JP2013258406A - 誘導性負荷駆動制御装置および誘導性負荷駆動制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】リニアソレノイドの摺動抵抗を低減しつつ、誘導性負荷に流れる電流の検出可能範囲に適合するように電流リップル量を同一回路上で変化させることが可能な誘導性負荷駆動制御装置を提供する。
【解決手段】目標値制御部１１ａは、ＰＷＭ制御による変動周期Ｔ１よりも大きな変動周期Ｔ２を持ち、設定電流値情報ＦＩにて指定された平均値ＩＡＶＲを有する目標電流値Ｉ^＊を生成し、駆動制御回路１２に入力し、駆動制御回路１２は、誘導性負荷１５に流れる電流Ｉｆが目標電流値Ｉ^＊に追従するようにＰＷＭ信号を生成し、駆動回路１３のスイッチング素子をオン／オフ制御することで、誘導性負荷１５に流れる電流ＩｆをＰＷＭ制御する。
【選択図】図１

Description

本発明は誘導性負荷駆動制御装置および誘導性負荷駆動制御方法に関し、特に、自動車用オートマチックトランスミッションなどに使用されるソレノイドアクチュエータの誘導性負荷の駆動装置および駆動制御方法に適用して好適なものである。

自動車用オートマチックトランスミッションなどに使用されるソレノイドアクチュエータでは、ＰＷＭ（パルス幅変調）制御によって誘導性負荷に流れる電流を制御する方法がある。
図２１は、従来の誘導性負荷駆動制御装置が適用される閉ループ制御系の概略構成の一例を示すブロック図である。
図２１において、リニアソレノイドなどの誘導性負荷１５の一端には、誘導性負荷１５を駆動する駆動回路１３が接続され、誘導性負荷１５の他端には、電流検出抵抗１７が直列接続されている。そして、駆動回路１３の前段には、ＰＷＭ制御をアナログ処理で行う駆動制御回路１０２が接続され、駆動制御回路１０２の前段には、Ｄ／Ａコンバータ１０１が接続されている。

また、電流検出抵抗１７の両端には、誘導性負荷１５に流れる電流の平均値を検出する平均電流検出回路１４が接続され、平均電流検出回路１４の出力側は駆動制御回路１０２に接続されている。
そして、誘導性負荷１５に流れる電流の目標値を示す電流値制御情報ＦＣは、Ｄ／Ａコンバータ１０１にてアナログデータに変換された後、駆動制御回路１０２に入力される。また、誘導性負荷１５のインダクタンスＬに流れる電流Ｉｆは電流検出抵抗１７に流れ、誘導性負荷１５に流れる電流Ｉｆの平均値ＩＡＶＲが平均電流検出回路１４にて検出され、駆動制御回路１０２に入力される。
そして、駆動制御回路１０２は、誘導性負荷１５に流れる電流Ｉｆの平均値ＩＡＶＲが電流値制御情報ＦＣで示される目標値に一致するようにＰＷＭ信号を生成し、駆動回路１３のスイッチング素子をオン／オフ制御することで、誘導性負荷１５に流れる電流ＩｆをＰＷＭ制御する。

図２２は、従来の誘導性負荷駆動制御装置が適用される閉ループ制御系の概略構成のその他の例を示すブロック図である。
図２２において、誘導性負荷１５の一端には駆動回路１３が接続され、誘導性負荷１５の他端には電流検出抵抗１７が直列接続されている。そして、駆動回路１３の前段には、ＰＷＭ制御をデジタル処理で行う駆動制御回路１１２が接続されている。
また、電流検出抵抗１７の両端には平均電流検出回路１４が接続され、平均電流検出回路１４の出力側はＡ／Ｄコンバータ１１１を介して駆動制御回路１１２に接続されている。

そして、誘導性負荷１５に流れる電流の目標値を示す電流値制御情報ＦＣは駆動制御回路１２に入力される。また、誘導性負荷１５のインダクタンスＬに流れる電流Ｉｆは電流検出抵抗１７に流れ、誘導性負荷１５に流れる電流Ｉｆの平均値ＩＡＶＲが平均電流検出回路１１４にて検出され、その平均値ＩＡＶＲがＡ／Ｄコンバータ１１１にてデジタルデータに変換された後、駆動制御回路１１２に入力される。
そして、駆動制御回路１１２は、誘導性負荷１５に流れる電流Ｉｆの平均値ＩＡＶＲが電流値制御情報ＦＣで示される目標値に一致するようにＰＷＭ信号を生成し、駆動回路１３のスイッチング素子をオン／オフ制御することで、誘導性負荷１５に流れる電流ＩｆをＰＷＭ制御する。

図２３は、従来の誘導性負荷駆動制御装置によるＰＷＭ制御時の誘導性負荷１５の電流Ｉｆの波形を示すタイミングチャートである。
図２３において、誘導性負荷１５の電流Ｉｆは、ＰＷＭ信号がハイレベルの時に増加するとともに、ＰＷＭ信号がロウレベルの時に減少し、その電流Ｉｆの平均値ＩＡＶＲが電流値制御情報ＦＣで示される目標値に一致するように制御される。
なお、ＰＷＭ信号の状態（ハイレベル、ロウレベル）は、駆動回路１３に使用されるスイッチング素子の機能によって決定され、上の例では、ＰＷＭ信号の状態がハイレベルの時にオン、ＰＷＭ信号の状態がロウレベルの時にオフに移行するスイッチング素子を前提としている。

