JP2002262549A - 誘導性負荷の通電制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 誘導性負荷に流れる電流の振幅を適正な大き
さに維持可能な誘導性負荷の通電制御装置を提供する。 【解決手段】 図４（ａ）に示す様に、リニアソレノイ
ドに流すべき目標電流値に応じて、ＰＷＭ周期を変化さ
せる。そのため、図４（ｂ）に示すように、制御状態の
移行によって目標電流値が小さくなった場合（即ち、デ
ューティ比が小さくなった場合）であっても、一回のＯ
Ｎ時間を長くすることができ、リニアソレノイドの電流
の振幅が小さくなるのを抑制することができる。この結
果、リニアソレノイドにおける摩擦抵抗の発生を防止す
ることができるため、リニアソレノイドのストロークに
ヒステリシスが生じることを抑制できると共に、リニア
ソレノイドＬ１の応答性の低下を抑制できる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、フィードバック
制御により誘導性負荷の駆動を行う通電制御装置に関す
る。

【０００２】

【従来の技術】従来より、リニアソレノイドなどの誘導
性負荷の駆動においては、例えば、特開平１０−２２４
８号公報や特開平２０００−１１４０３８号公報に記載
されている様に、デューティ比が制御されたパルス信号
を出力することにより、誘導性負荷の通電電流を制御す
るパルス幅変調（ＰＷＭ）法が知られている。

【０００３】特開平２０００−１１４０３８号公報に記
載の技術では、誘導性負荷の通電経路上に設けた電流検
出抵抗の両端の電位をＡ／Ｄ変換して検出し、電流検出
抵抗の両端の電位差からリニアソレノイドの実電流値を
検出する。そして、実電流値と目標電流値との偏差に基
づいてハ゜ルス信号のデューティ比を設定することにより、
リニアソレノイドの実電流値が目標電流値に近づくよう
にしている。

【０００４】また、特開平１０−２２４８号公報に記載
の技術では、上記と同様の電流検出抵抗の両端の電位差
を差動アンプにて増幅した後、これをＡ／Ｄ変換して検
出し、その検出結果から、リニアソレノイドの実電流値
を検出する。そして同様に、実電流値と目標電流値との
偏差に基づいてハ゜ルス信号のデューティ比を設定すること
により、リニアソレノイドの実電流値が目標電流値に近
づくようにしている。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】さて、これらの技術で
は、通常状態において、デューティ比を５０％とすれば
実電流値を最大（即ち、必要な範囲のうちで最大）にす
ることができるよう設計するのが一般的である。即ち、
５０％よりも大きい範囲を使用せずに残しておくのであ
る。こうすることで、駆動電圧が低下した場合でも、デ
ューティ比をより大きく（５０％よりも大きく）するこ
とによって、必要な電流をリニアソレノイドに流すこと
が可能となる。

【０００６】例えば、図９（ａ）に示す様に、バッテリ
の電圧＋Ｂが１４Ｖのとき、デューティ比を５０％とす
ることにより最大電流（例えば１Ａ）が得られるよう設
計しておけば、バッテリの電圧＋Ｂが７Ｖ（最低動作保
証電圧）となったときでも、デューティ比を１００％と
することによって、最大電流を得ることができるのであ
る。

【０００７】ところが、この様に構成した場合、リニア
ソレノイドに流れる電流を微少量（例えば１００ｍＡ）
に制御するにはデューティ比を低下（例えば５％程度）
させることになるが、そのとき、図９（ｂ）に示す様に
リニアソレノイドの電流波形は振幅の小さいものとな
り、次の様な不都合が生じる。

【０００８】特開平２０００−１１４０３８号公報等に
記載の技術の如く、電流検出抵抗の両端の電位差をＡ／
Ｄ変換して実電流値を求める技術においては、ある程度
の電流振幅を期待して電流の検出精度を確保しているた
め、電流振幅が小さいと電流検出精度が悪くなるという
問題が生じる。

【０００９】また、電流波形の振幅が小さいと、それに
応じてリニアソレノイドに加わるディザも小さくなる。
そのためリニアソレノイドにおいて静摩擦力が発生し易
くなり、その摩擦抵抗に起因して、リニアソレノイドの
ストロークが駆動電流に対してヒステリシスを有する特
性となってしまう。また、リニアソレノイドの応答性が
悪化し、連成振動などの振動を引き起こす結果ともな
る。なお、電流波形の振幅が小さくなる現象は、デュー
ティ比が小さい場合（０％〜３０％付近）のほか、大き
い場合（７０％付近〜１００％）でも起こりうる。

【００１０】こうした不具合を防止するには、パルス信
号の発生周期（以下「ＰＷＭ周期」と記す）を予め長く
設定しておくことが考えられる。ＰＷＭ周期を長くして
おけば、目標電流値が微少であっても電流波形の振幅が
過度に小さくなることを抑制することができ、その結
果、上記ヒステリシスの発生やリニアソレノイドの応答
性の悪化を防止することができると考えられる。

【００１１】ところがＰＷＭ周期を長くすると、デュー
ティ比を５０％とした場合の電流振幅が大きくなりす
ぎ、それに応じてリニアソレノイドの振動も大きくなる
ため、騒音を発生するという問題が起こりうる。また、
特開平２０００−１１４０３８号公報に記載の技術の如
く、電流検出抵抗の両端の電位差をＡ／Ｄ変換して実電
流値を求める技術においては、次の様な不具合が起こり
うる。即ち、駆動系のＧＮＤ電圧が制御系のＧＮＤ電圧
より高くなった場合において、電流波形の振幅が大きく
なりすぎると、電流検出抵抗のＨ側の電位がＡ／Ｄ変換
器の入力範囲を超えてしまい、電流検出を正しく行うこ
とができない可能性がある。

【００１２】また、特開平１０−２２４８号公報に記載
の技術の如く、電流検出抵抗の両端の電位差を、差動ア
ンプを介して検出する技術においても、差動アンプの入
力電圧範囲には制約（例えば、電源電圧５Ｖの場合、
３．５Ｖ以下であること）があるため、電流の振幅が大
きいと、この入力電圧範囲を超えてしまい、正しく電流
検出することができない。

