JP2009159369A - 発振回路 - Google Patents

Abstract

【課題】当該発振回路の温度が発振周波数に与える影響をより低減することのできる発振回路を提供する。
【解決手段】第１及び第２ダイオードＤ１及びＤ２によって高電位側及び低電位側クランプ回路部を構成し、これら高電位側及び低電位側クランプ回路部が有する負の温度特性並びに反転回路部Ｍ２が有する正の温度特性を相殺する正の温度特性を有する抵抗器Ｒ２を、反転回路部Ｍ２の出力端子及びコンデンサＣ間に介在させる。
【選択図】図１

Description

本発明は、コンデンサ及び抵抗器を有する発振回路に関する。

この種の発振回路としては、従来、例えば特許文献１に記載の技術が知られている。この文献に記載の技術を含め、従来一般に知られた発振回路について、図１１を参照しつつ説明する。なお、図１１は、そうした発振回路の全体構成の等価回路図である。

この図１１に示すように、従来の発振回路１００は、基本的に、閾値電圧レベル以上の電圧レベルにて信号が入力されると論理Ｈレベルに対応する電圧レベルにて信号を出力するとともに、閾値電圧レベルを下回る電圧レベルにて信号が入力されると論理Ｌレベルに対応する電圧レベルにて信号を出力するバッファ回路部Ｍ１０と、入力される信号の電圧レベルに対応する論理レベルを反転した論理レベルに対応する電圧レベルにて信号を出力する反転回路部Ｍ２０と、バッファ回路部Ｍ１０に入力される信号の電圧レベルを高電位側及び低電位側の双方でクランプするクランプ回路部として使用されるツェナーダイオードＤｚ１と、当該発振回路の時定数を決定する抵抗器Ｒ１及びコンデンサＣと、バッファ回路部Ｍ１０や反転回路部Ｍ２０の駆動電圧を供給するための高電位側電源端子ＶＤＤ及び接地端子ＧＮＤと、当該発振回路１００としての出力信号を出力するための出力端子ＯＵＴとを備える。

詳しくは、バッファ回路部Ｍ１０は、図１１に示すように、高電位側電源端子ＶＤＤ及び接地端子ＧＮＤにそれぞれ接続されて駆動電圧が供給されている。また、バッファ回路部Ｍ１０は、その出力端子が反転回路部Ｍ２０の入力端子に接続されているとともに、コンデンサＣを介して当該バッファ回路部Ｍ１０の入力端子に接続されている。

反転回路部Ｍ２０は、図１１に示すように、高電位側電源端子ＶＤＤ及び接地端子ＧＮＤにそれぞれ接続されて高電位側電源端子ＶＤＤによって駆動電圧が供給されている。また、反転回路部Ｍ２０は、その出力端子が上記出力端子ＯＵＴに接続されているとともに、抵抗器Ｒ１及びコンデンサＣを介して当該反転回路部Ｍ２０の入力端子に接続されている。

ツェナーダイオードＤｚ１は、そのカソード及びアノードがバッファ回路部Ｍ１０の入力端子及び接地端子ＧＮＤにそれぞれ接続されており、逆方向接続されている。そのため、ツェナーダイオードＤｚ１は、バッファ回路部Ｍ１０の入力端子と高電位側電源端子との間の電圧をツェナー電圧Ｖｚでクランプし、バッファ回路部Ｍ１０の入力端子と接地端子ＧＮＤとの間の電圧を順方向電圧Ｖｆでクランプすることとなる。

以上のように構成された発振回路１００の動作例を図１２（ａ）及び（ｂ）を参照しつつ説明する。なお、図１２（ａ）は、発振回路１００の接続点Ｊ１における電圧レベルの推移を示すタイミングチャートであり、図１２（ｂ）は、発振回路１００の出力端子ＯＵＴから出力される出力信号の電圧レベルの推移を示すタイミングチャートである。

図１２（ａ）に示されるように、発振回路１００は、例えば時刻ｔ１００において電源が投入されて発振動作を開始したものとし、この電源投入時においては、接続点Ｊ１における電圧レベルが接地電位（すなわち、「０．０［Ｖ］」）とされているものとする。そのため、バッファ回路部Ｍ１０の入力端子における電圧レベルがその閾値電圧レベル（例えば２．５［Ｖ］）を下回るため、バッファ回路部Ｍ１０は、反転回路部Ｍ２０に対し、論理Ｌレベルに対応する電圧レベルにて出力信号を出力する。また、反転回路部Ｍ２０は、そうした論理Ｌレベルに対応する電圧レベルにて信号が入力されるため、出力端子ＯＵＴに対し、論理Ｈレベルに対応する電圧レベルにて出力信号を出力する。すなわち、図１２（ｂ）に示すように、発振回路１００は、当該発振回路１００が電源投入された時刻ｔ１００において、論理Ｈレベルに対応する電圧レベルにて出力信号を出力することになる。

発振回路１００の電源投入（時刻ｔ１００）直後においては、反転回路部Ｍ２０の出力端子における電圧レベルの方が入力端子における電圧レベルよりも高いため、先の図１１に矢印で示すように、「（高電位側電源端子ＶＤＤ→反転回路部Ｍ２０→）反転回路部Ｍ２０の出力端子→抵抗器Ｒ１→コンデンサＣ」といった経路をたどって充電電流Ｉ１が流れ、コンデンサＣが充電される。そのため、こうしたコンデンサＣの充電に伴って、接続点Ｊ１における電圧レベル、すなわち、バッファ回路部Ｍ１０の入力端子における電圧レベルは、図１２（ａ）に示すように、上記時刻ｔ１００以降、上昇する。

そして、接続点Ｊ１における電圧レベルが上昇し、例えば時刻ｔ１０１において、バッファ回路部Ｍ１０の閾値電圧レベル以上になると、バッファ回路部Ｍ１０は、論理Ｌレベルに対応する電圧レベルから論理Ｈレベルに対応する電圧レベルへ出力信号の電圧レベルを切り換える。すると、当該発振回路１００がツェナーダイオードＤｚ１を備えていなければ、高電位側電源端子ＶＤＤ及び接地端子ＧＮＤ間の電位差分だけ接続点Ｊ１における電圧レベルが上記閾値電圧レベルから引き上げられるところ、ツェナーダイオードＤｚ１によって接続点Ｊ１における電圧レベルがクランプされているため、接続点Ｊ１における電圧レベルは、図１２（ａ）に示すように、ツェナー電圧Ｖｚだけ接地電位ＧＮＤから引き上げられた電圧レベル（例えば「７．５［Ｖ］」）となる。

なお、バッファ回路部Ｍ１０は、反転回路部Ｍ２０に対し、論理Ｈレベルに対応する電圧レベルにて出力信号を出力する。そして、反転回路部Ｍ２０は、そうした論理Ｈレベルに対応する電圧レベルにて信号が入力されるため、出力端子ＯＵＴに対し、論理Ｌレベルに対応する電圧レベルにて出力信号を出力する。したがって、図１２（ｂ）に示すように、発振回路１００は、上記時刻１０１において、出力端子ＯＵＴに対し、論理Ｌレベルに対応する電圧レベルにて出力信号を出力することになる。

このように、バッファ回路部Ｍ１０が論理Ｌレベルに対応する電圧レベルから論理Ｈレベルに対応する電圧レベルへ出力信号の電圧レベルを切り換えると、反転回路部Ｍ２０の入力端子（接続点Ｊ２）における電圧レベルの方が出力端子（接続点Ｊ３）における電圧レベルよりも高くなるため、先の図１１に矢印にて示すように、「コンデンサＣ→抵抗器Ｒ１→接続点Ｊ３」といった経路をたどって放電電流Ｉ２が流れ、コンデンサＣが放電される。そのため、こうしたコンデンサＣの放電に伴って、接続点Ｊ１における電圧レベル、すなわち、バッファ回路部Ｍ１０の入力端子における電圧レベルは、図１２（ａ）に示すように、上記時刻ｔ１０１以降、低下する。