ここで、駆動回路１３のスイッチング素子をオン／オフ制御することで、誘導性負荷１５に流れる電流Ｉｆにピーク電流ＩＨを最大値、ボトム電流ＩＬを最小値とする電流リップルが発生する。ＰＷＭ信号の周期Ｔは、自動車用オートマチックトランスミッションの制御において、リニアソレノイドのプランジャに微振動を与え、リニアソレノイドの摺動抵抗が極小化されるように設定される。
また、電流リップル量（ＩＨ−ＩＬ）は、平均電流検出回路１４にて検出される平均値ＩＡＶＲの誤差が発生しないようにするために、平均電流検出回路１４の電流検出可能範囲の仕様内に収まるように設定される。
ここで、特性が異なる誘導性負荷１５に流れる電流Ｉｆを制御する場合、ピーク電流ＩＨおよびボトム電流ＩＬが変化することから、誘導性負荷１５に流れる電流Ｉｆが平均電流検出回路１４の電流検出可能範囲を超えることがある。

図２４は、従来の誘導性負荷駆動制御装置によるＰＷＭ制御時において、誘導性負荷１５の特性が異なる場合の電流Ｉｆの波形を示すタイミングチャートである。
図２４において、誘導性負荷１５のインダクタンスＬが小さくなると、その誘導性負荷１５に流れる電流Ｉｆ´の電流リップル量（ＩＨ−ＩＬ）が増大し、従来の電流Ｉｆの電流リップル量（ＩＨ−ＩＬ）に対応して平均電流検出回路１４の電流検出可能範囲を設定すると、電流Ｉｆ´の電流リップル量（ＩＨ−ＩＬ）は、平均電流検出回路１４の電流検出可能範囲を超えるようになる。

このため、特性が異なる誘導性負荷１５に流れる電流Ｉｆを制御する場合、誘導性負荷１５の特性に合わせて電流検出可能範囲の異なる複数の平均電流検出回路１４を用意したり、考え得る範囲のピーク電流ＩＨおよびボトム電流ＩＬに対応した電流検出可能範囲を持つ平均電流検出回路１４を用意したりすることが行われる。
また、例えば、特許文献１には、電磁弁の駆動電流をパラメータとして電磁弁の種々の印加電圧に対するディザ周波数をマップから求めることにより、電磁弁のヒステリシス動作の低減と可動部分の摩耗の低減の双方を充分満足させる方法が開示されている。
また、例えば、特許文献２には、パルス幅変調回路にセットされる制御目標およびディザ周波数設定値を変えることで、電磁比例制御弁に対する制御目標に加えてディザ周波数も自動で可変されるようにして、ディザ周波数の可変な電磁比例制御弁の制御を安価に実現する方法が開示されている。

図２５は、従来の誘導性負荷駆動制御装置によるＰＷＭ信号にディザ信号を付加した時の誘導性負荷１５の電流Ｉｆの波形を示すタイミングチャートである。
図２５において、ＰＷＭ信号よりも周波数の高いディザ信号（その周期を△ｔとする）をＰＷＭ信号に重畳することにより、ＰＷＭ信号のオン時間およびオフ時間が細分化され、細分化された区間の中でさらにオン／オフの時比率Ｒを設定することでピーク電流ＩＨおよびボトム電流ＩＬが調整される。すなわち、ＰＷＭ信号のオン時間内であっても、細分化された区間△ｔにおけるスイッチング素子がオフしている時間△ｔ・（１−Ｒ）では電流Ｉｆが下がり、ＰＷＭ信号のオフ時間であっても細分化された区間△ｔにおけるスイッチング素子がオンしている時間△ｔ・（１−Ｒ）では電流Ｉｆが上がる。このため、誘導性負荷１５の特性の違いに応じてディザ信号の時比率Ｒを変化させることにより、誘導性負荷１５に流れる電流Ｉｆの電流リップル量（ＩＨ−ＩＬ）の違いを吸収することができ、誘導性負荷１５の特性が異なる場合においても、平均電流検出回路１４の電流検出可能範囲内に電流リップル量（ＩＨ−ＩＬ）を収めることができる。時比率Ｒ＝１とすると、電流リップル量（ＩＨ−ＩＬ）が最大となる。

特開２００７−４０３６１号公報 特開平１１−１５９６５２号公報

しかしながら、誘導性負荷１５の特性に合わせて電流検出可能範囲の異なる複数の平均電流検出回路１４を用意する方法では、誘導性負荷１５ごとに異なる回路設計が必要となるため、設計に要する時間と開発コストの増大を招くという問題があった。
また、考え得る範囲のピーク電流ＩＨおよびボトム電流ＩＬに対応した電流検出可能範囲を持つ平均電流検出回路１４を用意する方法では、平均電流検出回路１４の電流検出可能範囲の仕様が一意に決められるため、その仕様外の誘導性負荷１５を使用できなくなる上に、電流リップル量（ＩＨ−ＩＬ）の小さな誘導性負荷１５を使用すると、平均電流検出回路１４の電流検出可能範囲のごく一部しか使用されなくなることから、回路上の無駄が生じるという問題があった。

また、ＰＷＭ信号にディザ信号を付加する方法では、平均電流検出回路１４の電流検出可能範囲内に電流リップル量（ＩＨ−ＩＬ）を収めるには、誘導性負荷１５の特性の違いに応じてディザ信号の時比率Ｒを変化させる必要があることから、誘導性負荷１５ごとにＩＣを交換する必要があり、コストアップを招くという問題があった。
そこで、本発明の目的は、リニアソレノイドの摺動抵抗を低減しつつ、誘導性負荷に流れる電流の検出可能範囲に適合するように電流リップル量を同一回路上で変化させることが可能な誘導性負荷駆動制御装置および誘導性負荷駆動制御方法を提供することである。