【００１３】以上の問題点に関し、例えば特公平６−５
３４９８号公報では、電流の振幅が大きくなりすぎるこ
とを防ぐと共に、リニアソレノイドのヒステリシスを低
減するための技術が提案されている。この技術は、図１
０に示す様に、三角波信号と基準信号との大小関係に応
じてHighレベル或いはLowレベルとなるパルス信号（Ｐ
ＷＭ信号）を生成し、これを駆動信号としてリニアソレ
ノイドを駆動するものである。そしてリニアソレノイド
の実電流値と目標電流値との偏差（誤差）に応じて基準
信号を設定することによりハ゜ルス信号のデューティ比を変
更し、リニアソレノイドに所期量の駆動電流が流れるよ
うフィードバック制御している。

【００１４】上記の基準信号は、一定のＰＷＭ周波数
（即ち、三角波信号の周波数）よりも低周波のディザ用
矩形波を、実電流値と目標電流値との偏差に加算するこ
とにより生成されるものである。そのため、基準信号の
大きさはディザ用矩形波の周期に応じて大小に切り替わ
る。

【００１５】従って、ハ゜ルス信号のデューティ比は、ディ
ザ用矩形波に同期して、所定の値（中央値）を中心に大
小に切替わることとなり、リニアソレノイドにはデュー
ティ比の平均値に対応した総合平均電流が流れると共
に、リニアソレノイドの駆動電流には、ディザ用矩形波
に同期した緩やかな振幅が発生することとなる。

【００１６】ディザ用矩形波の周波数はリニアソレノイ
ドが追従可能な低い周波数であるため、リニアソレノイ
ドにおいては、ディザによって応答性の悪化やヒステリ
シスが低減されることとなる。また、リニアソレノイド
の電流の振幅は、騒音が発生しない程度に低く押さえら
れる。

【００１７】しかし、特公平６−５３４９８号公報記載
の技術は、駆動電流のデューティ比を所定の中央値を中
心に大小に切り替えるものであるから、これを応用しよ
うとすると次の様な問題が生じる。例えば総合平均電流
を微少値に制御しようとすると、図１０に示す様に、電
流波形に振幅の無い区間が発生するし、また電流波形全
体としてもその振幅は極めて小さいものとなる。そのた
め、ヒステリシスの低減や応答性の低下防止に有効なデ
ィザをリニアソレノイドに与えることができない。

【００１８】本発明は、こうした問題を背景としてお
り、誘導性負荷に流れる電流の振幅を適正な大きさに維
持することができる誘導性負荷の通電制御装置を提供す
ることを目的とする。

【００１９】

【課題を解決するための手段及び発明の効果】上記課題
を解決するため、請求項１記載の誘導性負荷の通電制御
装置においては、誘導性負荷の通電経路上に設けられた
スイッチング手段が通電経路を断続し、パルス信号発生
手段が所定のデューティ比のパルス信号を所定の周期で
発生し、そのパルス信号をスイッチング手段に供給する
ことにより通電経路を断続させて誘導性負荷を駆動する
よう構成されている。

【００２０】パルス信号のデューティ比は、デューティ
比設定手段によって、誘導性負荷の目標電流値と実電流
値検出手段で検出された実電流値との偏差に基づき、実
電流値が目標電流値に追従するように設定され、パルス
信号の発生周期は、周期設定手段によって設定される。

【００２１】そして特に請求項１記載の誘導性負荷の通
電制御装置においては、周期選択手段が、誘導性負荷の
目標電流値の大きさに応じた長さの周期を選択し、その
選択された周期を、周期設定手段がパルス信号の発生周
期（即ち、ＰＷＭ信号）として設定できるように構成さ
れている。

【００２２】即ち、パルス信号の発生周期が一定の場
合、誘導性負荷の目標電流値の大きさによって実際の電
流の振幅が大きく変動するので、これを抑制するべく請
求項１記載の誘導性負荷の通電制御装置においては、Ｐ
ＷＭ信号を一定とするのではなく、誘導性負荷の目標電
流値の大きさに応じた長さの周期に切り替える。

【００２３】そのため、誘導性負荷の電流の振幅が小さ
くなりすぎたり大きくなりすぎたりすることが無いよ
う、電流の振幅を適正な大きさに調整することができ
る。この結果、誘導性負荷における摩擦抵抗の発生を防
止することができるのでヒステリシスの発生や応答性の
低下を抑制できるし、また、騒音の発生や、電流検出が
不能となる事態を回避できる。

【００２４】次に、上記課題を解決するためには、請求
項２に記載の様な構成をとることもできる。請求項２記
載の誘導性負荷の通電制御装置においては、周期選択手
段が、誘導性負荷の実電流値の大きさに応じた長さの周
期を選択するよう構成されている。

【００２５】実電流値は、目標電流値に追従するから、
その大きさに応じた長さの周期を選択することにより、
請求項１に記載の発明と同様な効果を奏することができ
る。なお、この「実電流値の大きさ」は、誘導性負荷に
流れる瞬時的な値でも良いが、実電流の振幅が大きい場
合には、電流の平均の大きさを用いるとよい。

【００２６】また、上記課題を解決するためには、請求
項３に記載の様な構成をとることもできる。請求項３に
記載の誘導性負荷の通電制御装置においては、周期選択
手段が、誘導性負荷に通電するための電源の電圧値の大
きさに応じた長さの周期を選択するよう構成されてい
る。