そして、接続点Ｊ１における電圧レベルが低下し、例えば時刻ｔ１１２において、バッファ回路部Ｍ１０の閾値電圧レベルを下回ると、バッファ回路部Ｍ１０は、論理Ｈレベルに対応する電圧レベルから論理Ｌレベルに対応する電圧レベルへ出力信号の電圧レベルを切り換える。すると、当該発振回路１００がツェナーダイオードＤｚ１を備えていなければ、接続点Ｊ１における電圧レベルが上記閾値電圧レベルから上記電位差分だけ引き下げられるところ、ツェナーダイオードＤｚ１によって接続点Ｊ１における電圧レベルがクランプされているため、接続点Ｊ１における電圧レベルは、図１２（ａ）に示すように、順方向電圧Ｖｆだけ接地電位ＧＮＤから引き下げられた電圧レベル（例えば「−２．５［Ｖ］」）となる。

なお、バッファ回路部Ｍ１０は、反転回路部Ｍ２０に対し、論理Ｌレベルに対応する電圧レベルにて出力信号を出力する。そして、反転回路部Ｍ２０は、そうした論理Ｌレベルに対応する電圧レベルにて信号が入力されるため、出力端子ＯＵＴに対し、論理Ｈレベルに対応する電圧レベルにて出力信号を出力する。したがって、図１２（ｂ）に示すように、発振回路１００は、時刻１１２において、出力端子ＯＵＴに対し、論理Ｈレベルに対応する電圧レベルにて出力信号を出力することになる。この時刻ｔ１１２以降においては、図１２（ｂ）から分かるように、コンデンサＣの充放電が同様に繰り返されるため、重複する説明を割愛する。

ところで、ツェナーダイオードＤｚ１は、ツェナー電圧Ｖｚの大きさが温度上昇に伴って大きくなる、いわゆる正の温度特性を有することが知られている。また、ツェナーダイオードＤｚ１は、順方向電圧Ｖｆの大きさが温度上昇に伴って小さくなる、いわゆる負の温度特性を有することが知られている。

上記従来の発振回路１００では、正の温度特性を有するツェナー電圧Ｖｚが高電位側のクランプ電圧として用いられるとともに、負の温度特性を有する順方向電圧Ｖｆが低電位側のクランプ電圧として用いられている。これにより、ツェナー電圧Ｖｚの正の温度特性及び順方向電圧Ｖｆの負の温度特性を互いにキャンセルし、接続点Ｊ１における電圧レベルの振幅を温度によらず一定とすることができるようになる。そしてひいては、クランプ回路部の温度特性に依存しない一定の発振周期が確保されるようになっている。
特開２００７−２１４６４５号公報

ところで、発振回路１００の構成要素のうち、クランプ回路部（ツェナーダイオードＤｚ１）のみが温度特性を有するわけではなく、反転回路部Ｍ２０も温度特性を有する。詳しくは、反転回路部Ｍ２０は、直列接続されたＰ型ＭＯＳトランジスタ素子及びＮ型ＭＯＳトランジスタ素子を含んで構成されており、これらＭＯＳトランジスタ素子は、その温度が上昇するとオン抵抗値が大きくなる、いわゆる正の温度特性を有する。そして、これらＭＯＳトランジスタ素子は、コンデンサＣを充放電する上記充電電流Ｉ１及び放電電流Ｉ２の電流流路上にあるため、発振回路１００の発振周波数（すなわち時定数τ＝（Ｃ×Ｒ１））にＭＯＳトランジスタ素子の温度特性が大きく影響する。したがって、当該発振回路の構成要素の温度特性に依存しない一定の発振周期を確保するにあたっては、クランプ回路部（ツェナーダイオードＤｚ１）の温度特性を考慮するだけでは不十分であり、反転回路部Ｍ２０（ＭＯＳトランジスタ素子）の温度特性を考慮する必要がある。

具体的には、発振回路１００（正確には上記ＭＯＳトランジスタ素子）の温度が上昇したときの接続点Ｊ１における電圧レベルの推移を先の図１２（ａ）に一点鎖線及び二点鎖線にて示す。図１２（ａ）中に実線にて示すような、例えば時刻ｔ１０１から時刻ｔ１１２までの期間であったコンデンサＣの放電期間は、発振回路１００の温度が上昇すると、図１２（ａ）中に一点鎖線にて示すような、例えば時刻ｔ１０１から時刻ｔ１２２までの期間に長期化されてしまう。また、発振回路１００の温度がさらに上昇すると、そうした放電期間は、図１２（ａ）中に二点鎖線にて示すような、例えば時刻ｔ１０１から時刻ｔ１３２までの期間にさらに長期化されてしまう。その結果、発振回路１００の温度が上昇したときの出力端子ＯＵＴから出力される出力信号の電圧レベルの推移を図１２（ｃ）及び図１２（ｄ）にそれぞれ示すように、パルス自体及びパルス間隔が長くなり、発振周波数が低下してしまう。すなわち、発振回路１００の温度上昇に伴ってＭＯＳトランジスタ素子のオン抵抗値が増大すると、上記時定数τが大きくなり、発振周波数が低下してしまうことも起こり得る。

本発明は、上記実情に鑑みてなされたものであって、その目的は、当該発振回路の温度が発振周波数に与える影響をより低減することのできる発振回路を提供することにある。

こうした目的を達成するため、請求項１に記載の発明では、入力される信号の電圧レベルを閾値電圧レベルと比較しつつ、その比較結果に応じて異なる一定の電圧レベルにて信号を出力する比較回路部と、前記比較回路部の出力端子に接続されてこの比較回路部から出力される信号を取り込み、取り込んだ信号の電圧レベルを反転した電圧レベルにて信号を出力する反転回路部と、前記反転回路部の出力端子に一端が接続されるとともに前記比較回路部の入力端子に他端が接続される第１抵抗器と、前記比較回路部の入力端子及び出力端子間に接続されて充放電されるコンデンサと、前記比較回路部及び前記反転回路部にそれぞれ駆動電源を供給するための高電位側電源端子及び低電位側電源端子と、前記比較回路部の入力端子と前記高電位側電源端子との間に接続されて、前記比較回路部の入力端子における電圧レベルを高電位側にてクランプする高電位側クランプ回路部と、前記比較回路部の入力端子と前記低電位側電源端子との間に接続されて、前記比較回路部の入力端子における電圧レベルを低電位側にてクランプする低電位側クランプ回路部とを備え、前記比較回路部及び前記反転回路部による前記コンデンサの充放電に基づいて、前記反転回路部の出力端子における電圧レベルを所定の電圧レベル間で所定周波数にて発振させる発振回路として、前記高電位側クランプ回路部が有する温度特性及び前記低電位側クランプ回路部が有する温度特性並びに前記反転回路部が有する温度特性を相殺する温度特性を有する第２抵抗器が、前記反転回路部の出力端子及び前記コンデンサ間に介在されていることとした。

課題の欄にも記載したように、発振回路の構成要素のうち、高電位側クランプ回路部及び低電位側クランプ回路部だけが温度特性を有するのではなく、反転回路部も温度特性を有しており、この反転回路部はコンデンサを充電する電流の流路上にあるため、その温度特性は当該発振回路の発振周波数に大きく影響する。その点、発振回路としての上記構成では、そうした高電位側クランプ回路部の温度特性及び低電位側クランプ回路部の温度特性並びに反転回路部の温度特性を相殺する温度特性を有する第２抵抗器を、コンデンサを充放電する電流の流路である、反転回路部の出力端子及びコンデンサ間に介在させている。したがって、当該発振回路の温度が発振周波数に与える影響を低減することができるようになる。ちなみに、時定数が小さいときほど、すなわち、発振周波数が高いときほど、反転回路部の温度特性が発振周波数に与える影響が大きくなるが、上記構成によれば、低周波数帯においてはもちろんのこと、そうした高周波数帯においても、すなわち、幅広い発振周波数帯において、当該発振回路の温度が発振周波数に与える影響を低減することができるようになる。

上記請求項１に記載の構成において、例えば請求項２に記載の発明のように、前記高電位側クランプ回路部及び前記低電位側クランプ回路部は、負の温度特性を有しており、第２抵抗器は、前記高電位側クランプ回路部及び前記低電位側クランプ回路部が有する負の温度特性並びに前記反転回路部が有する正の温度特性を相殺する温度特性を有するとよい。