上述した課題を解決するために、請求項１記載の誘導性負荷駆動制御装置によれば、 誘導性負荷に流れる電流の一定期間におけるＰＷＭ制御による変動量が目標電流値に近づくように前記誘導性負荷の駆動制御を行う駆動制御手段と、前記誘導性負荷に流れる電流のＰＷＭ制御による変動周期よりも大きくなるように前記目標電流値の変動周期を制御する目標値制御手段とを備え、前記目標値制御手段は、設定電流値情報と電流リップル情報とが入力され、前記目標電流値の周期・時刻情報を固定値として保持する周期・時刻情報保持部、前記目標電流値の前記電流リップル情報を変数として保持する電流リップル情報保持部、前記設定電流値情報を変数として保持する設定電流値情報保持部、前記目標電流値の発生タイミングを生成するタイミング発生回路および前記目標電流値の波形を発生する信号発生回路とを有することを特徴とする。

また、請求項２記載の誘導性負荷駆動制御装置によれば、前記電流リップル情報保持部は、前記目標電流の前記電流リップル情報が外部から与えられることを特徴とする。
また、請求項３記載の誘導性負荷駆動制御装置によれば、前記電流リップル情報は、前記目標電流値の電流リップル量を指定することを特徴とする。

また、請求項４記載の誘導性負荷駆動制御方法によれば、誘導性負荷に流れる電流の一定期間におけるＰＷＭ制御による変動量が目標電流値に近づくように前記誘導性負荷の駆動制御を行う駆動制御ステップと、前記誘導性負荷に流れる電流のＰＷＭ制御による変動周期よりも大きくなるように前記目標電流値の変動周期を制御する目標値制御ステップとを備え、前記目標値制御ステップは、設定電流値情報と電流リップル情報とが入力され、周期・時刻情報保持部で前記目標電流値の周期・時刻情報を固定値として保持し、電流リップル情報保持部で前記目標電流値の前記電流リップル情報を変数として保持し、設定電流値情報保持部で前記設定電流値情報を変数として保持し、タイミング発生回路で前記目標電流値の発生タイミングを生成し、信号発生回路で前記目標電流値の波形を発生することを特徴とする。

以上説明したように、本発明によれば、誘導性負荷に流れる電流のＰＷＭ制御による変動周期よりも大きくなるように目標電流値の変動周期を制御することで、リニアソレノイドの摺動抵抗を極小化するための電流リップル量を目標電流値にて与えることが可能となる。このため、誘導性負荷に流れるＰＷＭ制御による電流の変動周期を小さくすることが可能となり、誘導性負荷の特性が異なる場合においても、誘導性負荷の特性により影響される電流リップル量を外部から設定することによって、その増減を小さくすることが可能となることから、リニアソレノイドの摺動抵抗を低減しつつ、誘導性負荷に流れる電流の検出可能範囲に適合するように電流リップル量を同一回路上で変化させることが可能となる。

本発明の第１実施形態に係る誘導性負荷駆動制御装置が適用される閉ループ制御系の概略構成を示すブロック図である。 図１の駆動制御回路１２の概略構成を示すブロック図である。 図１の閉ループ制御系の概略構成を示す等価回路図である。 図３の等価回路におけるスイッチング素子ＳＷのスイッチング周期をリニアソレノイドの摺動抵抗を極小化させるように設定した時のオン／オフ状態と誘導性負荷１５の電流Ｉｆの波形を示すタイミングチャートである。 図３の等価回路におけるスイッチング素子ＳＷのスイッチング周期を小さくした時のオン／オフ状態と誘導性負荷１５の電流Ｉｆの波形を示すタイミングチャートである。 電流リップル周波数とリニアソレノイドの摺動抵抗との関係を示す図である。 図１の目標値制御部１１ａの概略構成を示すブロック図である。 図１の駆動制御回路１２に入力される目標電流値Ｉ^＊の波形の一例を示す図である。 図１の駆動制御回路１２に入力される目標電流値Ｉ^＊の波形のその他の例を示す図である。 図１の駆動制御回路１２に入力される目標電流値Ｉ^＊の波形を設定する変数を示す図である。 図１の誘導性負荷１５に流れる電流Ｉｆの波形の一例を示す図である。 図１の誘導性負荷１５に流れる電流Ｉｆの波形のその他の例を示す図である。 本発明の第２実施形態に係る誘導性負荷駆動制御装置が適用される閉ループ制御系の概略構成を示すブロック図である。 図１３の目標値制御部１１ｂの概略構成を示すブロック図である。 本発明の第３実施形態に係る目標値制御部１１ｃの概略構成を示すブロック図である。 本発明の第４実施形態に係る目標値制御部１１ｄの概略構成を示すブロック図である。 本発明の一実施形態に係る周期・時刻情報の一例を示す図である。 本発明の一実施形態に係る電流リップル情報の一例を示す図である。 図１の駆動制御回路１２に入力される目標電流値Ｉ^＊の周波数を５００Ｈｚ（図６の電流リップル周波数ｆ２に対応）に設定した時の目標電流値Ｉ^＊の波形を示す図である。 図１の駆動制御回路１２に入力される目標電流値Ｉ^＊の周波数を５００Ｈｚ（図６の電流リップル周波数ｆ２に対応）、図３の等価回路におけるスイッチング素子ＳＷのスイッチング周波数を５ｋＨｚ（図６の電流リップル周波数ｆ１に対応）に設定した時の誘導性負荷１５に流れる電流Ｉｆの波形を示す図である。 従来の誘導性負荷駆動制御装置が適用される閉ループ制御系の概略構成の一例を示すブロック図である。 従来の誘導性負荷駆動制御装置が適用される閉ループ制御系の概略構成のその他の例を示すブロック図である。 従来の誘導性負荷駆動制御装置によるＰＷＭ制御時の誘導性負荷１５の電流Ｉｆの波形を示すタイミングチャートである。 従来の誘導性負荷駆動制御装置によるＰＷＭ制御時において、誘導性負荷１５の特性が異なる場合の電流Ｉｆの波形を示すタイミングチャートである。 従来の誘導性負荷駆動制御装置によるＰＷＭ信号にディザ信号を付加した時の誘導性負荷１５の電流Ｉｆの波形を示すタイミングチャートである。