【００２７】ＰＷＭ信号が一定の場合、誘導性負荷に通
電するための電源の電圧値の大きさによって実際の電流
の振幅が大きく変動するので、これを抑制するべく請求
項３記載の誘導性負荷の通電制御装置においては、電源
の電圧値の大きさに応じた長さの周期に切り替える。そ
のため、誘導性負荷の電流の振幅が小さくなりすぎたり
大きくなりすぎたりすることが無いよう、電流の振幅を
適正な大きさに調整することができる。この結果、誘導
性負荷における摩擦抵抗の発生を防止することができ、
ヒステリシスの発生や応答性の低下を抑制できるし、ま
た、騒音の発生や、電流検出が不能となる事態を回避で
きる。

【００２８】以上に説明した請求項１〜３の発明におい
て、周期選択手段による、それぞれ目標電流値、実電流
値或いは電源電圧（以下、単に「目標電流値等」と記
す）の大きさに応じた周期の選択には、ヒステリシス幅
を設けると良い。例えば目標電流値等の大きさに応じて
ＰＷＭ周期として第１周期および第２周期の何れかを選
択する際、目標電流値等と１つの基準値との大小関係だ
けで何れかに決定しようとすると、チャタリングが発生
してしまう可能性がある。

【００２９】そこで、ＰＷＭ周期として第１周期および
第２周期の何れかを選択する際の基準として、目標電流
値等と比較するための第１基準値および第２基準値を設
定しておく。そして、周期設定手段を次のように構成す
る。即ち、目標電流値等の大きさを判断し、目標電流値
等が第１基準値と第２基準値との間の値であるときには
現状の周期をそのまま選択し、目標電流値等が第１基準
値および第２基準値のいずれよりも大きいときには第２
周期を選択し、目標電流値等が第１基準値および第２基
準値のいずれよりも小さいときには第１周期を選択する
ように構成するのである。この様にすれば、上記のよう
なチャタリングの発生を防止でき、周期の選択・設定を
安定して行うことができる。

【００３０】また次に、上記請求項１〜３の誘導性負荷
の通電制御装置においては、請求項４に記載の様に、目
標電流値と実電流値との偏差を予め定められた偏差判断
値と比較する偏差比較手段を設け、これによる比較の結
果、偏差の方が大きいときには、ＰＷＭ信号を最短の周
期に設定すると良い。そうすれば、目標電流値が急に変
わった場合など、目標電流値と実電流値との差が大きい
場合であっても、デューティ比の設定変更が、実際のパ
ルス信号に速やかに反映され、実電流値の目標電流値へ
の追従性を高いものとすることができる。

【００３１】また請求項５に記載の様に、誘導性負荷に
通電するための電源の電圧値の変動を検出する電圧変動
検出手段を設け、これにより電圧変動が検出された場合
に、パルス周期の発生周期を最短の周期に設定するよう
構成しても良い。電源電圧が変動した場合には実電流値
がずれるため、その実電流値を目標電流値に近づける方
向にデューティ比が設定変更されることになるが、ＰＷ
Ｍ信号を短くすることによって、デューティ比の設定変
更をパルス信号に速やかに反映させることができる。そ
の結果、電源電圧の変動が大きい場合であっても、実電
流値を目標電流値に速やかに回復させることができる。

【００３２】なお、特公平６−２７５１０号公報に記載
の技術においては、ラジオノイズを低減するため、ＰＷ
Ｍ周期をランダムに変更することを行っている。しか
し、誘導性負荷の電流の振幅が大きい状態においてＰＷ
Ｍ周期を長く設定してしまうことも考えられる。そうし
た場合には、例えば図１１（ａ）に示すように、電流波
形の振幅が大きくなり過ぎる可能性がある。また、電流
波形の振幅が小さい状態において、ＰＷＭ周期を短く設
定し舞うことも考えられ、そうした場合には、例えば図
１１（ｂ）に示すように、電流波形の振幅が小さくなり
過ぎる可能性もある。従って、特公平６−２７５１０号
記載の技術では、上記課題を解決することはできない。

【００３３】

【発明の実施の形態】以下に、本発明の第１実施例を図
面と共に説明する。図１は、自動車用リニアソレノイド
制御装置１の構成を表すブロック図である。このリニア
ソレノイド制御装置１は、自動車に搭載されたエンジン
を目標状態に制御するために、エンジンに設けられたリ
ニアソレノイドＬ１を通電制御するためのものである。
リニアソレノイド制御装置１にはリニアソレノイド制御
ＩＣ２が備えられている。

【００３４】このリニアソレノイド制御ＩＣ２は、エン
ジンコントロール用のホストＣＰＵ３にて演算されたリ
ニアソレノイドＬ１に流すべき電流を表すデータ（目標
電流値）に従いリニアソレノイドＬ１に流れる電流をフ
ィードバック制御するためのＩＣであり、制御ＣＰＵ４
とダイレクト・メモリ・アクセス回路（ＤＭＡ）５とＰ
ＷＭ信号出力回路６を備えている。

【００３５】ＤＭＡ５は、ホストＣＰＵ３に内蔵された
ＲＡＭからリニアソレノイドＬ１の目標電流値を読み込
み、制御ＣＰＵ４に入力する。そして、制御ＣＰＵ４
は、リニアソレノイドＬ１の実電流値が目標電流値に近
づくように、リニアソレノイドＬ１を通電制御する。即
ち、リニアソレノイドＬ１をＰＷＭ信号にてデューティ
駆動するためのデューティ比を演算し、その検出結果を
ＰＷＭデータ（駆動データ）としてＰＷＭデータ受渡用
のＲＡＭ７に格納する。

【００３６】そして、ＰＷＭ信号出力回路６は、ＰＷＭ
データ受渡用ＲＡＭ７からリニアソレノイドＬ１に対す
るＰＷＭデータを読み込み、リニアソレノイドＬ１をデ
ューティ駆動するためのＰＷＭ信号ＳＧ１を生成する。
一方、電流制御対象となるリニアソレノイドＬ１は、バ
ッテリの正極（電源電圧＋Ｂ）からバッテリの負極（グ
ランド）に至る電源ライン中に配置されている。電源ラ
インにおけるリニアソレノイドＬ１の電源＋Ｂ側には、
いわゆるハイサイドスイッチとしてのＦＥＴ８が設けら
れている。さらに、このＦＥＴ８のゲート端子には、エ
ミッタが接地されたＮＰＮトランジスタ９のコレクタが
接続されている。