高電位側クランプ回路部及び低電位側クランプ回路部はそれぞれ負の温度特性を有するため、これらクランプ回路部の温度が上昇すると、比較回路部の入力端子における電圧レベルが高電位側にてクランプされるクランプ電圧の大きさ及び低電位側にてクランプされるクランプ電圧の大きさはそれぞれ小さくなる。すると、クランプ電圧の振幅が小さくなるため、コンデンサの充放電期間は短くなる。一方、反転回路部は正の温度特性を有するため、反転回路部の温度が上昇すると、コンデンサの充放電期間は長くなる。したがって、これらクランプ回路部の温度特性と反転回路部の温度特性は互いに相殺され、第２抵抗器を介在させることは不要とも思われる。

しかしながら、クランプ回路部の負の温度特性が反転回路部の正の温度特性よりも強い（大きい）場合にあっては、当該発振回路の温度が上昇すると、コンデンサの充放電期間は短縮されてしまう。逆に、反転回路部の正の温度特性がクランプ回路部の負の温度特性よりも強い（大きい）場合にあっては、当該発振回路の温度が上昇すると、コンデンサの充放電期間は長期化されてしまう。

その点、上記請求項２に記載の構成では、高電位側及び低電位側クランプ回路部の負の温度特性が反転回路部の正の温度特性よりも大きい場合にあっては、その差分を相殺する正の温度特性を第２抵抗器に持たせることができる。逆に、反転回路部の正の温度特性が高電位側及び低電位側クランプ回路部の負の温度特性よりも大きい場合にあっては、その差分を相殺する負の温度特性を第２抵抗器に負の温度特性を持たせることができる。これにより、発振回路全体としての温度特性を相殺することができるようになり、当該発振回路の温度が発振周波数に与える影響を低減することができるようになる。

具体的には、例えば請求項３に記載の発明のように、前記高電位側クランプ回路部は、前記高電位側電源端子及び前記比較回路部の入力端子間に逆方向接続された第１ダイオードによって構成されているとともに、前記低電位側クランプ回路部は、前記比較回路部の入力端子及び前記低電位側電源端子間に逆方向接続された第２ダイオードによって構成されているとよい。これにより、比較回路部の入力端子における電圧レベルを第１ダイオードの順方向電圧によって高電位側においてクランプすることができるようになり、比較回路部の入力端子における電圧レベルを第２ダイオードの順方向電圧によって低電位側においてクランプすることができるようになる。なお、これら高電位側クランプ回路部及び低電位側クランプ回路部はそれぞれ単一の第１ダイオード及び第２ダイオードによって構成してもよく、複数の第１ダイオード及び第２ダイオードによって構成してもよい。

また、上記請求項１に記載の構成において、例えば請求項４に記載の発明のように、前記高電位側クランプ回路部及び前記低電位側クランプ回路部は、正の温度特性を有しており、第２抵抗器は、前記高電位側クランプ回路部及び前記低電位側クランプ回路部が有する正の温度特性並びに前記反転回路部が有する正の温度特性を相殺する負の温度特性を有するとよい。

高電位側クランプ回路部及び低電位側クランプ回路は正の温度特性をそれぞれ有するため、これらクランプ回路部の温度が上昇すると、比較回路部の入力端子における電圧レベルが高電位側にてクランプされるクランプ電圧の大きさ及び低電位側にてクランプされるクランプ電圧の大きさはそれぞれ大きくなる。すると、クランプ電圧の振幅が大きくなるため、コンデンサの充放電期間は長くなる。また、反転回路部も正の温度特性を有するため、反転回路部の温度が上昇すると、コンデンサの充放電期間は長くなる。

その点、上記請求項４に記載の構成によれば、高電位側クランプ回路部の正の温度特性及び低電位側クランプ回路部の正の温度特性並びに反転回路部の正の温度特性を相殺する負の温度特性を第２抵抗器に持たせることができるため、発振回路全体としての温度特性を相殺することができるようになる。したがって、当該発振回路の温度が発振周波数に与える影響を低減することができるようになる。

具体的には、例えば請求項５に記載の発明のように、前記高電位側クランプ回路部は、前記高電位側電源端子及び前記比較回路部の入力端子間に順方向接続された第１ツェナーダイオードによって構成され、前記低電位側クランプ回路部は、前記比較回路部の入力端子及び前記低電位側電源端子間に逆方向接続された第２ツェナーダイオードによって構成されているとよい。これにより、比較回路部の入力端子における電圧レベルを第１ツェナーダイオードのツェナー電圧によって高電位側においてクランプすることができるようになり、比較回路部の入力端子における電圧レベルを第２ツェナーダイオードのツェナー電圧によって低電位側においてクランプすることができるようになる。なお、これら高電位側クランプ回路部及び低電位側クランプ回路部はそれぞれ単一の第１ツェナーダイオード及び第２ツェナーダイオードによって構成してもよく、複数の第１ツェナーダイオード及び第２ツェナーダイオードによって構成してもよい。

なお、高電位側クランプ回路部及び低電位側クランプ回路部は、同一の温度特性を有していなくてもよい。すなわち、上記請求項１に記載の構成において、例えば請求項６に記載の発明のように、前記高電位側クランプ回路部及び前記低電位側クランプ回路部は、互いに相補的な温度特性を有しており、第２抵抗器は、前記反転回路部が有する正の温度特性を相殺する負の温度特性を有するとよい。

背景技術の欄にも記載したように、高電位側クランプ回路部及び低電位側クランプ回路部はそれぞれ相補的な温度特性を有するため、コンデンサの放電期間は、これらクランプ回路部の温度特性には依存しなくなる。しかしながら、反転回路部が正の温度特性を有するため、反転回路部の温度が上昇すると、コンデンサの充放電期間は長くなってしまう。

その点、上記請求項６に記載の構成では、反転回路部が有する正の温度特性を相殺する負の温度特性を第２抵抗器に持たせることができる。これにより、発振回路全体としての温度特性を相殺することができるようになり、当該発振回路の温度が発振周波数に与える影響を低減することができるようになる。

具体的には、例えば請求項７に記載の発明のように、前記高電位側クランプ回路部及び前記低電位側クランプ回路部は、前記比較回路部の入力端子及び前記低電位側電源端子間に逆方向接続された第３ツェナーダイオードによって構成されているとよい。これにより、比較回路部の入力端子における電圧レベルを第３ツェナーダイオードのツェナー電圧によって高電位側においてクランプすることができるようになるとともに、比較回路部の入力端子における電圧レベルを第３ツェナーダイオードの順方向電圧によって低電位側においてクランプすることができるようになる。

また、例えば請求項８に記載の発明のように、前記高電位側クランプ回路部及び前記低電位側クランプ回路部は、前記高電位側電源端子及び前記比較回路部の入力端子間に逆方向接続された第４ツェナーダイオードによって構成されているとよい。これにより、比較回路部の入力端子における電圧レベルを第４ツェナーダイオードの順方向電圧によって高電位側においてクランプすることができるようになるとともに、比較回路部の入力端子における電圧レベルを第４ツェナーダイオードのツェナー電圧によって低電位側においてクランプすることができるようになる。

なお、これら高電位側クランプ回路部及び低電位側クランプ回路部はそれぞれ単一の第３ツェナーダイオード及び第４ツェナーダイオードによって構成してもよく、複数の第３ツェナーダイオード及び第４ツェナーダイオードによって構成してもよい。

上記請求項１〜８のいずれかに記載の構成においては、例えば請求項９に記載の発明のように、第２抵抗器は、複数の拡散抵抗が並列接続されて構成されることが望ましい。これにより、例えばレーザトリムによって複数の拡散抵抗を切断することで、第２抵抗器の抵抗値を容易に調整することができるようになる。

また、例えば請求項１０に記載の発明のように、バッファ回路部を比較回路部として採用することができる。これにより、体格の小型化を図ることができるようになる。あるいは、例えば請求項１１に記載の発明のように、コンパレータ回路部を比較回路部として採用することができる。これにより、閾値電圧レベルを設定することが容易になる。

以下、本発明に係る発振回路の一実施の形態について、図１〜図３を参照しつつ説明する。なお、図１は、本実施の形態に係る発振回路について、その全体構成を示す等価回路図であり、図２（ａ）〜（ｃ）は、ダイオード及び反転回路部並びに抵抗器の温度特性をそれぞれ模式的に示すグラフである。また、図３（ａ）は、反転回路部の入力端子における電圧レベルの推移を示すタイミングチャートであり、図３（ｂ）は、発振回路の出力端子における電圧レベルの推移を示すタイミングチャートである。

