JP2000166279A - 電流検出回路 - Google Patents
電流検出回路Info
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P7/00—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors
- H02P7/06—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors for regulating or controlling an individual dc dynamo-electric motor by varying field or armature current
- H02P7/18—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors for regulating or controlling an individual dc dynamo-electric motor by varying field or armature current by master control with auxiliary power
- H02P7/24—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors for regulating or controlling an individual dc dynamo-electric motor by varying field or armature current by master control with auxiliary power using discharge tubes or semiconductor devices
- H02P7/28—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors for regulating or controlling an individual dc dynamo-electric motor by varying field or armature current by master control with auxiliary power using discharge tubes or semiconductor devices using semiconductor devices
- H02P7/285—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors for regulating or controlling an individual dc dynamo-electric motor by varying field or armature current by master control with auxiliary power using discharge tubes or semiconductor devices using semiconductor devices controlling armature supply only
- H02P7/29—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors for regulating or controlling an individual dc dynamo-electric motor by varying field or armature current by master control with auxiliary power using discharge tubes or semiconductor devices using semiconductor devices controlling armature supply only using pulse modulation
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P7/00—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors
- H02P7/03—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors for controlling the direction of rotation of DC motors
- H02P7/04—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors for controlling the direction of rotation of DC motors by means of a H-bridge circuit
Abstract
(57)【要約】
【課題】 演算増幅器の入力オフセット電圧によって電
流を検出することができない不感帯領域をなくし、負荷
電流を精度よく検出すことができる電流検出回路を得
る。 【解決手段】 負荷電流ＩLが流れることによって生じ
るシャント抵抗１４の両端の電位差を増幅する演算増幅
器１１において、いずれか一方の入力端子に定電流回路
を接続することによって、演算増幅器１１の入力オフセ
ット電圧Ｖosをシフトさせるようにした。また、制御回
路４は、初期チェックモードとして、所定の電流値Ｉco
nstの負荷電流ＩLをモータＭに流し、このときの入力電
圧Ｖｍの値が負荷電流値Ｉconstであることを記憶し、
該記憶したデータを基にして入力電圧Ｖｍに対する負荷
電流値を算出するようにした。
流を検出することができない不感帯領域をなくし、負荷
電流を精度よく検出すことができる電流検出回路を得
る。 【解決手段】 負荷電流ＩLが流れることによって生じ
るシャント抵抗１４の両端の電位差を増幅する演算増幅
器１１において、いずれか一方の入力端子に定電流回路
を接続することによって、演算増幅器１１の入力オフセ
ット電圧Ｖosをシフトさせるようにした。また、制御回
路４は、初期チェックモードとして、所定の電流値Ｉco
nstの負荷電流ＩLをモータＭに流し、このときの入力電
圧Ｖｍの値が負荷電流値Ｉconstであることを記憶し、
該記憶したデータを基にして入力電圧Ｖｍに対する負荷
電流値を算出するようにした。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、負荷に流れる電流
を検出する電流検出回路に関し、特に電流検出が不可能
な不感帯領域をなくすことができる電流検出回路に関す
るものである。
を検出する電流検出回路に関し、特に電流検出が不可能
な不感帯領域をなくすことができる電流検出回路に関す
るものである。
【０００２】
【従来の技術】近年、自動車等に各種モータが使用さ
れ、該モータに流れる電流をモニタしながらＰＷＭ制御
を行ってモータを制御する場合が増えている。これに伴
って、モータに流れる電流を正確に検出してマイコン等
の制御回路に出力する必要がある。電流値をモニタする
方法としては、磁界の変化を電流に変換する方法や、シ
ャント抵抗と呼ばれる低抵抗の両端の電位差を電流値に
換算する方法がある。後者の場合、シャント抵抗に流れ
る電流を電圧に変換して電流値のモニタを行うが、その
際演算増幅器が使用される。
れ、該モータに流れる電流をモニタしながらＰＷＭ制御
を行ってモータを制御する場合が増えている。これに伴
って、モータに流れる電流を正確に検出してマイコン等
の制御回路に出力する必要がある。電流値をモニタする
方法としては、磁界の変化を電流に変換する方法や、シ
ャント抵抗と呼ばれる低抵抗の両端の電位差を電流値に
換算する方法がある。後者の場合、シャント抵抗に流れ
る電流を電圧に変換して電流値のモニタを行うが、その
際演算増幅器が使用される。
【０００３】図５は、モータに流れる電流値を検出する
電流検出回路の従来例を示した回路図であり、図５で
は、ＰＷＭ制御を行ってモータの制御を行うモータ制御
回路を例にして説明する。図５において、モータ制御回
路１００は、モータＭの駆動を行うＨブリッジと呼ばれ
る回路を形成するパワー素子（図５ではＭＯＳＦＥＴ使
用した場合を例にして示している。）１０１ａ〜１０１
ｄで構成されたドライバ回路１０１と、モータＭに流れ
る電流値を検出する電流検出回路１０２と、該電流検出
回路１０２で検出した電流値をもとにしてモータＭに所
定の電流が流れるようにドライバ回路１０１の各ＭＯＳ
ＦＥＴ１０１ａ〜１０１ｄに対してデューティ制御を行
うマイコン等で構成された制御回路１０３とで構成され
ている。
電流検出回路の従来例を示した回路図であり、図５で
は、ＰＷＭ制御を行ってモータの制御を行うモータ制御
回路を例にして説明する。図５において、モータ制御回
路１００は、モータＭの駆動を行うＨブリッジと呼ばれ
る回路を形成するパワー素子（図５ではＭＯＳＦＥＴ使
用した場合を例にして示している。）１０１ａ〜１０１
ｄで構成されたドライバ回路１０１と、モータＭに流れ
る電流値を検出する電流検出回路１０２と、該電流検出
回路１０２で検出した電流値をもとにしてモータＭに所
定の電流が流れるようにドライバ回路１０１の各ＭＯＳ