以下、本発明の実施形態に係る誘導性負荷駆動制御装置について図面を参照しながら説明する。
図１は、本発明の第１実施形態に係る誘導性負荷駆動制御装置が適用される閉ループ制御系の概略構成を示すブロック図である。
図１において、誘導性負荷１５の一端には駆動回路１３が接続され、誘導性負荷１５の他端には、電流検出抵抗１７が直列接続されている。そして、駆動回路１３の前段には、ＰＷＭ制御をアナログ処理で行う駆動制御回路１２が接続され、駆動制御回路１２の前段には、目標値制御部１１ａが接続されている。

また、電流検出抵抗１７の両端には平均電流検出回路１４が接続され、平均電流検出回路１４の出力側は駆動制御回路１２に接続されている。
ここで、駆動制御回路１２は、誘導性負荷１５に流れる電流ＩｆをＰＷＭ制御により変動させて目標電流値Ｉ^＊に近づくよう（追従するよう）に誘導性負荷１５の駆動制御を行うことができる。例えば、駆動制御回路１２は、誘導性負荷１５に流れる電流Ｉｆの平均値ＩＡＶＲと目標電流値Ｉ^＊との偏差に基づいて、ＰＷＭ制御によるパルス幅を設定することができる。

目標値制御部１１ａは、誘導性負荷１５に流れる電流ＩｆのＰＷＭ制御による変動周期Ｔ１よりも大きくなるように目標電流値Ｉ^＊の変動周期Ｔ２を制御することができる。例えば、目標電流値Ｉ^＊の変動周期Ｔ２は、誘導性負荷１５であるリニアソレノイドの摺動抵抗が極小化されるように設定し、ＰＷＭ制御による変動周期Ｔ１は、目標電流値Ｉ^＊に追従して変化する電流Ｉｆの電流リップル量が平均電流検出回路１４による電流検出可能範囲に適合するように設定することができる。すなわち、ＰＷＭ制御による変動周期Ｔ１が小さいほどＰＷＭ制御による電流Ｉｆの変動が小さくなるので、目標電流値Ｉ^＊の振幅がある程度大きくても、周期Ｔ１を小さくして電流Ｉｆのピーク電流ＩＨおよびボトム電流ＩＬが電流検出可能範囲内に収まるようにすることができる。

そして、誘導性負荷１５に流れる電流Ｉｆの平均値ＩＡＶＲを指定する設定電流値情報ＦＩは、目標値制御部１１ａに入力される。そして、目標値制御部１１ａは、ＰＷＭ制御による変動周期Ｔ１よりも大きな変動周期Ｔ２を持ち、設定電流値情報ＦＩにて指定された平均値ＩＡＶＲを有する目標電流値Ｉ^＊を生成し、駆動制御回路１２に入力する。
また、誘導性負荷１５のインダクタンスＬに流れる電流Ｉｆは電流検出抵抗１７に流れ、誘導性負荷１５に流れる電流Ｉｆの平均値ＩＡＶＲが平均電流検出回路１４にて検出され、駆動制御回路１２に入力される。
そして、駆動制御回路１２は、誘導性負荷１５に流れる電流Ｉｆが目標電流値Ｉ^＊に追従するようにＰＷＭ信号を生成し、駆動回路１３のスイッチング素子をオン／オフ制御することで、誘導性負荷１５に流れる電流ＩｆをＰＷＭ制御する。

これにより、誘導性負荷１５に流れる電流ＩｆのＰＷＭ制御による変動周期Ｔ１よりも大きい目標電流値Ｉ^＊の変動周期Ｔ２を制御することができ、リニアソレノイドの摺動抵抗を極小化するための電流リップル周波数を目標電流値Ｉ^＊にて与えることが可能となる。このため、誘導性負荷１５に流れるＰＷＭ制御による電流の変動周期Ｔ１を小さくすることが可能となり、誘導性負荷１５の特性が異なる場合においても、誘導性負荷１５の特性により影響される電流リップル量の増減を小さくすることが可能となることから、リニアソレノイドの摺動抵抗を低減しつつ、誘導性負荷１５に流れる電流Ｉｆの検出可能範囲に適合するように電流リップルを同一回路上で変化させることが可能となる。

図２は、図１の駆動制御回路１２の概略構成を示すブロック図である。
図２において、駆動制御回路１２には、三角波発振器２１、Ｄ／Ａコンバータ２２、オペアンプ２３およびコンパレータ２４が設けられ、駆動回路１３には、電界効果トランジスタ２５が設けられている。
そして、オペアンプ２３の一方の入力端子にはＤ／Ａコンバータ２２の出力端子が接続され、オペアンプ２３の他方の入力端子には平均電流検出回路１４の出力端子が接続され、コンパレータ２４の一方の入力端子には三角波発振器２１の出力端子が接続され、コンパレータ２４の他方の入力端子にはオペアンプ２３の出力端子が接続され、コンパレータ２４の出力端子は電界効果トランジスタ２５のゲートに接続されている。