【００３７】ＮＰＮトランジスタ９は、ＦＥＴ８のゲー
トを接地することにより、ＦＥＴ８をオンさせるための
ものである。ＮＰＮトランジスタ９のベースにはＰＷＭ
信号出力回路６から、リニアソレノイドＬ１の通電を制
御するためのＰＷＭ信号ＳＧ１が入力される。ＮＰＮト
ランジスタ９およびＦＥＴ８は、ＰＷＭ信号ＳＧ１がHi
ghレベルであるときにオン状態となり、バッテリからリ
ニアソレノイドＬ１への通電経路を通電させる。逆に、
ＰＷＭ信号ＳＧ１がLowレベルであるときにオフ状態と
なり、リニアソレノイドＬ１の通電経路を遮断する。

【００３８】また、リニアソレノイドＬ１のグランド側
には、電流検出用の抵抗Ｒ１が設けられている。即ち、
所定の電位差を生じる電源ライン中に、誘導性負荷とし
てのリニアソレノイドＬ１およびスイッチング素子とし
てのＦＥＴ８が直列に接続され、この直列回路に対し電
流検出抵抗Ｒ１が直列に接続されている。この抵抗Ｒ１
は、リニアソレノイドＬ１に流れる電流を検出するため
のものである。

【００３９】電流検出抵抗Ｒ１の両端Ｈ，Ｌはそれぞれ
マルチプレクサ（ＭＰＸ）１２を介してＡ／Ｄ変換器１
３に接続可能となっている。電流検出抵抗Ｒ１の一端Ｈ
は、ノイズ除去フィルタ２０を介してマルチプレクサ１
２に接続されている。電流検出抵抗Ｒ１の他端Ｌは、ノ
イズ除去フィルタ２２を介してマルチプレクサ１２に接
続されている。これらノイズ除去フィルタ２０，２２
は、ＣＲ回路にて構成され、ノイズ等の高周波成分を除
去するよう機能する。このため、ノイズの影響による電
流検出値の精度低下を防ぐことができる。

【００４０】そのほか、マルチプレクサ１２には、ノッ
クセンサ、エンジン冷却水温センサ、エンジン吸気温検
出センサ、バッテリ電圧検出ラインＶＬなどが接続され
ている。そして、電流検出抵抗Ｒ１の両端Ｈ，Ｌの電圧
信号、ノック信号、水温信号、吸気温信号、バッテリ電
圧などが、選択的にＡ／Ｄ変換器１３に入力可能とされ
ている。

【００４１】Ａ／Ｄ変換器１３は、マルチプレクサ１２
を介して、リニアソレノイドＬ１の電流値を表す電流検
出信号（即ち、電流検出抵抗Ｒ１の両端の電位）、ノッ
ク信号、水温信号、吸気温信号、およびバッテリ電圧
を、一定のＡ／Ｄ変換周期で順に取り込んでデジタル値
に変換し、そのデジタル値をＡ／Ｄデータ受渡用のＲＡ
Ｍ１４に格納する。なお、Ａ／Ｄデータ受渡用ＲＡＭ１
４は制御ＣＰＵ４からもアクセスできるようになってい
る。

【００４２】また、Ａ／Ｄ変換後のノック信号や水温信
号や吸気温信号やバッテリ電圧は、制御ＣＰＵ４、ＤＭ
Ａ５を通してホストＣＰＵ３にエンジン運転状態を示す
データとして取り込まれる。制御ＣＰＵ４には演算処理
実行用のプログラムや各種データが格納されたＲＯＭ１
５、及び、演算処理実行時の制御用のデータを一時格納
するためのＲＡＭ１６が接続されている。

【００４３】制御ＣＰＵ４は、ＲＯＭ１５に格納された
プログラムに従って、電流検出抵抗Ｒ１の実電流値が、
ＤＭＡ５を介して入力されるリニアソレノイドＬ１の目
標電流値となるようにＰＷＭ信号ＳＧ１のデュティー比
を算出する。そして、その算出したデュティー比に基づ
きリニアソレノイドＬ１通電用のＰＷＭデータを設定
し、これをＰＷＭデータ受渡用ＲＡＭ７に格納する。

【００４４】こうした制御ＣＰＵ４の機能につき、図２
等を用いて詳説する。図２は、制御ＣＰＵ４がリニアソ
レノイドＬ１をフィードバック制御するための機能を示
すブロック図である。ＤＭＡ５から制御ＣＰＵ４に与え
られる目標電流値はステップ状に入力されるので、これ
をフィードバック制御における目標値として直接用いる
と、実電流値がオーバーシュートをおこしてしまう。そ
こで、電流目標値の入力信号を積分器（詳しくは時定数
（積分定数）＝ｍｍである一次遅れ要素）を通過させる
ことによって、鈍らせる（：即ち、変化の緩やかな信
号に変換する）。また、目標電流値と実電流値とのＬＳ
Ｂを合わせるため（即ち、各値をデジタル値で表した場
合の最下位ビット（ＬＳＢ）によって示される物理量の
大きさを合致させるため）、増幅部（ゲインＭ）で積分
器の出力信号を増幅する（）。

【００４５】Ａ／Ｄデータ受渡用のＲＡＭ１４に格納さ
れている電流検出抵抗Ｒ１のＨ側およびＬ側の電位は、
所定時間毎（本実施例では、フローチャートと共に説明
する如く、１００μｓ毎）に制御ＣＰＵ４に取り込ま
れ、そして、その差分に基づいて、リニアソレノイドＬ
１の実電流値が算出される（）。

【００４６】そして、増幅部Ｍの出力値（即ち、目標
電流値）と実電流値との偏差が、積分器（詳しくは時
定数（積分定数）＝ｇｇである一次遅れ要素）により積
算され（）、更にその積算値が増幅部（ゲインＧ）で
増幅される（）。この様にして得られた偏差分は、
増幅部Ｍの出力値と加算された後（）、ゲインＰで
増幅される。