これら図１〜図３に示すように、また、以下に詳述するように、本実施の形態の発振回路も、基本的には、従来の発振回路に準じて構成されている。ただし、本実施の形態では、第１ダイオードによって高電位側クランプ回路部を構成するとともに、第２ダイオードによって低電位側クランプ回路部を構成する。そして、これら高電位側クランプ回路部及び低電位側クランプ回路部がそれぞれ有する負の温度特性並びに反転回路部が有する正の温度特性を相殺する温度特性を有する抵抗器を、反転回路部の出力端子及びコンデンサ間に介在させる。これにより、当該発振回路の温度変化が発振周波数に与える受ける影響を低減しようとしている。

図１に示すように、本実施の形態の発振回路１は、閾値電圧レベルＶｔｈ（例えば「２．５［Ｖ］」）以上の電圧レベルにて信号が入力されると論理Ｈレベルに対応する電圧レベルにて信号を出力するとともに、閾値電圧レベルＶｔｈを下回る電圧レベルにて信号が入力されると論理Ｌレベルに対応する電圧レベルにて信号を出力するバッファ回路部（比較回路部）Ｍ１を備える。なお、バッファ回路部Ｍ１は、高電位側電源端子ＶＤＤ及び接地端子（低電位側電源端子）ＧＮＤに接続されており、これら端子ＶＤＤ及びＧＮＤによって駆動電源が供給されている。

また、発振回路１は、図１に示すように、バッファ回路部Ｍ１の出力端子に接続されてこのバッファ回路部Ｍ１から出力される信号を取り込み、取り込んだ信号の電圧レベルを反転した電圧レベルにて信号を出力する反転回路部Ｍ２を備える。この反転回路部Ｍ２の出力端子は、当該発振回路１としての出力端子ＯＵＴに接続されており、反転回路部Ｍ２の出力端子から出力される出力信号が当該発振回路１としての出力信号となっている。

ちなみに、図示を割愛しているが、反転回路部Ｍ２は、実際には、Ｐ型ＭＯＳトランジスタ素子及びＮ型ＭＯＳトランジスタ素子を有する。詳しくは、Ｐ型ＭＯＳトランジスタ素子は、そのソースが高電位側電源端子ＶＤＤに接続されているとともに、そのドレインがＮ型ＭＯＳトランジスタ素子のドレインに接続されている。また、Ｎ型ＭＯＳトランジスタ素子は、そのドレインがＰ型ＭＯＳトランジスタ素子のドレインに接続されているとともに、そのソースが接地端子ＧＮＤに接続されている。また、これら両ＭＯＳトランジスタ素子のゲートは、バッファ回路部Ｍ１の出力端子に接続されており、これら両ＭＯＳトランジスタ素子のドレインの接続点は、出力端子ＯＵＴに接続されている。そして、バッファ回路部Ｍ１の出力端子から論理Ｈレベルに対応する電圧レベルにて信号が出力されると、Ｎ型ＭＯＳトランジスタ素子のみがオンとされ、出力端子ＯＵＴの電圧レベルは論理Ｌレベルに対応する電圧レベルとなる。一方、バッファ回路部Ｍ１の出力端子から論理Ｌレベルに対応する電圧レベルにて信号が出力されると、Ｐ型ＭＯＳトランジスタ素子のみがオンとされ、出力端子ＯＵＴの電圧レベルは論理Ｈレベルに対応する電圧レベルとなる。なお、こうした反転回路部については公知であるため、ここでのこれ以上の詳しい説明を割愛する。

また、発振回路１は、図１に示すように、当該発振回路１の発振周波数（すなわち時定数τ）を決定する抵抗器Ｒ１及びコンデンサＣを備える。このうち、抵抗器Ｒ１は、後述する抵抗器Ｒ２を介して反転回路部Ｍ２の出力端子にその一端が接続されており、当該発振回路１の発振動作の安定化を図るための抵抗器Ｒ３を介してバッファ回路部Ｍ１の入力端子にその他端が接続されている。コンデンサＣは、上記抵抗器Ｒ３を介してバッファ回路部Ｍ１の入力端子に接続されているとともに、バッファ回路部Ｍ１の出力端子（換言すれば、反転回路部Ｍ２の入力端子）にも接続されている。このようにして、「バッファ回路部Ｍ１の出力端子→コンデンサＣ→抵抗器Ｒ３→バッファ回路部Ｍ１の入力端子」といった閉ループ、及び、「反転回路部Ｍ２の出力端子→抵抗器Ｒ２→抵抗器Ｒ１→コンデンサＣ→反転回路部Ｍ２の入力端子」といった閉ループが構成されている。ちなみに、当該発振回路１の時定数τは、基本的に、抵抗器Ｒ１の抵抗値とコンデンサＣの静電容量値との積となる。なお、当該発振回路１の発振動作が安定する場合にあっては、上記抵抗器Ｒ３についてはこれを割愛してもよい。

また、発振回路１は、バッファ回路部Ｍ１の入力端子（正確には接続点Ｊ１）と高電位側電源端子ＶＤＤとの間に接続されて、バッファ回路部Ｍ１の入力端子における電圧レベルを高電位側にてクランプする単一の第１ダイオードＤ１（高電位側クランプ回路部）を備える。なお、バッファ回路部Ｍ１の入力端子における電圧レベルは、接続点Ｊ１における電圧レベルと略同一であるため、以後、接続点Ｊ１として記載する。詳しくは、第１ダイオードＤ１は、高電位側電源端子ＶＤＤ及び接続点Ｊ１間に逆方向接続されているため、接続点Ｊ１における電圧レベルは、第１ダイオードＤ１の順方向電圧Ｖｆ１によって高電位側においてクランプされる。

同様に、発振回路１は、バッファ回路部Ｍ１の入力端子と接地端子ＧＮＤとの間に接続されて、バッファ回路部Ｍ１の入力端子における電圧レベルを低電位側にてクランプする単一の第２ダイオードＤ２（低電位側クランプ回路部）を備える。詳しくは、第２ダイオードＤ２は、接続点Ｊ１及び接地端子ＧＮＤ間に逆方向接続されているため、接続点Ｊ１における電圧レベルは、第２ダイオードＤ２の順方向電圧Ｖｆ２によって低電位側においてクランプされる。

なお、本実施の形態では、バッファ回路部Ｍ１の入力端子における電圧レベルは、第１ダイオードＤ１の順方向電圧Ｖｆ１によって高電位側にてクランプされているとともに、第２ダイオードＤ２の順方向電圧Ｖｆ２によって低電位側にてクランプされている。そのため、バッファ回路部Ｍ１を構成するトランジスタ素子のゲート（図示略）に過大な電圧レベルが印加されることを防止することができるようになる。

以上のように構成された発振回路１は、次のようにして発振動作を行う。まず、接続点Ｊ２における電圧レベルが論理Ｌレベルに対応する電圧レベルであるとき、反転回路部Ｍ２は、論理Ｌレベルに対応する電圧レベルにて入力端子に信号が入力されるため、論理Ｈレベルに対応する電圧レベルにて出力端子から信号を出力する。すなわち、接続点Ｊ３における電圧レベルは論理Ｈレベルに対応する電圧レベルとなる。このとき、図１に矢印で示すように、「（高電位側電源端子ＶＤＤ→Ｐ型ＭＯＳトランジスタのチャネル→）接続点Ｊ３→抵抗器Ｒ２→抵抗器Ｒ１→コンデンサＣ」といった経路をたどって充電電流Ｉ１が流れ、コンデンサＣは充電される。こうしたコンデンサＣの充電に伴い、接続点Ｊ１における電圧レベルは上昇する。

接続点Ｊ１における電圧レベルが上昇し、バッファ回路部Ｍ１の閾値電圧レベルＶｔｈ以上になると、バッファ回路部Ｍ１は、論理Ｌレベルに対応する電圧レベルから論理Ｈレベルに対応する電圧レベルへ出力信号の電圧レベルを切り換える。すると、当該発振回路１が第１ダイオードＤ１を備えていなければ、高電位側電源端子ＶＤＤ及び接地端子ＧＮＤ間の電位差分（例えば「５．０［Ｖ］」）だけ接続点Ｊ１における電圧レベルが上記閾値電圧レベルＶｔｈから引き上げられるところ、第１ダイオードＤ１によって接続点Ｊ１における電圧レベルがクランプされているため、接続点Ｊ１における電圧レベルは、第１ダイオードＤ１の順方向電圧だけ接地電位ＧＮＤから引き上げられた電圧レベル（例えば「７．５［Ｖ］」）となる。