また、電界効果トランジスタ２５には、誘導性負荷１５のインダクタンスＬが直列接続され、電界効果トランジスタ２５とインダクタンスＬとの接続点には、ダイオードＤｉのカソードが接続されている。
そして、目標値制御部１１ａにて生成された目標電流値Ｉ^＊は、Ｄ／Ａコンバータ２２にてアナログデータに変換された後、オペアンプ２３に入力されるとともに、平均電流検出回路１４にて検出された誘導性負荷１５のインダクタンスＬに流れる電流Ｉｆの平均値ＩＡＶＲはオペアンプ２３に入力される。そして、目標電流値Ｉ^＊と電流Ｉｆの平均値ＩＡＶＲとの偏差がオペアンプ２３にて検出された後、コンパレータ２４に入力される。また、コンパレータ２４には、三角波発振器２１にて生成された三角波が入力され、目標電流値Ｉ^＊と電流Ｉｆの平均値ＩＡＶＲとの偏差が三角波発振器２１にて生成された三角波と比較される。

そして、目標電流値Ｉ^＊と電流Ｉｆの平均値ＩＡＶＲとの偏差が三角波発振器２１にて生成された三角波のレベルより大きい場合には、電界効果トランジスタ２５のゲートにはオフ信号がコンパレータ２４から出力され、目標電流値Ｉ^＊と電流Ｉｆの平均値ＩＡＶＲとの偏差が三角波発振器２１にて生成された三角波のレベル以下の場合には、電界効果トランジスタ２５のゲートにはオン信号がコンパレータ２４から出力される。

そして、電界効果トランジスタ２５のゲートにオン信号が入力されると、電界効果トランジスタ２５がオンし、インダクタンスＬに流れる電流Ｉｆが増加する。一方、電界効果トランジスタ２５のゲートにオフ信号が入力されると、電界効果トランジスタ２５がオフし、インダクタンスＬに流れる電流Ｉｆが減少することにより、誘導性負荷１５に流れる電流ＩｆがＰＷＭ制御され、誘導性負荷１５に流れる電流Ｉｆが目標電流値Ｉ^＊に追従するように制御される。なお、ダイオードＤｉは、電界効果トランジスタ２５がオフしたときに電流Ｉｆの電流経路を与えるための転流ダイオードである。

図３は、図１の閉ループ制御系の概略構成を示す等価回路図である。
図３において、電界効果トランジスタ２５は、スイッチング素子ＳＷとオン抵抗ＲＯＮで等価的に表現することができ、誘導性負荷１５は、インダクタンスＬとソレノイド抵抗ＲＬで等価的に表現することができる。
そして、電源Ｖｂａｔ、スイッチング素子ＳＷ、オン抵抗ＲＯＮ、ソレノイド抵抗ＲＬおよびインダクタンスＬが順次直列接続されている。

図４は、図３の等価回路におけるスイッチング素子ＳＷのスイッチング周期をリニアソレノイドの摺動抵抗を極小化させるように設定した時のオン／オフ状態と誘導性負荷１５の電流Ｉｆの波形を示すタイミングチャートである。
図４において、図３のインダクタンスＬの電流Ｉｆは、ＰＷＭ信号がハイレベルの時に増加するとともに、ＰＷＭ信号がロウレベルの時に減少する。

ここで、簡単のために、図３のオン抵抗ＲＯＮおよびソレノイド抵抗ＲＬがないものとし、電源Ｖｂａｔの電圧をＶＢＡＴとすると、電流Ｉｆのピーク電流ＩＨ、ボトム電流ＩＬおよび平均値ＩＡＶＲには、以下の（１）式〜（３）式の関係が得られる。
ＩＨ−ＩＬ＝ＶＢＡＴ／Ｌ・ＴＲ＝ＶＦ／Ｌ・ＴＦ ・・・（１）
Ｔ＝ＴＲ＋ＴＦ ・・・（２）
ＩＡＶＲ＝（ＩＨ＋ＩＬ）／２ ・・・（３）

ここで、ＶＦはダイオードＤｉの順方向電圧である。これらの（１）式〜（３）式を解くと、以下の（４）式〜（６）式の関係が得られる。
ＩＨ＝ＩＡＶＲ＋ＶＢＡＴ・ＶＦ・Ｔ／（２Ｌ・（ＶＢＡＴ＋ＶＦ）） ・・・（４）
ＩＬ＝ＩＡＶＲ−ＶＢＡＴ・ＶＦ・Ｔ／（２Ｌ・（ＶＢＡＴ＋ＶＦ）） ・・・（５）
ＴＲ＝ＶＦ・Ｔ／（ＶＢＡＴ＋ＶＦ） ・・・（６）

（４）式および（５）式に示すように、電流リップル量（ＩＨ−ＩＬ）は、インダクタンスＬの値に反比例し、周期Ｔに比例することが判る。このため、図５に示すように、ＰＷＭ信号の周波数を増加させ、周期Ｔ１を小さくすることで、ＰＷＭ制御による電流リップル量（ＩＨ−ＩＬ）を小さくすることができる。図５では平均値ＩＡＶＲを固定にしているが、さらに平均値ＩＡＶＲを変化させたとしても、周期Ｔ１を小さくすることにより、誘導性負荷１５の特性が異なる場合においても、平均電流検出回路１４の電流検出可能範囲に平均値ＩＡＶＲの変化とＰＷＭ制御による変動分を合わせた電流リップル量（ＩＨ−ＩＬ）を収めることができる。

図５の状態でＰＷＭ信号の周期Ｔ１を小さくし、ＰＷＭ信号の周波数を図６に示すｆ１に設定すると、リニアソレノイドの摺動抵抗が極小化される周波数ｆ２から離れるため、リニアソレノイドの摺動抵抗が増大する。
このため、駆動制御回路１２に与えられる目標電流値Ｉ^＊の変動周期Ｔ２をＰＷＭ信号の変動周期Ｔ１よりも大きくし、目標電流値Ｉ^＊の周波数をｆ１に設定することにより、ＰＷＭ信号の周期Ｔ１を小さくした場合においても、リニアソレノイドの摺動抵抗を極小化することができ、リニアソレノイドの摺動抵抗を低減しつつ、誘導性負荷１５に流れる電流Ｉｆの検出可能範囲に適合するように電流リップルを同一回路上で変化させることが可能となる。