【００４７】そしてＰＷＭデータ算出処理機能により、
このゲインＰで増幅された加算値に基づいて、ＰＷＭ
制御のデューティ比が決定され、更に、リニアソレノイ
ドＬ１を駆動するためのＰＷＭデータ（ＰＷＭ周期、Ｏ
Ｎ時間）が算出される。制御ＣＰＵ４は、こうして算出
したＰＷＭデータをＰＷＭデータ受渡用ＲＡＭ７に格納
する。なお、本実施例においては、通常の状態において
目標電流値が最大（１Ａ）であるときに、デューティ比
を５０％とするように設定されている。

【００４８】この様にしてリニアソレノイドＬ１の実電
流値をフィードバックしつつＰＷＭデータを決定してい
るため、実電流値が増幅部Ｍの出力値よりも小さい場
合には、実電流値を増加させる方向にリニアソレノイド
Ｌ１の通電が制御され、実電流値が増幅部Ｍの出力値
よりも大きい場合には、実電流値を減少させる方向にリ
ニアソレノイドＬ１の通電が制御されることとなる。

【００４９】この様な制御ＣＰＵ４の動作をフローチャ
ートで示したのが図３である。図３に示す処理は、所定
時間毎（本実施例では１００μｓ毎）に実行されるもの
であり、まず、ＤＭＡ５からの入力信号を鈍らせたもの
（即ち、増幅部Ｍの出力値）を目標電流値ＶＲｎ（電
圧換算値）として記憶する（ステップ（以下、単に
「Ｓ」と記す）１０）。

【００５０】一方、Ａ／Ｄデータ受渡用のＲＡＭ１４か
らは、電流検出抵抗Ｒ１のＨ側の電圧値（ＶＩＯＨ）を
読み込む（Ｓ２０）と共に、電流検出抵抗Ｒ１のＬ側の
電圧値（ＶＩＯＬ）を読み込み（Ｓ３０）、それらの差
分を、実電流値ＶＩＯ（電圧換算値）として記憶する
（Ｓ４０）。こうして求めた目標電流値ＶＲｎと実電流
値ＶＩＯとに基づいて、ＰＷＭ制御用のデューティ比Ｄ
ｕｔｙを算出する（Ｓ５０）。

【００５１】次に、目標電流値ＶＲｎに基づいて、ＰＷ
Ｍ周期Ｔｓを設定する（Ｓ６０〜Ｓ１１０）。即ち、目
標電流値ＶＲｎの値に応じて（Ｓ６０）、「ＶＲｎ＜２
００ｍＡ」であるとき、ＰＷＭ周期Ｔｓを「６．６ｍ
ｓ」と設定する（Ｓ７０）。また、「２００ｍＡ≦ＶＲ
ｎ＜３００ｍＡ」であるとき、現状のＰＷＭ周期Ｔｓが
「６．６ｍｓ」と設定されているか否かを判断する（Ｓ
８０）。その結果、現在のＰＷＭ周期Ｔｓが「６．６ｍ
ｓ」であるときには（Ｓ８０：ＹＥＳ）、ＰＷＭ周期Ｔ
ｓを「６．６ｍｓ」と設定する（Ｓ７０）一方、「６．
６ｍｓ」でないときには（Ｓ８０：ＮＯ）、ＰＷＭ周期
Ｔｓを「５ｍｓ」と設定する（Ｓ９０）。

【００５２】また、「３００ｍＡ≦ＶＲｎ＜６００ｍ
Ａ」であるときは、ＰＷＭ周期Ｔｓを「５ｍｓ」と設定
する（Ｓ９０）。また、「６００ｍＡ≦ＶＲｎ＜７００
ｍＡ」であるとき、現状のＰＷＭ周期Ｔｓが「３．３ｍ
ｓ」と設定されているかどうかを判断する（Ｓ１０
０）。その結果、現在のＰＷＭ周期Ｔｓが「３．３ｍ
ｓ」であるときには（Ｓ１００：ＹＥＳ）、ＰＷＭ周期
Ｔｓを「３．３ｍｓ」と設定する（Ｓ１１０）一方、
「３．３ｍｓ」でないときには（Ｓ１００：ＮＯ）、Ｐ
ＷＭ周期Ｔｓを「５ｍｓ」と設定する（Ｓ９０）。

【００５３】また、「７００ｍＡ≦ＶＲｎ」であるとき
は、ＰＷＭ周期Ｔｓを「３．３ｍｓ」と設定する（Ｓ１
１０）。こうして、Ｓ７０、Ｓ９０又はＳ１１０の処理
によりＰＷＭ周期Ｔｓを設定した後、このＰＷＭ周期Ｔ
ｓとデューティ比Ｄｕｔｙとを乗算することにより、Ｏ
Ｎ時間Ｔｏｎ（即ち、リニアソレノイドＬ１の通電をオ
ン状態とする時間）を算出する（Ｓ１２０）。そして、
ＰＷＭ周期ＴｓとＯＮ時間ＴｏｎをＰＷＭデータ受渡用
のＲＡＭ７に格納する（Ｓ１３０）。

【００５４】制御ＣＰＵ４が以上の様に作動する結果、
図４（ａ）に示す様に、目標電流値に応じて、ＰＷＭ周
期が変化することになる。そのため、図４（ｂ）に示す
ように、制御状態の移行によって目標電流値が小さくな
った場合（即ち、デューティ比が小さくなった場合）で
あっても、一回のＯＮ時間を長くすることができ、リニ
アソレノイドＬ１の電流の振幅が小さくなるのを抑制す
ることができる。この結果、リニアソレノイドＬ１にお
ける摩擦抵抗の発生を防止することができるため、リニ
アソレノイドＬ１のストロークにヒステリシスが生じる
ことを抑制できると共に、リニアソレノイドＬ１の応答
性の低下を抑制できる。