接続点Ｊ１における電圧レベルが引き上げられると、バッファ回路部Ｍ１は、反転回路部Ｍ２に対し、論理Ｈレベルに対応する電圧レベルにて出力信号を出力する。すなわち、接続点Ｊ２における電圧レベルは論理Ｈレベルに対応する電圧レベルとなる。反転回路部Ｍ２は、論理Ｈレベルに対応する電圧レベルにて入力端子に信号が入力されるため、論理Ｌレベルに対応する電圧レベルにて出力端子から信号を出力する。すなわち、接続点Ｊ３における電圧レベルは論理Ｌレベルに対応する電圧レベルとなる。このとき、図１に矢印で示すように、「コンデンサＣ→抵抗器Ｒ１→抵抗器Ｒ２→接続点Ｊ３（→Ｎ型ＭＯＳトランジスタのチャネル→接地電位ＧＮＤ）」といった経路をたどって放電電流Ｉ２が流れ、コンデンサＣは放電される。こうしたコンデンサＣの放電に伴い、接続点Ｊ１における電圧レベルは下降する。

接続点Ｊ１における電圧レベルが低下し、バッファ回路部Ｍ１の閾値電圧レベルＶｔｈを下回ると、バッファ回路部Ｍ１は、論理Ｈレベルに対応する電圧レベルから論理Ｌレベルに対応する電圧レベルへ出力信号の電圧レベルを切り換える。すると、当該発振回路１００が第２ダイオードＤ２を備えていなければ、接続点Ｊ１における電圧レベルが上記閾値電圧レベルＶｔｈから上記電位差分だけ引き下げられるところ、第２ダイオードＤ２によって接続点Ｊ１における電圧レベルがクランプされているため、接続点Ｊ１における電圧レベルは、第２ダイオードＤ２の順方向電圧だけ接地電位ＧＮＤから引き下げられた電圧レベル（例えば「−２．５［Ｖ］」）となる。

接続点Ｊ１における電圧レベルが引き下げられると、バッファ回路部Ｍ１は、反転回路部Ｍ２に対し、論理Ｌレベルに対応する電圧レベルにて出力信号を出力する。すなわち、接続点Ｊ２における電圧レベルは論理Ｌレベルに対応する電圧レベルとなる。反転回路部Ｍ２は、論理Ｌレベルに対応する電圧レベルにて入力端子に信号が入力されるため、論理Ｈレベルに対応する電圧レベルにて出力端子から信号を出力する。すなわち、接続点Ｊ３における電圧レベルは論理Ｈレベルに対応する電圧レベルとなる。

こうした接続点Ｊ３における電圧レベルの方が接続点Ｊ２における電圧レベルよりも高い状態は、既述したように、コンデンサＣが充電される状態である。したがって、これ以降、コンデンサＣの充放電が繰り返されることになる。そして、抵抗器Ｒ１及びコンデンサＣによって決定される所定の周波数にて所定の電圧レベル間で発振した出力信号が出力端子ＯＵＴから出力されることになる。

ところで、当該発振回路１の構成要素のうち第１ダイオードＤ１及び第２ダイオードＤ２は、いわゆる負の温度特性を有する。詳しくは、図２（ａ）に示すように、第１ダイオードＤ１及び第２ダイオードＤ２は、双方ともに、温度上昇に伴ってその順方向電圧が小さくなる一方、温度下降に伴ってその順方向電圧が大きくなる温度特性を有する。

そして、この温度特性は当該発振回路１の発振周波数に次のように影響を与える。すなわち、当該発振回路１の温度が上昇すると、第１ダイオードＤ１の順方向電圧Ｖｆ１が小さくなるため、第１ダイオードＤ１の順方向電圧Ｖｆ１によってクランプされる、接続点Ｊ１における電圧レベルは、温度上昇前に比べて小さくなってしまう。同様に、当該発振回路１の温度が上昇すると、第２ダイオードＤ２の順方向電圧Ｖｆ２が小さくなるため、第２ダイオードＤ２の順方向電圧Ｖｆ２によってクランプされる、接続点Ｊ１における電圧レベルは、温度上昇前よりも大きくなってしまう。換言すれば、当該発振回路１の温度上昇に伴い、接続点Ｊ１における電圧レベルの振れ幅が小さくなってしまう。このように振れ幅が小さくなると、コンデンサＣの充放電期間が短くなり、ひいては、当該発振回路１の発振周波数が高くなってしまう（高周波数となる）。

また、第１ダイオードＤ１及び第２ダイオードＤ２だけでなく、反転回路部Ｍ２を構成する上記Ｐ型ＭＯＳトランジスタ素子及びＮ型ＭＯＳトランジスタ素子も、いわゆる正の温度特性を有する。詳しくは、図２（ｂ）に示すように、上記Ｐ型ＭＯＳトランジスタ素子及びＮ型ＭＯＳトランジスタ素子は、双方ともに、温度上昇に伴ってそのオン抵抗値が大きくなる一方、温度下降に伴ってそのオン抵抗値が小さくなる温度特性を有する。

そして、この温度特性は当該発振回路１の発振周波数に次のように影響を与える。すなわち、当該発振回路１の温度が上昇すると、反転回路部Ｍ２のオン抵抗が大きくなる。この反転回路部Ｍ２は、そもそも、コンデンサＣを充放電する上記充電電流Ｉ１及び放電電流Ｉ２の電流流路上にあるため、反転回路部Ｍ２のオン抵抗値が大きくなると、当該発振回路１の時定数τに与える影響が大きくなってしまう。具体的には、反転回路部Ｍ２のオン抵抗値が大きくなると、コンデンサＣを充電する速度や逆にコンデンサＣを放電する速度が遅くなってしまう。そしてひいては、コンデンサＣの充放電期間が長くなり、当該発振回路１の発振周波数が低くなってしまう（低周波数となる）。

なお、これら第１及び第２ダイオードＤ１及びＤ２の負の温度特性と、反転回路部Ｍ２の正の温度特性が互いに相殺されるため、当該発振回路１の構成要素の温度特性に依存しない一定の発振周期を確保することができるようにも思われる。しかしながら、第１及び第２ダイオードＤ１及びＤ２の負の温度特性と反転回路部Ｍ２の正の温度特性と完全に一致することはほとんどなく、互いに完全に相殺することはほとんどない。したがって、第１及び第２ダイオードＤ１及びＤ２の負の温度特性が、反転回路部Ｍ２の正の温度特性よりも強い（大きい）場合にあっては、当該発振回路１の温度が上昇すると、コンデンサＣの充放電期間は短縮されてしまい、逆に、反転回路部Ｍ２の正の温度特性が第１及び第２ダイオードＤ１及びＤ２の負の温度特性よりも強い（大きい）場合にあっては、当該発振回路１の温度が上昇すると、コンデンサＣの充放電期間は長期化されてしまう。

そのため、当該発振回路１の構成要素の温度特性に依存しない一定の発振周期を確保するにあたっては、第１及び第２ダイオードＤ１及びＤ２の負の温度特性を考慮するだけでは不十分であり、反転回路部Ｍ２（正確には上記ＭＯＳトランジスタ素子）の正の温度特性を考慮する必要がある。すなわち、第１及び第２ダイオードＤ１及びＤ２の負の温度特性が反転回路部Ｍ２の正の温度特性よりも大きい場合にあっては、その差分を相殺する正の温度特性を抵抗器Ｒ２に持たせればよく、逆に、反転回路部Ｍ２の正の温度特性が第１及び第２ダイオードＤ１及びＤ２の負の温度特性よりも大きい場合にあっては、その差分を相殺する負の温度特性を抵抗器Ｒ２に持たせればよい。