図７は、図１の目標値制御部１１ａの概略構成を示すブロック図である。
図７において、目標値制御部１１ａには、目標電流値Ｉ^＊の周期・時刻情報（時刻情報は非正弦波のための情報）を固定値として保持する周期・時刻情報保持部３１ａ、目標電流値Ｉ^＊の電流リップル情報（（ＩＨ−ＩＬ）に限らず、ピーク電流ＩＨおよびボトム電流ＩＬの場合もある。また、後述のＩＲＩＰＰＬＥの場合もある。なお、ここでＩＨおよびＩＬは、電流検出可能範囲の上限および下限をＰＷＭ制御による電流Ｉｆの変動幅の最大値だけ狭めたものになっている。以下、同様。）を固定値として保持する電流リップル情報保持部３２ａ、設定電流値情報ＦＩを変数として保持する設定電流値情報保持部３３ａ、目標電流値Ｉ^＊の発生タイミングを生成するタイミング発生回路３４ａおよび目標電流値Ｉ^＊の波形を発生する信号発生回路３５ａが設けられている。

そして、設定電流値情報ＦＩが目標値制御部１１ａに入力されると、設定電流値情報保持部３３ａに保持される。そして、タイミング発生回路３４ａは、周期・時刻情報保持部３１ａに保持されている周期・時刻情報に基づいて、目標電流値Ｉ^＊の発生タイミングを生成し、信号発生回路３５ａに出力する。そして、信号発生回路３５ａは、タイミング発生回路３４ａにて発生された発生タイミングに従いつつ、電流リップル情報保持部３２ａに保持されている電流リップル情報および設定電流値情報保持部３３ａに保持されている設定電流値情報ＦＩに基づいて目標電流値Ｉ^＊の波形を発生し、図１の駆動制御回路１２に出力する。
ここで、図１の目標値制御部１１ａは、図８に示すように、設定電流値情報ＦＩにて平均値ＩＡＶＲが指定されたサインカーブ状の目標電流値Ｉ^＊の波形を生成してもよいし、図９に示すように、設定電流値情報ＦＩにて平均値ＩＡＶＲが指定された三角波状の目標電流値Ｉ^＊の波形を生成してもよい。

例えば、図１０に示すように、サインカーブ状の目標電流値Ｉ^＊の波形Iａｍｐは、電流Ｉｆの平均値をＩＡＶＲ，電流リップル振幅をＩＲＩＰＰＬＥ＝ｍｉｎ（（ＩＨ−ＩＡＶＲ），（ＩＡＶＲ−ＩＬ））、周波数をｆとすると、以下の式（７）で表すことができる。
Iａｍｐ＝ＩＲＩＰＰＬＥ＊ｓｉｎ（２πｆｔ）＋ＩＡＶＲ ・・・（７）
なお、周期１／ｆは図７の周期・時刻情報保持部３１ａ、電流リップル振幅ＩＲＩＰＰＬＥは図７の電流リップル情報保持部３２ａ、平均値をＩＡＶＲは図７の設定電流値情報保持部３３ａに保持することができる。そして、信号発生回路３５ａは、（７）式に基づいて目標電流値Ｉ^＊の波形を発生することができる。

そして、駆動制御回路１２は、誘導性負荷１５に流れる電流Ｉｆが図８の周期Ｔ２の目標電流値Ｉ^＊に追従するように図５の周期でＰＷＭ信号を生成し、駆動回路１３のスイッチング素子をオン／オフ制御することで、図１１に示すような電流Ｉｆを誘導性負荷１５に流すことができる。
あるいは、目標電流値Ｉ^＊として図９の波形が与えられた場合には、駆動制御回路１２は、誘導性負荷１５に流れる電流Ｉｆが図９の周期Ｔ２の目標電流値Ｉ^＊に追従するように図５の周期でＰＷＭ信号を生成し、駆動回路１３のスイッチング素子をオン／オフ制御することで、図１２に示すような電流Ｉｆを誘導性負荷１５に流すことができる。

図１３は、本発明の第２実施形態に係る誘導性負荷駆動制御装置が適用される閉ループ制御系の概略構成を示すブロック図である。
図１３において、この第２実施形態では、図１の目標値制御部１１ａの代わりに目標値制御部１１ｂが設けられている。ここで、図１の目標値制御部１１ａでは、設定電流値情報ＦＩが変数として入力されるのに対し、図１３の目標値制御部１１ｂでは、設定電流値情報ＦＩおよび電流リップル波形制御情報ＦＲが変数として入力される。なお、電流リップル波形制御情報ＦＲは、目標電流値Ｉ^＊の電流リップル量を指定することができる。

図１４は、図１３の目標値制御部１１ｂの概略構成を示すブロック図である。
図１４において、目標値制御部１１ｂには、目標電流値Ｉ^＊の周期・時刻情報を固定値として保持する周期・時刻情報保持部３１ｂ、目標電流値Ｉ^＊の電流リップル情報を変数として保持する電流リップル情報保持部３２ｂ、設定電流値情報ＦＩを変数として保持する設定電流値情報保持部３３ｂ、目標電流値Ｉ^＊の発生タイミングを生成するタイミング発生回路３４ｂおよび目標電流値Ｉ^＊の波形を発生する信号発生回路３５ｂが設けられている。