ＦＥＴ１０１ａ〜１０１ｄに対してデューティ制御を行
うマイコン等で構成された制御回路１０３とで構成され
ている。
【０００４】電流検出回路１０２において、モータＭに
流れる電流をシャント抵抗１１１で電圧に変換し、シャ
ント抵抗１１１の両端の電位差を、演算増幅器１１２、
ｎｐｎトランジスタ１１３及び抵抗１１４〜１１６で形
成した増幅回路で増幅すると共に、接地電位を基準とし
た電圧値Ｖａに変換し、該電圧Ｖａをバッファ１１７を
介して制御回路１０３に出力する。制御回路１０３は、
入力された電圧ＶａからモータＭに流れる電流が設定値
になるようにドライバ回路１０１のパワー素子に対して
デューティ制御を行う。例えば、制御回路１０３は、入
力された電圧Ｖｍから、モータＭに流れる電流が設定値
よりも小さい場合、ＭＯＳＦＥＴ１０１ａ〜１０１ｄに
対する制御信号のデューティを大きくして、モータＭに
流れる電流が設定値になるようにフィードバック制御を
行う。
流れる電流をシャント抵抗１１１で電圧に変換し、シャ
ント抵抗１１１の両端の電位差を、演算増幅器１１２、
ｎｐｎトランジスタ１１３及び抵抗１１４〜１１６で形
成した増幅回路で増幅すると共に、接地電位を基準とし
た電圧値Ｖａに変換し、該電圧Ｖａをバッファ１１７を
介して制御回路１０３に出力する。制御回路１０３は、
入力された電圧ＶａからモータＭに流れる電流が設定値
になるようにドライバ回路１０１のパワー素子に対して
デューティ制御を行う。例えば、制御回路１０３は、入
力された電圧Ｖｍから、モータＭに流れる電流が設定値
よりも小さい場合、ＭＯＳＦＥＴ１０１ａ〜１０１ｄに
対する制御信号のデューティを大きくして、モータＭに
流れる電流が設定値になるようにフィードバック制御を
行う。
【０００５】ここで、モータＭを回転させるためにＭＯ
ＳＦＥＴ１０１ａ及び１０１ｄをオンさせると、モータ
Ｍに流れる負荷電流ＩLは、電源端子Ｖｂ→シャント抵
抗１１１→ＭＯＳＦＥＴ１０１ａ→モータＭ→ＭＯＳＦ
ＥＴ１０１ｄ→接地のように流れる。このとき、抵抗１
１４の抵抗値をＲ114、抵抗１１５の抵抗値をＲ115、抵
抗１１６の抵抗値をＲ116とすると、シャント抵抗１１
１の両端の電位差は、演算増幅器１１２によってＲ116
／Ｒ114倍のゲインで、かつ接地電位を基準とした電位
Ｖａに変換され、該電圧Ｖａは、下記（Ａ）式のように
なる。
ＳＦＥＴ１０１ａ及び１０１ｄをオンさせると、モータ
Ｍに流れる負荷電流ＩLは、電源端子Ｖｂ→シャント抵
抗１１１→ＭＯＳＦＥＴ１０１ａ→モータＭ→ＭＯＳＦ
ＥＴ１０１ｄ→接地のように流れる。このとき、抵抗１
１４の抵抗値をＲ114、抵抗１１５の抵抗値をＲ115、抵
抗１１６の抵抗値をＲ116とすると、シャント抵抗１１
１の両端の電位差は、演算増幅器１１２によってＲ116
／Ｒ114倍のゲインで、かつ接地電位を基準とした電位
Ｖａに変換され、該電圧Ｖａは、下記（Ａ）式のように
なる。
【０００６】 Ｖａ＝ＩL×Ｒ111×Ｒ116／Ｒ114……………………………………（Ａ） なお、（Ａ）式において、Ｒ111はシャント抵抗１１１
の抵抗値を示している。例えば、Ｒ114＝Ｒ115＝５ｋ
Ω、Ｒ116＝１００ｋΩ、ＩL＝２０Ａ、Ｒ111＝５ｍΩ
とすると、上記（Ａ）式より、Ｖａ＝２Ｖとなる。この
ようにして得られた電圧Ｖａは、バッファ１１７を介し
て制御回路１０３へ出力される。
の抵抗値を示している。例えば、Ｒ114＝Ｒ115＝５ｋ
Ω、Ｒ116＝１００ｋΩ、ＩL＝２０Ａ、Ｒ111＝５ｍΩ
とすると、上記（Ａ）式より、Ｖａ＝２Ｖとなる。この
ようにして得られた電圧Ｖａは、バッファ１１７を介し
て制御回路１０３へ出力される。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】しかし、このような構
成では、演算増幅器１１２の入力オフセット電圧の値に
よっては、負荷電流ＩLが小さい場合、負荷電流ＩLを検
出することができない不感帯の領域があった。すなわ
ち、シャント抵抗１１１において、抵抗値が小さく両端
の電位差が小さいとき、演算増幅器１１２のオフセット
電圧の影響が大きくなり、モータＭに電流が流れている
にもかかわらず、該電流を検出することができないとい
う問題があった。例えば、演算増幅器１１２の入力オフ
セット電圧Ｖosが、反転入力に対する非反転入力の電位
差として、１０ｍＶであったとすると、シャント抵抗１
１１の両端に１０ｍＶ以上の電位差が発生しないと、演
算増幅器１１２は動作しない。
成では、演算増幅器１１２の入力オフセット電圧の値に
よっては、負荷電流ＩLが小さい場合、負荷電流ＩLを検
出することができない不感帯の領域があった。すなわ