その点、本実施の形態では、先の図２（ａ）及び（ｂ）に示すように、第１及び第２ダイオードＤ１及びＤ２の負の温度特性は、反転回路部Ｍ２の正の温度特性よりも大きいため、抵抗器Ｒ２は、図２（ｃ）に示すように、これら温度特性の差分を相殺する正の温度特性を有するように拡散抵抗にて形成されている。これにより、第１及び第２ダイオードＤ１及びＤ２の負の温度特性並びに反転回路部Ｍ２の正の温度特性は、抵抗器Ｒ２の正の温度特性によって相殺されるようになる。したがって、発振回路１全体としての温度特性を相殺することができ、ひいては、当該発振回路１の温度が発振周波数に与える影響を低減することができるようになる。

次に、本実施の形態の発振回路１の動作例を図３（ａ）及び（ｂ）を参照しつつ説明する。

図３（ａ）に実線にて示されるように、発振回路１は、例えば時刻ｔ１０において電源が投入されて発振動作を開始したものとする。また、この電源投入時においては、接続点Ｊ１における電圧レベルが接地電位（すなわち、「０．０［Ｖ］」）とされているものとする。そのため、バッファ回路部Ｍ１の入力端子における電圧レベルがその閾値電圧レベルＶｔｈ（例えば２．５［Ｖ］）を下回るため、バッファ回路部Ｍ１は、反転回路部Ｍ２に対し、論理Ｌレベルに対応する電圧レベルにて出力信号を出力する。また、反転回路部Ｍ２は、そうした論理Ｌレベルに対応する電圧レベルにて信号が入力されるため、出力端子ＯＵＴに対し、論理Ｈレベルに対応する電圧レベルにて出力信号を出力する。すなわち、図３（ｂ）に示すように、発振回路１０は、当該発振回路１０が電源投入された時刻ｔ１０において、論理Ｈレベルに対応する電圧レベルにて出力信号を出力することになる。

発振回路１０の電源投入（時刻ｔ１０）直後においては、反転回路部Ｍ２の出力端子における電圧レベルの方が入力端子における電圧レベルよりも高いため、「（高電位側電源端子ＶＤＤ→反転回路部Ｍ２→）反転回路部Ｍ２の出力端子→抵抗器Ｒ２→抵抗器Ｒ１→コンデンサＣ（図１参照）」といった経路をたどって充電電流Ｉ１が流れ、コンデンサＣが充電される。そのため、こうしたコンデンサＣの充電に伴って、接続点Ｊ１における電圧レベル、すなわち、バッファ回路部Ｍ１の入力端子における電圧レベルは、図３（ａ）に示すように、上記時刻ｔ１０以降、上昇する。

そして、接続点Ｊ１における電圧レベルが上昇し、例えば時刻ｔ１１において、バッファ回路部Ｍ１の閾値電圧レベルＶｔｈ以上になると、バッファ回路部Ｍ１は、論理Ｌレベルに対応する電圧レベルから論理Ｈレベルに対応する電圧レベルへ出力信号の電圧レベルを切り換える。すると、当該発振回路１０が第１ダイオードＤ１を備えていなければ、高電位側電源端子ＶＤＤ及び接地端子ＧＮＤ間の電位差分だけ接続点Ｊ１における電圧レベルが上記閾値電圧レベルＶｔｈから引き上げられるところ、第１ダイオードＤ１によって接続点Ｊ１における電圧レベルがクランプされているため、接続点Ｊ１における電圧レベルは、図３（ａ）に示すように、順方向電圧Ｖｆ１だけ接地電位ＧＮＤから引き上げられた電圧レベル（例えば「７．５［Ｖ］」）となる。

なお、バッファ回路部Ｍ１は、反転回路部Ｍ２に対し、論理Ｈレベルに対応する電圧レベルにて出力信号を出力する。そして、反転回路部Ｍ２は、そうした論理Ｈレベルに対応する電圧レベルにて信号が入力されるため、出力端子ＯＵＴに対し、論理Ｌレベルに対応する電圧レベルにて出力信号を出力する。したがって、図３（ｂ）に示すように、発振回路１０は、上記時刻１１において、出力端子ＯＵＴに対し、論理Ｌレベルに対応する電圧レベルにて出力信号を出力することになる。

このように、バッファ回路部Ｍ１が論理Ｌレベルに対応する電圧レベルから論理Ｈレベルに対応する電圧レベルへ出力信号の電圧レベルを切り換えると、接続点Ｊ２における電圧レベルの方が接続点Ｊ３における電圧レベルよりも高くなるため、「コンデンサＣ→抵抗器Ｒ１→抵抗器Ｒ２→接続点Ｊ３（図１参照）」といった経路をたどって放電電流Ｉ２が流れ、コンデンサＣが放電される。そのため、こうしたコンデンサＣの放電に伴って、接続点Ｊ１における電圧レベル、すなわち、バッファ回路部Ｍ１の入力端子における電圧レベルは、図３（ａ）に示すように、上記時刻ｔ１１以降、低下する。

そして、接続点Ｊ１における電圧レベルが低下し、例えば時刻ｔ１２において、バッファ回路部Ｍ１の閾値電圧レベルＶｔｈを下回ると、バッファ回路部Ｍ１は、論理Ｈレベルに対応する電圧レベルから論理Ｌレベルに対応する電圧レベルへ出力信号の電圧レベルを切り換える。すると、当該発振回路１０が第２ダイオードＤ２を備えていなければ、接続点Ｊ１における電圧レベルが上記閾値電圧レベルから上記電位差分だけ引き下げられるところ、第２ダイオードＤ２の順方向電圧Ｖｆ２によって接続点Ｊ１における電圧レベルがクランプされているため、接続点Ｊ１における電圧レベルは、図３（ａ）に示すように、順方向電圧Ｖｆ２だけ接地電位ＧＮＤから引き下げられた電圧レベル（例えば「−２．５［Ｖ］」）となる。

なお、バッファ回路部Ｍ１は、反転回路部Ｍ２に対し、論理Ｌレベルに対応する電圧レベルにて出力信号を出力する。そして、反転回路部Ｍ２は、そうした論理Ｌレベルに対応する電圧レベルにて信号が入力されるため、出力端子ＯＵＴに対し、論理Ｈレベルに対応する電圧レベルにて出力信号を出力する。したがって、図３（ｂ）に示すように、発振回路１は、時刻１２において、出力端子ＯＵＴに対し、論理Ｈレベルに対応する電圧レベルにて出力信号を出力することになる。この時刻ｔ１２以降においては、図３（ｂ）から分かるように、コンデンサＣの充放電が同様に繰り返されるため、重複する説明を割愛する。

図３（ａ）に、当該発振回路１の温度が上昇したときの接続点Ｊ１における電圧レベルの推移を一点鎖線及び二点鎖線にて示す。

既述したように、本実施の形態では、第１及び第２ダイオードＤ１及びＤ２の負の温度特性の方が反転回路部Ｍ２の正の温度特性より大きいため、これら第１及び第２ダイオードＤ１及びＤ２並びに反転回路部Ｍ２の温度特性を考慮しなければ、コンデンサＣの充放電期間が短縮され、発振回路の発振周波数が高くなってしまうところ、本実施の形態では、発振回路１は、第１及び第２ダイオードＤ１及びＤ２の負の温度特性並びに反転回路部Ｍ２の正の温度特性を相殺するような正の温度特性を有する抵抗器Ｒ２を備えている。

そのため、図３（ａ）に示すように、当該発振回路１の温度が上昇すると、第１及び第２ダイオードＤ１及びＤ２の負の温度特性に起因して、接続点Ｊ１における電圧レベルの最大値は「実線→一点鎖線→二点鎖線」の順に小さくなっているとともに、接続点Ｊ１における電圧レベルの最小値も「実線→一点鎖線→二点鎖線」の順に大きくなっているとしても、反転回路部Ｍ２のオン抵抗の正の温度特性及び抵抗器Ｒ２の正の温度特性に起因して、コンデンサＣの充放電速度は「実線→一点鎖線→二点鎖線」の順に遅くなっている。すなわち、第１及び第２ダイオードＤ１及びＤ２の負の温度特性並びに反転回路部Ｍ２の正の温度特性は、抵抗器Ｒ２の正の温度特性によって確かに相殺されており、図３（ａ）に実線及び一点鎖線並びに二点鎖線にて示した、接続点Ｊ１における温度別の電圧レベルの推移が図３（ｂ）では全てほぼ一致していることから、当該発振回路１の温度が発振周波数に与える影響が低減されている。