そして、設定電流値情報ＦＩおよび電流リップル波形制御情報ＦＲが目標値制御部１１
ｂに入力されると、設定電流値情報ＦＩは設定電流値情報保持部３３ｂに保持されるとともに、電流リップル波形制御情報ＦＲは電流リップル情報保持部３２ｂに保持される。そして、信号発生回路３５ｂは、タイミング発生回路３４ｂにて発生された発生タイミングに従いつつ、電流リップル情報保持部３２ｂに保持されている電流リップル情報ＦＲおよび設定電流値情報保持部３３ｂに保持されている設定電流値情報ＦＩに基づいて目標電流値Ｉ^＊の波形を発生し、図１３の駆動制御回路１２に出力する。

図１５は、本発明の第３実施形態に係る目標値制御部１１ｃの概略構成を示すブロック図である。
図１５において、目標値制御部１１ｃには、目標電流値Ｉ^＊の波形制御情報ＦＲ１を変数として保持する周期・時刻情報保持部３１ｃ、目標電流値Ｉ^＊の電流リップル情報ＦＲ２を変数として保持する電流リップル情報保持部３２ｃ、設定電流値情報ＦＩを変数として保持する設定電流値情報保持部３３ｃ、目標電流値Ｉ^＊の発生タイミングを生成するタイミング発生回路３４ｃおよび目標電流値Ｉ^＊の波形を発生する信号発生回路３５ｃが設けられている。なお、波形制御情報ＦＲ１は、目標電流値Ｉ^＊の周期・時刻を指定することができ、電流リップル情報ＦＲ２は目標電流値Ｉ^＊の電流リップル量を指定することができる。

そして、波形制御情報ＦＲ１、電流リップル情報ＦＲ２および設定電流値情報ＦＩが目標値制御部１１ｃに入力されると、設定電流値情報ＦＩは設定電流値情報保持部３３ｃに保持され、電流リップル情報ＦＲ２は電流リップル情報保持部３２ｃに保持され、波形制御情報ＦＲ１は周期・時刻情報保持部３１ｃに保持される。そして、信号発生回路３５ｃは、タイミング発生回路３４ｃにて発生された発生タイミングに従いつつ、電流リップル情報保持部３２ｃに保持されている電流リップル情報ＦＲ２、設定電流値情報保持部３３ｃに保持されている設定電流値情報ＦＩおよび周期・時刻情報保持部３１ｃに保持されている波形制御情報ＦＲ１に基づいて目標電流値Ｉ^＊の波形を発生する。

図１６は、本発明の第４実施形態に係る目標値制御部１１ｄの概略構成を示すブロック図である。
図１６において、目標値制御部１１ｄには、目標電流値Ｉ^＊の周期・時刻情報を固定値として保持する周期・時刻情報保持部３１ｄ、目標電流値Ｉ^＊の電流リップル情報を固定値として保持する電流リップル情報保持部３２ｄ、設定電流値情報ＦＩを変数として保持する設定電流値情報保持部３３ｄ、目標電流値Ｉ^＊の発生タイミングを生成するタイミング発生回路３４ｄ、目標電流値Ｉ^＊の波形を発生する信号発生回路３５ｄ、波形選択情報ＦＳを変数として保持する波形選択情報保持部３６ｄおよび目標電流値Ｉ^＊の波形を制御する波形制御回路３７ｄが設けられている。

なお、波形制御回路３７ｄには、目標電流値Ｉ^＊の波形（例えば、三角波、正弦波、鋸歯状波）を制御する制御データが記憶され、三角波、正弦波、鋸歯状波などを生成する計算処理手順を組み込むことができる。また、波形選択情報ＦＳは、波形制御回路３７ｄに記憶されている目標電流値Ｉ^＊の波形の制御データの選択信号である。この選択信号は、例えば、目標電流値Ｉ^＊の波形が三角波の場合には０、正弦波の場合には１、鋸歯状波の場合には２に設定することができる。

そして、設定電流値情報ＦＩおよび波形選択情報ＦＳが目標値制御部１１ｄに入力されると、設定電流値情報ＦＩは設定電流値情報保持部３３ｄに保持されるとともに、波形選択情報ＦＳは波形選択情報保持部３６ｄに保持される。そして、タイミング発生回路３４ｄは、周期・時刻情報保持部３１ｄに保持されている周期・時刻情報および波形選択情報保持部３６ｄに保持されている波形選択情報ＦＳに基づいて、目標電流値Ｉ^＊の発生タイミングを生成し、信号発生回路３５ｄに出力する。そして、信号発生回路３５ｄは、タイミング発生回路３４ｄにて発生された発生タイミングおよび波形選択情報保持部３６ｄに保持されている波形選択情報ＦＳに従いつつ、電流リップル情報保持部３２ｄに保持されている電流リップル情報および設定電流値情報保持部３３ｄに保持されている設定電流値情報ＦＩに基づいて目標電流値Ｉ^＊の波形を発生する。

なお、図１６の実施形態では、周期・時刻情報を固定値、電流リップル量を固定値として扱う方法について説明したが、図１４に示すように、電流リップル量を外部から与えるようにしてもよく、図１５に示すように、周期・時刻情報および電流リップル量を外部から与えるようにしてもよい。
図１７は、本発明の一実施形態に係る周期・時刻情報の一例を示す図である。
図１７において、周期・時刻情報としては、例えば、周期を２ｍｓ、周波数を５００Ｈｚに設定することができる。
図１８は、本発明の一実施形態に係る電流リップル情報の一例を示す図である。
図１８において、電流リップル情報としては、例えば、電流リップル振幅（ＩＲＩＰＰＬＥ）を５０ｍＡに設定することができる。

図１９は、図１の駆動制御回路１２に入力される目標電流値Ｉ^＊の周波数を５００Ｈｚ（図６の電流リップル周波数ｆ２に対応）に設定した時の波形を示す図である。
図１９において、設定電流値情報ＦＩを１００ｍＡに設定し、周期・時刻情報を図１７に示したように設定し、電流リップル情報を図１８に示したように設定した場合、周波数が５００Ｈｚ、電流リップル量（ＩＨ−ＩＬ）が１００ｍＡ、平均値ＩＡＶＲが１００ｍＡの目標電流値Ｉ^＊を得ることができる。