ち、シャント抵抗１１１において、抵抗値が小さく両端
の電位差が小さいとき、演算増幅器１１２のオフセット
電圧の影響が大きくなり、モータＭに電流が流れている
にもかかわらず、該電流を検出することができないとい
う問題があった。例えば、演算増幅器１１２の入力オフ
セット電圧Ｖosが、反転入力に対する非反転入力の電位
差として、１０ｍＶであったとすると、シャント抵抗１
１１の両端に１０ｍＶ以上の電位差が発生しないと、演
算増幅器１１２は動作しない。
【０００８】シャント抵抗１１１の抵抗値Ｒ111が５ｍ
Ωの場合、負荷電流ＩLが２Ａのときにシャント抵抗１
１１の両端の電位差が１０ｍＶとなることから、負荷電
流ＩLが２Ａ以下では電圧Ｖａは０Ｖとなり、制御回路
１０３の入力電圧Ｖｍも０Ｖとなって負荷電流ＩLを検
出することができない。演算増幅器１１２の入力オフセ
ット電圧Ｖosによって、負荷電流ＩLと制御回路１０３
の入力電圧Ｖｍは図６で示すような特性となり、入力オ
フセット電圧Ｖosが０Ｖ〜１０ｍＶの範囲では負荷電流
ＩLを検出することができない不感帯領域が存在するこ
とになる。
Ωの場合、負荷電流ＩLが２Ａのときにシャント抵抗１
１１の両端の電位差が１０ｍＶとなることから、負荷電
流ＩLが２Ａ以下では電圧Ｖａは０Ｖとなり、制御回路
１０３の入力電圧Ｖｍも０Ｖとなって負荷電流ＩLを検
出することができない。演算増幅器１１２の入力オフセ
ット電圧Ｖosによって、負荷電流ＩLと制御回路１０３
の入力電圧Ｖｍは図６で示すような特性となり、入力オ
フセット電圧Ｖosが０Ｖ〜１０ｍＶの範囲では負荷電流
ＩLを検出することができない不感帯領域が存在するこ
とになる。
【０００９】本発明は、上記のような問題を解決するた
めになされたものであり、演算増幅器１１２の一方の入
力端子に定電流回路を接続して演算増幅器１１２の入力
オフセット電圧をシフトするようにしたことから、演算
増幅器の入力オフセット電圧によって電流を検出するこ
とができない不感帯領域をなくし、負荷電流を精度よく
検出すことができる電流検出回路を得ることを目的とす
る。
めになされたものであり、演算増幅器１１２の一方の入
力端子に定電流回路を接続して演算増幅器１１２の入力
オフセット電圧をシフトするようにしたことから、演算
増幅器の入力オフセット電圧によって電流を検出するこ
とができない不感帯領域をなくし、負荷電流を精度よく
検出すことができる電流検出回路を得ることを目的とす
る。
【００１０】なお、本発明と目的及び構成が異なるが、
特開平１０−１１７１１２号公報では、演算増幅器３の
非反転入力側３１が第１の基準電位Ｐ1に、演算増幅器
３の反転入力側３２が電流コピー回路８の定電流源を経
て第２の基準電位Ｐ2に接続されている回路が開示され
ている。同様に、特開平１０−５１２４６号公報では、
低電圧演算増幅器１０の電流シンク・トランジスタ１８
のベースが電流シンク１５に接続されてバイアスされて
おり、シンク制御回路１４およびソース制御回路２２を
通るＤＣループがトランジスタ１８，２４内でベース駆
動電流のバイアスを生成する回路が開示されている。
特開平１０−１１７１１２号公報では、演算増幅器３の
非反転入力側３１が第１の基準電位Ｐ1に、演算増幅器
３の反転入力側３２が電流コピー回路８の定電流源を経
て第２の基準電位Ｐ2に接続されている回路が開示され
ている。同様に、特開平１０−５１２４６号公報では、
低電圧演算増幅器１０の電流シンク・トランジスタ１８
のベースが電流シンク１５に接続されてバイアスされて
おり、シンク制御回路１４およびソース制御回路２２を
通るＤＣループがトランジスタ１８，２４内でベース駆
動電流のバイアスを生成する回路が開示されている。
【００１１】また、本発明と目的及び構成が異なるが、
特開平１０−４１７５９号公報では、電流ミラー回路を
形成するトランジスタ２６からオペアンプ１における電
力出力段６のトランジスタ１２および１３の各ベースに
バイアス電流ＩPが供給され、ＡＢ級にバイアスされた
状態でゲイン段５のトランジスタ１８によって零入力電
流が制御される回路が開示されている。
特開平１０−４１７５９号公報では、電流ミラー回路を
形成するトランジスタ２６からオペアンプ１における電
力出力段６のトランジスタ１２および１３の各ベースに
バイアス電流ＩPが供給され、ＡＢ級にバイアスされた
状態でゲイン段５のトランジスタ１８によって零入力電
流が制御される回路が開示されている。
【００１２】更に、本発明と目的及び構成が異なるが、
特開平１０−１２７０９１号公報では、モータを駆動す
る駆動トランジスタの電流を反映するミラー電流が検出