以上説明した本実施の形態の発振回路１では、第１ダイオードＤ１によって高電位側クランプ回路部を構成するとともに、第２ダイオードＤ２によって低電位側クランプ回路部を構成する。そして、これら高電位側クランプ回路部及び低電位側クランプ回路部がそれぞれ有する負の温度特性並びに反転回路部Ｍ２が有する正の温度特性を相殺する温度特性を有する抵抗器Ｒ２を拡散抵抗にて形成するとともに、反転回路部Ｍ２の出力端子及びコンデンサＣ間に介在させた。これにより、第１及び第２ダイオードＤ１及びＤ２の負の温度特性並びに反転回路部Ｍ２の正の温度特性は、抵抗器Ｒ２の正の温度特性によって相殺され、発振回路１全体としての温度特性を相殺することができ、ひいては、当該発振回路１の温度が発振周波数に与える影響を低減することができるようになる。

また、反転回路部Ｍ２の正の温度特性が発振周波数に与える影響は、発振回路の時定数τが小さいときほど、すなわち、発振周波数が高いときほど大きくなるが、本実施の形態の発振回路１によれば、低周波数帯においてはもちろんのこと、そうした高周波数帯においても、すなわち、幅広い発振周波数帯において、当該発振回路１の温度が発振周波数に与える影響を低減することができるようになる。

また、反転回路部Ｍ２の体格を大型化することで、ＭＯＳトランジスタ素子のオン抵抗の低減を図り、反転回路部Ｍ２の正の温度特性が当該発振回路１の発振周波数に与える影響を低減することが可能ではある。しかしながら、本実施の形態の発振回路１では、上記抵抗器Ｒ２を備えることで、そうした反転回路部Ｍ２の体格の大型化を招くことなく、反転回路部Ｍ２の正の温度特性が当該発振回路１の発振周波数に与える影響を低減している。

なお、本発明に係る発振回路は、上記実施の形態にて例示した構成に限定されるものではなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲において、種々に変形して実施することが可能である。すなわち、上記実施の形態を適宜変更した例えば次の形態として実施することもできる。

上記実施の形態では、先の図１に示すように、発振回路１は、単一の第１ダイオードＤ１及び単一の第２ダイオードＤ２によって高電位側クランプ回路部及び低電位側クランプ回路部がそれぞれ構成されていたが、ダイオードの数についてはこれに限らない。他に例えば、図１に対応する図として図４に示すように、直列接続された第１ダイオードＤ１１及びＤ１２並びに第２ダイオードＤ２１及びＤ２２によって高電位側クランプ回路部並びに低電位側クランプ回路部がそれぞれ構成された発振回路１ａとしてもよい。これによっても、上記実施の形態に準じた効果を得ることができるようになる。

上記実施の形態（変形例を含む）では、先の図１に示すように、抵抗器Ｒ２を単一の拡散抵抗にて形成していたが、これに限らない。他に例えば、図１に対応する図として図５に示すように、複数（例えば「３個」）の拡散抵抗Ｒ２１〜Ｒ２３が並列接続された第２抵抗器を備える発振回路１ｂとしてもよい。これにより、例えばレーザトリム等によって複数の拡散抵抗Ｒ２１〜Ｒ２３のうちいくつかを切断することで、第２抵抗器の抵抗値を容易に調整することができるようになる。

上記実施の形態（変形例を含む）では、先の図１、図４及び図５に示すように、入力される信号の電圧レベルを閾値電圧レベルＶｔｈと比較しつつ、その比較結果に応じて異なる一定の電圧レベルにて信号を出力する比較回路部として、バッファ回路部Ｍ１を採用することで、発振回路１の体格の小型化を図っていたが、これに限らない。他に例えば、これら図に対応する図として図６に示すように、上記比較回路部としてコンパレータ回路部Ｍ１ａを採用した発振回路１ｃとしてもよい。この場合、コンパレータ回路部Ｍ１ａの非反転入力端子が比較回路部の入力端子に相当し、高電位側電源端子に直列接続された抵抗器Ｒａ及びＲｂによる駆動電源の分圧値が上記閾値電圧レベルＶｔｈとしてコンパレータ回路部Ｍ１ａの反転入力端子に入力される。これにより、抵抗器Ｒａ及びＲｂの抵抗値を調整するだけで、閾値電圧レベルＶｔｈを容易に設定することができるようになる。

上記実施の形態（変形例を含む）では、先の図１及び図２に示すように、発振回路１は、負の温度特性を有する第１ダイオードＤ１及び第２ダイオードＤ２によって高電位側クランプ回路部及び低電位側クランプ回路部がそれぞれ構成されていたが、これに限らない。他に例えば、図１及び図２に対応する図として図７及び図８にそれぞれ示すように、高電位側電源端子ＶＤＤ及び接続点Ｊ１に順方向接続され、正の温度特性を有する第１ツェナーダイオードＤｚ１によって高電位側クランプ回路部を構成するとともに、接続点Ｊ１及び接地端子ＧＮＤ間に逆方向接続され、正の温度特性を有する第２ツェナーダイオードＤｚ２によって低電位側クランプ回路部を構成する。そして、これら高電位側クランプ回路部及び低電位側クランプ回路部がそれぞれ有する正の温度特性並びに反転回路部Ｍ２が有する正の温度特性を相殺する負の温度特性を有する抵抗器Ｒ４を、反転回路部Ｍ２の出力端子及びコンデンサＣ間に介在させた発振回路２としてもよい。なお、負の温度特性を有する抵抗器は、例えばポリシリコン等を用いて形成することができる。

この場合、第１及び第２ツェナーダイオードＤｚ１及びＤｚ２は、図８（ａ）に示すように、各ツェナー電圧Ｖｚ１及びＶｚ２が温度上昇に伴って増大する正の温度特性を有する。そのため、発振回路２の温度が上昇すると、接続点Ｊ１における電圧レベルが高電位側にてクランプされるツェナー電圧（クランプ電圧）Ｖｚ１の大きさ及び低電位側にてクランプされるツェナー電圧（クランプ電圧）Ｖｚ２の大きさはそれぞれ大きくなる。すると、ツェナー電圧Ｖｚ１及びＶｚ２の振幅が大きくなるため、コンデンサＣの充放電期間は長くなってしまう。また、反転回路部Ｍ２、正確には、Ｐ型ＭＯＳトランジスタ素子及びＮ型ＭＯＳトランジスタ素子は、図８（ｂ）に示すように、各オン抵抗が温度上昇に伴って増大する正の温度特性を有する。そのため、反転回路部Ｍ２の温度が上昇すると、コンデンサＣの充放電期間は長くなってしまう。しかしながら、上記発振回路２では、抵抗器Ｒ４は、図８（ｃ）に示すように、第１ツェナーダイオードＤｚ１の正の温度特性及び第２ツェナーダイオードＤｚ２の正の温度特性並びに反転回路部Ｍ２の正の温度特性を相殺する負の温度特性を有する。したがって、発振回路２全体としての温度特性を相殺することができるようになり、当該発振回路２の温度が発振周波数に与える影響を低減することができるようになる。

上記実施の形態（変形例を含む）では、先の図１〜図８に示したように、発振回路１〜２は、互いに同一の温度特性を有する高電位側クランプ回路部及び低電位側クランプ回路部を有していたが、これに限らない。他に例えば、図９に示すように、接続点Ｊ１及び接地端子ＧＮＤ間に逆方向接続されたツェナーダイオードＤｚ３によって高電位側クランプ回路部及び低電位側クランプ回路部を構成する。そして、反転回路部Ｍ２が有する正の温度特性を相殺する負の温度特性を有する抵抗器Ｒ４を、反転回路部Ｍ２の出力端子及びコンデンサＣ間に介在させた発振回路３としてもよい。なお、負の温度特性を有する抵抗器は、例えばポリシリコン等を用いて形成することができる。