図２０は、図１の駆動制御回路１２に入力される目標電流値Ｉ^＊の周波数を５００Ｈｚ（図６の電流リップル周波数ｆ２に対応）、図３の等価回路におけるスイッチング素子ＳＷのスイッチング周波数を５ｋＨｚ（図６の電流リップル周波数ｆ１に対応）に設定した時の波形を示す図である。
図２０において、目標電流値Ｉ^＊が図１９の波形で与えられる場合、スイッチング素子ＳＷのスイッチング周波数を５ｋＨｚに設定すると、５００Ｈｚの電流リップル波形に５ｋＨｚの電流リップル波形が重畳された電流Ｉｆを誘導性負荷１５に流すことができる。 なお、図５に示すように、ＰＷＭ信号の周期Ｔ１を小さくすることにより、電流リップル量（ＩＨ−ＩＬ）を小さくすることができ、平均電流検出回路１４に用いられるＡ／Ｄコンバータに入力される最大電流値を小さくすることが可能となることから、Ａ／Ｄコンバータのビット数を削減することができる。

例えば、１ＬＳＢが１ｍＡの場合、設定電流値情報ＦＩを９００ｍＡ、電流リップル振幅（ＩＲＩＰＰＬＥ）を１００ｍＡに設定したものとする。この場合、図２１の誘導性負荷１５に流れる最大電流値が例えば１１００ｍＡ（２進数では（１０００１００１１００）の１１ビットデータ）になるのに対し、図１の誘導性負荷１５に流れる最大電流値は、本発明により１０２０ｍＡ（２進数では（１１１１１１１１００）の１０ビットデータ）にすることができ、図２１のＡ／Ｄコンバータでは１１ビット必要であるのに対し、図１のＡ／Ｄコンバータでは１０ビットで済ませることができる。
また、本発明の実施例の構成では、誘導性負荷１５に流れる電流Ｉｆが目標電流値Ｉ^＊に追従し、そのＰＷＭ制御による電流変動幅も一定範囲に収まることから、ウィンドウＡＤ方式（ＵＳ２００６／００５５５７４Ａ１）を利用したＡ／Ｄ変換が利用でき、Ａ／Ｄコンバータの回路規模を小さくすることができる。

１１ａ、１１ｂ、１１ｃ、１１ｄ 目標値制御部
１２ 駆動制御回路
１３ 駆動回路
１４ 平均電流検出回路
１５ 誘導性負荷
１７ 電流検出抵抗
２１ 三角波発振器
２２ Ｄ／Ａコンバータ
２３ オペアンプ
２４ コンパレータ
２５ 電界効果トランジスタ
Ｄｉ ダイオード
Ｌ インダクタンス
ＲＬ ソレノイド抵抗
ＲＯＮ オン抵抗
ＳＷ スイッチング素子
Ｖｂａｔ 電源
３１ａ、３１ｂ、３１ｃ、３１ｄ 周期・時刻情報保持部
３２ａ、３２ｂ、３２ｃ、３２ｄ 電流リップル情報保持部
３３ａ、３３ｂ、３３ｃ、３３ｄ 設定電流値情報保持部
３４ａ、３４ｂ、３４ｃ、３４ｄ タイミング発生回路
３５ａ、３５ｂ、３５ｃ、３５ｄ 信号発生回路
３６ｄ 波形選択情報保持部
３７ｄ 波形制御回路

Claims (4)

1. 誘導性負荷に流れる電流の一定期間におけるＰＷＭ制御による変動量が目標電流値に近づくように前記誘導性負荷の駆動制御を行う駆動制御手段と、
   前記誘導性負荷に流れる電流のＰＷＭ制御による変動周期よりも大きくなるように前記目標電流値の変動周期を制御する目標値制御手段とを備え、
   前記目標値制御手段は、設定電流値情報と電流リップル情報とが入力され、前記目標電流値の周期・時刻情報を固定値として保持する周期・時刻情報保持部、前記目標電流値の前記電流リップル情報を変数として保持する電流リップル情報保持部、前記設定電流値情報を変数として保持する設定電流値情報保持部、前記目標電流値の発生タイミングを生成するタイミング発生回路および前記目標電流値の波形を発生する信号発生回路とを有することを特徴とする誘導性負荷駆動制御装置。
2. 前記電流リップル情報保持部は、前記目標電流の前記電流リップル情報が外部から与えられることを特徴とする請求項１記載の誘導性負荷駆動制御装置。
3. 前記電流リップル情報は、前記目標電流値の電流リップル量を指定することを特徴とする請求項１記載の誘導性負荷駆動制御装置。
4. 誘導性負荷に流れる電流の一定期間におけるＰＷＭ制御による変動量が目標電流値に近づくように前記誘導性負荷の駆動制御を行う駆動制御ステップと、
   前記誘導性負荷に流れる電流のＰＷＭ制御による変動周期よりも大きくなるように前記目標電流値の変動周期を制御する目標値制御ステップとを備え、
   前記目標値制御ステップは、設定電流値情報と電流リップル情報とが入力され、周期・時刻情報保持部で前記目標電流値の周期・時刻情報を固定値として保持し、電流リップル情報保持部で前記目標電流値の前記電流リップル情報を変数として保持し、設定電流値情報保持部で前記設定電流値情報を変数として保持し、タイミング発生回路で前記目標電流値の発生タイミングを生成し、信号発生回路で前記目標電流値の波形を発生することを特徴とする誘導性負荷駆動制御方法。
   

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