの出力電圧をシフトする電圧シフト手段を有することを特徴とするモータ制御装置。
12. 請求項７記載のモータ制御装置において、
    前記モータ制御装置は、前記ＰＷＭ制御信号のＤｕｔｙを制限するためのＤｕｔｙ制限手段を有し、
    前記Ｄｕｔｙ制限手段は、前記ＰＷＭ制御信号のＤｕｔｙが０％または１００％の場合に、前記入力部スイッチ手段及び前記出力部スイッチ手段を切り替えるための前記スイッチ切替信号を出力することを特徴とするモータ制御装置。
13. 三相モータへ駆動電流を供給するため、ハイサイドスイッチ及びロウサイドスイッチを有するスイッチ回路と、
    前記駆動電流を検出するための抵抗と、
    前記抵抗における両端の電位差を増幅するための増幅回路と、
    前記増幅回路の入力部に設けられ、前記電位差を正転または反転させるように切り替えるための入力部スイッチ手段と、
    前記増幅回路の出力部に設けられ、該増幅回路の出力電圧を正転または反転させるように切り替えるための出力部スイッチ手段と、
    前記増幅回路の出力電圧を正転させたときの第１出力電圧、及び、前記増幅回路の出力電圧を反転させたときの第２出力電圧を平均化するための演算処理装置とを有することを特徴とするモータ制御装置。
14. 請求項１３記載のモータ制御装置において、
    前記モータ制御装置は、前記三相モータの回転をＰＷＭ制御するものであり、
    前記入力部スイッチ手段及び前記出力部スイッチ手段は、ＰＷＭ制御信号に同期して切り替わることを特徴とするモータ制御装置。
15. 請求項１３記載のモータ制御装置において、
    前記モータ制御装置は、ＰＷＭ分周手段を有し、
    前記ＰＷＭ分周手段は、前記ＰＷＭ制御信号を分周して分周信号を生成し、
    前記入力部スイッチ手段及び前記出力部スイッチ手段は、前記分周信号に基づいて切り替わることを特徴とするモータ制御装置。
16. 請求項１５記載のモータ制御装置において、
    前記モータ制御装置は、前記増幅回路からの出力電圧をシフトする電圧シフト手段を有することを特徴とするモータ制御装置。
17. 請求項１５記載のモータ制御装置において、
    前記モータ制御装置は、前記ＰＷＭ制御信号のＤｕｔｙを制限するためのＤｕｔｙ制限手段を有し、
    前記Ｄｕｔｙ制限手段は、前記ＰＷＭ制御信号のＤｕｔｙが０％または１００％の場合に、前記入力部スイッチ手段及び前記出力部スイッチ手段を切り替えるための前記スイッチ切替信号を出力することを特徴とするモータ制御装置。
    

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