【００５５】また図４（ａ）に示すように、本実施例で
はチャタリングの発生を防止するため、同じ目標電流値
であっても、ＰＷＭ周期Ｔｓの値が、目標電流値の変化
の経路によって異なる値をとるように設定されている。
例えばＰＷＭ周期Ｔｓが、第１の周期(例えば、５ｍｓ)
に設定されている場合、目標電流値ＶＲｎが第１の基準
値（例えば、２００ｍＡ）以上のときには、ＰＷＭ周期
Ｔｓとしてそのまま第１の周期を設定し、目標電流値Ｖ
Ｒｎが第１の基準値より小さいときには、ＰＷＭ周期Ｔ
ｓとして第２の周期(例えば、６．６ｍｓ)を設定する。
そして、ＰＷＭ周期Ｔｓとして第２の周期が設定されて
いる場合、目標電流値ＶＲｎが第２の基準値（例えば、
３００ｍＡ）より小さいときには、ＰＷＭ周期Ｔｓとし
てそのまま第２の周期を設定し、目標電流値ＶＲｎが第
２の基準値以上であるときには、ＰＷＭ周期Ｔｓとして
第１の周期を設定するのである。

【００５６】このため、ＰＷＭ周期が不安定に切り替わ
ることがなく、駆動系の安定化を図ることができる。次
に、第２実施例について説明する。なお、本実施例につ
いて、下記以外の点については、第１実施例と同様であ
るので説明を省略する。

【００５７】本実施例では、図３に示したフローチャー
トにおいてＡで示した部分に替えて、図５に示す処理を
行う。この内、Ｓ６０〜Ｓ１１０は、第１実施例と同様
である。即ち、Ｓ５０の処理の後、本実施例ではＳ２１
０に移行する。Ｓ２１０では、前回検出したバッテリ電
圧を＋Ｂ[ｎ−１]として記憶し、現在のバッテリ電圧を
＋Ｂ（ｎ）として記憶する。

【００５８】そして、現在のバッテリ電圧＋Ｂ[ｎ]が、
前回のバッテリ電圧＋Ｂ[ｎ−１]を含む所定範囲内（＋
Ｂ[ｎ−１]±β）に収まっているかどうかを判断するこ
とにより、バッテリ電圧に変動があったかどうかを判断
する（Ｓ２２０）。判断の結果、現在のバッテリ電圧＋
Ｂ[ｎ]が所定範囲内でない場合、即ち電圧変動があった
場合（Ｓ２２０：ＮＯ）、ＰＷＭ周期Ｔｓを「３．３ｍ
ｓ」と設定する（Ｓ１１０）。

【００５９】一方、現在のバッテリ電圧＋Ｂ[ｎ]が所定
範囲内である場合、即ち、電圧変動がないと判断された
場合（Ｓ２２０：ＹＥＳ）、次に、実電流値ＶＩＯの過
去所定期間における平均値（実電流平均値ＶＩＯａｖ
ｒ）を算出する（Ｓ２３０）。そして、実電流平均値Ｖ
ＩＯａｖｒが、目標電流値ＶＲｎを含む所定範囲内（Ｖ
Ｒｎ±α）であるかを判断し（Ｓ２４０）、所定範囲内
でなければ（Ｓ２４０：ＮＯ）、ＰＷＭ周期Ｔｓを
「３．３ｍｓ」と設定する（Ｓ１１０）。なお、この
「α」が請求項の「偏差判断値」に相当する。

【００６０】そして実電流平均値ＶＩＯａｖｒが、所定
範囲内（目標電流値ＶＲｎ±α）であれば（Ｓ２４０：
ＹＥＳ）、Ｓ６０に移行する。図６は、バッテリ電圧＋
Ｂの変動や、目標電流値ＶＲｎの変更に応じてＰＷＭ周
期Ｔｓを設定変更している様子を示すタイムチャートで
ある。

【００６１】タイミング、においては、目標電流値
ＶＲｎが大きく変化したため（Ｓ２４０：ＮＯ）、ＰＷ
Ｍ周期Ｔｓを短い値（３．３ｍｓ）に変更している（Ｓ
１１０）。また、タイミング、、においては、実
電流値ＶＩＯが収束し（Ｓ２４０：ＹＥＳ）、且つ、目
標電流値ＶＲｎが小さいため、ＰＷＭ周期Ｔｓは長い値
（６．６ｍｓ）に設定されている（Ｓ７０）。

【００６２】また、タイミングにおいては、バッテリ
電圧＋Ｂの急激な変動が起こったため（Ｓ２２０：Ｎ
Ｏ）、ＰＷＭ周期Ｔｓが短かくされ、しかも実電流値Ｖ
ＩＯが目標電流値ＶＲｎからずれてしまったため（Ｓ２
４０：ＮＯ）、ＰＷＭ周期Ｔｓを短い値（３．３ｍｓ）
に変更している（Ｓ７０）。

【００６３】タイミングでは、実電流値ＶＩＯが収束
したが（Ｓ２４０：ＹＥＳ）、目標電流値ＶＲｎは比較
的大きいため、ＰＷＭ周期Ｔｓは中間の値（５．０ｍ
ｓ）に設定されている（Ｓ７０）。この様に本実施例に
おいては、バッテリ電圧＋Ｂの変動を検出して、その変
動幅が所定値βより大きいとき（Ｓ２２０：ＹＥＳ）
や、目標電流値ＶＲｎと実電流値（本実施例では、実電
流平均値ＶＩＯａｖｒ）との差を検出してその差が所定
値αより大きいとき（Ｓ２４０：ＹＥＳ）、ＰＷＭ周期
Ｔｓを短い値に設定している（Ｓ１１０）。