この場合、高電位側クランプ回路部及び低電位側クランプ回路部はそれぞれ相補的な温度特性を有することになるため、コンデンサＣの充放電期間は、これらクランプ回路部の温度特性には依存しなくなる。しかしながら、反転回路部Ｍ２、正確には、Ｐ型ＭＯＳトランジスタ素子及びＮ型ＭＯＳトランジスタ素子は正の温度特性を有するため、反転回路部Ｍ２の温度が上昇すると、コンデンサＣの充放電期間は長くなってしまう。その点、上記発振回路３では、抵抗器Ｒ４は、反転回路部Ｍ２の正の温度特性を相殺する負の温度特性を有する。これにより、発振回路３全体としての温度特性を相殺することができるようになる。したがって、当該発振回路３の温度が発振周波数に与える影響を低減することができるようになる。

また、こうした回路構成にも限らない。他に例えば、図９に対応する図として図１０に示すように、高電位側電源端子ＶＤＤ及び接続点Ｊ１間に逆方向接続されたツェナーダイオードＤｚ４によって高電位側クランプ回路部及び低電位側クランプ回路部を構成する。そして、反転回路部Ｍ２が有する正の温度特性を相殺する負の温度特性を有する抵抗器Ｒ４を、反転回路部Ｍ２の出力端子及びコンデンサＣ間に介在させた発振回路３ａとしてもよい。これによっても、上記発振回路３に準じた作用効果を得ることができるようになる。

以上、様々な変形例を示したが、要は、高電位側クランプ回路部が有する温度特性及び低電位側クランプ回路部が有する温度特性並びに反転回路部Ｍ２が有する温度特性を相殺する温度特性を有する抵抗器が、反転回路部Ｍ２の出力端子及びコンデンサＣ間に介在されていれば、所期の目的を達成することはできる。

本発明に係る発振回路の一実施の形態について、その全体構成を示す等価回路図。 同実施の形態について、（ａ）は、ダイオードの順方向電圧の温度特性を模式的に示すグラフ。（ｂ）は、反転回路部のオン抵抗の温度特性を模式的に示すグラフ。（ｃ）は、抵抗器の抵抗値の温度特性を模式的に示すグラフ。 同実施の形態について、（ａ）は接続点Ｊ１における電圧レベルの推移を示すタイミングチャート。（ｂ）は出力端子ＯＵＴにおける電圧レベルの推移を示すタイミングチャート。 同実施の形態の変形例について、その全体構成を示す等価回路図。 同実施の形態の他の変形例について、その全体構成を示す等価回路図。 同実施の形態のその他の変形例について、その全体構成を示す等価回路図。 同実施の形態のさらに他の変形例について、その全体構成を示す等価回路図。 図７の変形例について、（ａ）は、ツェナーダイオードのツェナー電圧の温度特性を模式的に示すグラフ。（ｂ）は、反転回路部のオン抵抗の温度特性を模式的に示すグラフ。（ｃ）は、抵抗器の抵抗値の温度特性を模式的に示すグラフ。 同実施の形態のさらにその他の変形例について、その全体構成を示す等価回路図。 同実施の形態のまたさらにその他の変形例について、その全体構成を示す等価回路図。 従来の発振回路の全体構成を示す等価回路図。 従来の発振回路について、（ａ）は接続点Ｊ１における電圧レベルの推移を示すタイミングチャート。（ｂ）〜（ｃ）は出力端子ＯＵＴにおける電圧レベルの推移を温度別にそれぞれ示すタイミングチャート。

符号の説明

１、１ａ〜１ｃ、２、３、３ａ、１００…発振回路、Ｍ１、Ｍ１０…バッファ回路部（比較回路部）、Ｍ１ａ…コンパレータ回路部（比較回路部）、Ｍ２、Ｍ２０…反転回路、Ｄ１〜Ｄ１２…ダイオード（高電位側クランプ回路部）、Ｄ２〜Ｄ２２…ダイオード（低電位側クランプ回路部）、Ｄｚ１…ツェナーダイオード（高電位側クランプ回路部）、Ｄｚ２…ツェナーダイオード（低電位側クランプ回路部）、Ｄｚ３、Ｄｚ４…ツェナーダイオード（高電位側クランプ回路部、低電位側クランプ回路部）、Ｃ…コンデンサ、Ｊ１〜Ｊ３…接続点、Ｒ１〜Ｒ４…抵抗器。

Claims (11)

1. 入力される信号の電圧レベルを閾値電圧レベルと比較しつつ、その比較結果に応じて異なる一定の電圧レベルにて信号を出力する比較回路部と、
   前記比較回路部の出力端子に接続されてこの比較回路部から出力される信号を取り込み、取り込んだ信号の電圧レベルを反転した電圧レベルにて信号を出力する反転回路部と、
   前記反転回路部の出力端子に一端が接続されるとともに前記比較回路部の入力端子に他端が接続される第１抵抗器と、
   前記比較回路部の入力端子及び出力端子間に接続されて充放電されるコンデンサと、
   前記比較回路部及び前記反転回路部にそれぞれ駆動電源を供給するための高電位側電源端子及び低電位側電源端子と、
   前記比較回路部の入力端子と前記高電位側電源端子との間に接続されて、前記比較回路部の入力端子における電圧レベルを高電位側にてクランプする高電位側クランプ回路部と、
   前記比較回路部の入力端子と前記低電位側電源端子との間に接続されて、前記比較回路部の入力端子における電圧レベルを低電位側にてクランプする低電位側クランプ回路部とを備え、前記比較回路部及び前記反転回路部による前記コンデンサの充放電に基づいて、前記反転回路部の出力端子における電圧レベルを所定の電圧レベル間で所定周波数にて発振させる発振回路であって、
   前記高電位側クランプ回路部が有する温度特性及び前記低電位側クランプ回路部が有する温度特性並びに前記反転回路部が有する温度特性を相殺する温度特性を有する第２抵抗器が、前記反転回路部の出力端子及び前記コンデンサ間に介在されていることを特徴とする発振回路。
2. 前記高電位側クランプ回路部及び前記低電位側クランプ回路部は、負の温度特性を有しており、
   第２抵抗器は、前記高電位側クランプ回路部及び前記低電位側クランプ回路部が有する負の温度特性並びに前記反転回路部が有する正の温度特性を相殺する温度特性を有することを特徴とする請求項１に記載の発振回路。
3. 前記高電位側クランプ回路部は、前記高電位側電源端子及び前記比較回路部の入力端子間に逆方向接続された第１ダイオードによって構成されているとともに、
   前記低電位側クランプ回路部は、前記比較回路部の入力端子及び前記低電位側電源端子間に逆方向接続された第２ダイオードによって構成されていることを特徴とする請求項２に記載の発振回路。
4. 前記高電位側クランプ回路部及び前記低電位側クランプ回路部は、正の温度特性を有しており、
   第２抵抗器は、前記高電位側クランプ回路部及び前記低電位側クランプ回路部が有する正の温度特性並びに前記反転回路部が有する正の温度特性を相殺する負の温度特性を有することを特徴とする請求項１に記載の発振回路。
5. 前記高電位側クランプ回路部は、前記高電位側電源端子及び前記比較回路部の入力端子間に順方向接続された第１ツェナーダイオードによって構成され、
   前記低電位側クランプ回路部は、前記比較回路部の入力端子及び前記低電位側電源端子間に逆方向接続された第２ツェナーダイオードによって構成されていることを特徴とする請求項４に記載の発振回路。
6. 前記高電位側クランプ回路部及び前記低電位側クランプ回路部は、互いに相補的な温度特性を有しており、
   第２抵抗器は、前記反転回路部が有する正の温度特性を相殺する負の温度特性を有することを特徴とする請求項１に記載の発振回路。
7. 前記高電位側クランプ回路部及び前記低電位側クランプ回路部は、前記比較回路部の入力端子及び前記低電位側電源端子間に逆方向接続された第３ツェナーダイオードによって構成されることを特徴とする請求項６に記載の発振回路。
8. 前記高電位側クランプ回路部及び前記低電位側クランプ回路部は、前記高電位側電源端子及び前記比較回路部の入力端子間に逆方向接続された第４ツェナーダイオードによって構成されることを特徴とする請求項６に記載の発振回路。
9. 第２抵抗器は、複数の拡散抵抗が並列接続されて構成されることを特徴とする請求項１〜８のいずれか一項に記載の発振回路。
10. 前記比較回路部は、バッファ回路部であることを特徴とする請求項１〜９のいずれか一項に記載の発振回路。
11. 前記比較回路部は、コンパレータ回路部であることを特徴とする請求項１〜９のいずれか一項に記載の発振回路。

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