【００６４】即ち、バッテリ電圧＋Ｂが変動した場合に
は、実電流値ＶＩＯがずれるため、実電流値ＶＩＯを目
標電流値ＶＲｎに近づける方向にＰＷＭ信号のデューテ
ィ比が設定変更されることになるが、その際、ＰＷＭ周
期Ｔｓを優先的に最短の周期とすることによって、デュ
ーティ比の設定変更がＰＷＭ信号に速やかに反映される
ようにしているのである。そのため、バッテリ電圧＋Ｂ
の変動が大きい場合であっても、実電流値ＶＩＯを、目
標電流値ＶＲｎに速やかに回復させることができる。

【００６５】また、目標電流値ＶＲｎと実電流値ＶＩＯ
との差が大きい場合であっても、ＰＷＭ周期を優先的に
最短の周期とすることによってデューティ比の設定変更
がＰＷＭ信号に速やかに反映されるようにしている。こ
れにより、実電流値ＶＩＯの目標電流値ＶＲｎへの追従
性を高くすることができる。

【００６６】なお、上記実施例においては、ＦＥＴ８が
請求項の「スイッチング手段」を構成し、ＰＷＭ信号出
力回路６が請求項の「パルス信号発生手段」を構成し、
電流検出抵抗Ｒ１、ノイズ除去フィルタ２０，２２、マ
ルチプレクサ１２、Ａ／Ｄ変換器１３、Ａ／Ｄデータ受
渡用ＲＡＭ１４及びＳ２０〜Ｓ４０の処理が、請求項の
「実電流値検出手段」を構成する。また、Ｓ５０の処理
が、請求項の「デューティ比設定手段」を構成し、Ｓ６
０〜Ｓ１１０およびＳ１３０の処理が請求項の「周期設
定手段」を構成し、このうちＳ６０、Ｓ８０およびＳ１
００の処理が請求項の「周期選択手段」を構成する。そ
して、バッテリ電圧検出ラインＶＬおよびＳ２２０の処
理が請求項の「電圧変動検出手段」を構成し、Ｓ２３０
およびＳ２４０の処理が請求項の「偏差比較手段」を構
成する。

【００６７】以上、本発明の一実施例について説明した
が、本発明は上記実施例に限定されるものではなく、種
々の態様をとることができる。例えば、上記実施例で
は、目標電流値ＶＲｎの大きさに応じてＰＷＭ周期Ｔｓ
を設定するものとして説明したが、実電流値（瞬時的な
実電流値ＶＩＯ或いは過去所定期間における実電流平均
値ＶＩＯａｖｒのいずれでもよい）の大きさに応じてＰ
ＷＭ周期Ｔｓを切り替えることとしてもよい。これを実
現するには、図３のフローチャート中のＳ６０におい
て、目標電流値ＶＲｎの替わりに実電流値の大きさを判
断し、その判断結果に応じてＳ７０〜Ｓ１１０の処理に
移行するようにすればよい。その様に構成しても、上記
実施例と同様の効果を得ることができる。

【００６８】また、目標電流値ＶＲｎの替わりにバッテ
リ電圧＋Ｂの大きさを判断し、その判断結果に応じてＳ
７０〜Ｓ１１０の処理に移行し、ＰＷＭ周期Ｔｓを切り
替えるように構成してもよい。例えば図７（ａ）に示す
様に、バッテリ電圧＋Ｂが高いときには、目標電流値は
同じであっても電流波形の振幅が大きくなりすぎてしま
う。また、図７（ｂ）に示す様に、バッテリ電圧＋Ｂが
低いときには、目標電流値は同じであっても電流波形の
振幅が小さくなりすぎてしまう。そこで、バッテリ電圧
＋Ｂが高いときには、ＰＷＭ周期Ｔｓを短い値に設定
し、バッテリ電圧＋Ｂが低いときには、ＰＷＭ周期Ｔｓ
を長い値に設定するというように、バッテリ電圧＋Ｂが
高いほど短くなるようにＰＷＭ周期を選択するのであ
る。

【００６９】そうすれば、電流波形の振幅が大きくなり
過ぎたり小さくなり過ぎたりすることがないため、ＰＷ
Ｍ制御を良好に実行しつつ、リニアソレノイドＬ１にお
けるヒステリシスの発生や応答性の低下を防止すること
ができるし、また騒音の発生や、電流検出が不能となる
事態を回避できる。

【００７０】また、デューティ比Ｄｕｔｙに基づいてＰ
ＷＭ周期Ｔｓを設定することも考えられる。即ち、図３
に示したフローチャートにおいてＡでしめす部分に代え
て、図８で示す処理を行う。この内、Ｓ７０〜Ｓ１１０
の処理は、第１実施例と同様である。

【００７１】図８に示す処理では、Ｓ５０の処理後、デ
ューティ比Ｄｕｔｙの値を判断する（Ｓ３００）。その
判断の結果、「Ｄｕｔｙ＜１０％、又は、９０％≦Ｄｕ
ｔｙ」であるときは、Ｓ７０に移行する。また、「１０
％≦Ｄｕｔｙ＜１５％、又は、８５％≦Ｄｕｔｙ＜９０
％」であるときはＳ８０に移行し、「１５％≦Ｄｕｔｙ
＜２５％、又は、７５％≦Ｄｕｔｙ＜８５％」であると
きはＳ９０に移行する。

【００７２】また、「２５％≦Ｄｕｔｙ＜３０％、又
は、７０％≦Ｄｕｔｙ＜７５％」であるときはＳ１００
に移行し、「３０％≦Ｄｕｔｙ＜７０％」であるとき
は、Ｓ１１０に移行する。つまりＰＷＭ周期Ｔｓを一定
にした場合、デューティ比Ｄｕｔｙが５０％から離れる
ほど電流波形の振幅は小さくなってしまうので、その振
幅の低下を抑制できるよう、デューティ比Ｄｕｔｙが５
０％から離れるほどＰＷＭ周期Ｔｓを長い値に設定する
のである。この様にすれば、リニアソレノイドＬ１の電
流波形の振幅が小さくなり過ぎるのを抑制することがで
き、リニアソレノイドＬ１におけるヒステリシスの発生
や応答性の低下を抑制することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】 本発明の一実施例としてのリニアソレノイド
制御装置の構成を示す説明図である。

【図２】 制御ＣＰＵのフィードバック制御機能を示す
ブロック図である。

【図３】 第１実施例において制御ＣＰＵが行う処理を
示すフローチャートである。

【図４】 ＰＷＭ周期が切り替えられる様子を示す図で
ある。

【図５】 第２実施例において制御ＣＰＵが行う処理を
示すフローチャートである。

【図６】 バッテリ電圧の変動、目標電流値の変更に応
じてＰＷＭ周期が切り替えられる様子を示すタイムチャ
ートである。

【図７】 バッテリ電圧の変動によって電流波形の振幅
が変動する様子を示す説明図である。

【図８】 デューティ比に応じてＰＷＭ周期を切り替え
る態様を示す説明図である。

【図９】 従来技術の問題点を示すための説明図であ
る。

【図１０】 従来技術の問題点を示すための説明図であ
る。

【図１１】 従来技術の問題点を示すための説明図であ
る。

【符号の説明】

１…リニアソレノイド制御装置 ４…制御ＣＰＵ ６…ＰＷＭ信号出力回路 ７…ＰＷＭデータ受渡用ＲＡＭ ９…ＮＰＮトランジスタ １２…マルチプレクサ １３…Ａ／Ｄ変換器 １４…Ａ／Ｄデータ受渡用ＲＡＭ ２０，２２…ノイズ除去フィルタ

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 3G084 DA05 DA39 EB12 EC06 FA00 FA02 FA03 FA20 FA25 5H420 BB02 BB03 BB13 CC02 DD02 EA12 EA24 EB04 EB09 EB16 EB26 EB37 FF03 FF04 GG03 5H730 AA00 AS00 BB11 DD04 DD32 EE59 FD01 FD31 FF06 FF09 FG05 FG07 FG11

Claims (5)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 誘導性負荷の通電経路上に設けられ該通
   電経路を断続するスイッチング手段と、 所定のデューティ比のパルス信号を所定の周期で発生
   し、該パルス信号を前記スイッチング手段に供給するこ
   とにより前記通電経路を断続させて、該誘導性負荷を駆
   動するパルス信号発生手段と、 前記誘導性負荷の実電流値を検出する実電流値検出手段
   と、 前記誘導性負荷の目標電流値と前記実電流値検出手段に
   て検出された実電流値との偏差に基づき、該実電流値が
   該目標電流値に追従するよう前記パルス信号のデューテ
   ィ比を設定するデューティ比設定手段と、 前記パルス信号の発生周期を設定する周期設定手段と、 を備えた誘導性負荷の通電制御装置であって、 前記周期設定手段は、前記誘導性負荷の目標電流値の大
   きさに応じた長さの周期を選択する周期選択手段を備
   え、該選択された周期を前記パルス信号の発生周期とし
   て設定可能に構成されたことを特徴とする誘導性負荷の
   通電制御装置。
2. 【請求項２】 誘導性負荷の通電経路上に設けられ該通
   電経路を断続するスイッチング手段と、 所定のデューティ比のパルス信号を所定の周期で発生
   し、該パルス信号を前記スイッチング手段に供給するこ
   とにより前記通電経路を断続させて、該誘導性負荷を駆
   動するパルス信号発生手段と、 前記誘導性負荷の実電流値を検出する実電流値検出手段
   と、 前記誘導性負荷の目標電流値と前記実電流値検出手段に
   て検出された実電流値との偏差に基づき、該実電流値が
   該目標電流値に追従するよう前記パルス信号のデューテ
   ィ比を設定するデューティ比設定手段と、 前記パルス信号の発生周期を設定する周期設定手段と、 を備えた誘導性負荷の通電制御装置であって、 前記周期設定手段は、前記誘導性負荷の実電流値の大き
   さに応じた長さの周期を選択する周期選択手段を備え、
   該選択された周期を前記パルス信号の発生周期として設
   定可能に構成されたことを特徴とする誘導性負荷の通電
   制御装置。
3. 【請求項３】 誘導性負荷の通電経路上に設けられ該通
   電経路を断続するスイッチング手段と、 所定のデューティ比のパルス信号を所定の周期で発生
   し、該パルス信号を前記スイッチング手段に供給するこ
   とにより前記通電経路を断続させて、該誘導性負荷を駆
   動するパルス信号発生手段と、 前記誘導性負荷の実電流値を検出する実電流値検出手段
   と、 前記誘導性負荷の目標電流値と前記実電流値検出手段に
   て検出された実電流値との偏差に基づき、該実電流値が
   該目標電流値に追従するよう前記パルス信号のデューテ
   ィ比を設定するデューティ比設定手段と、 前記パルス信号の発生周期を設定する周期設定手段と、 を備えた誘導性負荷の通電制御装置であって、 前記周期設定手段は、前記誘導性負荷に通電する電源の
   電圧値の大きさに応じた長さの周期を選択する周期選択
   手段を備え、該選択された周期を前記パルス信号の発生
   周期として設定可能に構成されたことを特徴とする誘導
   性負荷の通電制御装置。
4. 【請求項４】 請求項１〜３の何れかに記載の誘導性負
   荷の通電制御装置において、 前記周期設定手段は、前記目標電流値と前記実電流値と
   の偏差を予め定められた偏差判断値と比較する偏差比較
   手段を備え、該偏差比較手段による比較の結果、前記偏
   差の方が大きいとき、前記パルス信号の発生周期とし
   て、最短の周期を優先的に設定することを特徴とする誘
   導性負荷の通電制御装置。
5. 【請求項５】 請求項１〜４の何れかに記載の誘導性負
   荷の通電制御装置において、 前記周期設定手段は、前記誘導性負荷の電源電圧値の変
   動を検出する電圧変動検出手段を備え、該電圧変動検出
   手段により電圧変動が検出されると、前記パルス信号の
   発生周期として、最短の周期を優先的に設定することを
   特徴とする誘導性負荷の通電制御装置。