トランジスタに発生し、該検出トランジスタのミラー電
流に応じてそれぞれの駆動トランジスタに流れる電流の
振幅を制御する回路が開示されている。同様に、特開平
１０−９０３１２号公報では、ＦＥＴ出力デバイス１０
１のドレイン・ソース間電圧ＶDSの変化に関係なく、Ｆ
ＥＴ出力デバイス１０１に流れる電流信号Ｉdを表す出
力信号Ｉoutを出力１１０において与える電流検出回路
１００が開示されている。
特開平１０−１２７０９１号公報では、モータを駆動す
る駆動トランジスタの電流を反映するミラー電流が検出
トランジスタに発生し、該検出トランジスタのミラー電
流に応じてそれぞれの駆動トランジスタに流れる電流の
振幅を制御する回路が開示されている。同様に、特開平
１０−９０３１２号公報では、ＦＥＴ出力デバイス１０
１のドレイン・ソース間電圧ＶDSの変化に関係なく、Ｆ
ＥＴ出力デバイス１０１に流れる電流信号Ｉdを表す出
力信号Ｉoutを出力１１０において与える電流検出回路
１００が開示されている。
【００１３】
【課題を解決するための手段】この発明に係る電流検出
回路は、負荷に流れる電流を電圧に変換して検出する電
流検出回路において、負荷に流れる電流を電圧に変換す
る電圧変換回路部と、該電圧変換回路部で変換した電圧
を増幅する演算増幅器で構成された増幅回路部と、該演
算増幅器の一方の入力に接続された定電流回路からなる
定電流回路部と、増幅回路部で増幅された電圧から負荷
電流値を検出する電流値検出部とを備え、定電流回路部
が、増幅回路部の演算増幅器における入力オフセット電
圧をシフトさせるものである。
回路は、負荷に流れる電流を電圧に変換して検出する電
流検出回路において、負荷に流れる電流を電圧に変換す
る電圧変換回路部と、該電圧変換回路部で変換した電圧
を増幅する演算増幅器で構成された増幅回路部と、該演
算増幅器の一方の入力に接続された定電流回路からなる
定電流回路部と、増幅回路部で増幅された電圧から負荷
電流値を検出する電流値検出部とを備え、定電流回路部
が、増幅回路部の演算増幅器における入力オフセット電
圧をシフトさせるものである。
【００１４】また、この発明に係る電流検出回路は、請
求項１において、上記電圧変換回路部が、負荷電流が流
れる抵抗で形成され、増幅回路部の演算増幅器は、該抵
抗の両端の電位差を増幅するものである。
求項１において、上記電圧変換回路部が、負荷電流が流
れる抵抗で形成され、増幅回路部の演算増幅器は、該抵
抗の両端の電位差を増幅するものである。
【００１５】また、この発明に係る電流検出回路は、請
求項１又は請求項２のいずれかにおいて、上記定電流回
路部が、演算増幅器における一方の入力の電位を低下さ
せるものである。
求項１又は請求項２のいずれかにおいて、上記定電流回
路部が、演算増幅器における一方の入力の電位を低下さ
せるものである。
【００１６】また、この発明に係る電流検出回路は、請
求項１又は請求項２のいずれかにおいて、上記定電流回
路部が、演算増幅器における一方の入力の電位を上昇さ
せるものである。
求項１又は請求項２のいずれかにおいて、上記定電流回
路部が、演算増幅器における一方の入力の電位を上昇さ
せるものである。
【００１７】また、この発明に係る電流検出回路は、請
求項１から請求項４のいずれかにおいて、上記電流値検
出部が、所定の負荷電流値に対して増幅回路部から入力
される入力電圧をあらかじめ記憶し、該記憶した所定の
負荷電流値に対する入力電圧を基準にして、増幅回路部
からの入力電圧より負荷電流値を算出するものである。
求項１から請求項４のいずれかにおいて、上記電流値検
出部が、所定の負荷電流値に対して増幅回路部から入力
される入力電圧をあらかじめ記憶し、該記憶した所定の
負荷電流値に対する入力電圧を基準にして、増幅回路部
からの入力電圧より負荷電流値を算出するものである。
【００１８】
【発明の実施の形態】次に、図面に示す実施の形態に基
づいて、本発明を詳細に説明する。実施の形態１．図１
は、本発明の実施の形態１における電流検出回路の例を
示した回路図であり、図１では、ＰＷＭ制御を行ってモ
ータの制御を行うモータ制御回路を例にして示してい
る。
づいて、本発明を詳細に説明する。実施の形態１．図１
は、本発明の実施の形態１における電流検出回路の例を
示した回路図であり、図１では、ＰＷＭ制御を行ってモ
ータの制御を行うモータ制御回路を例にして示してい
る。
【００１９】図１において、モータ制御回路１は、モー
タＭの駆動を行うＨブリッジと呼ばれる回路を形成する
パワー素子、図１ではＭＯＳＦＥＴ２ａ〜２ｄで構成さ
れたドライバ回路２と、モータＭに流れる電流値を検出
する電流検出回路３と、該電流検出回路３で検出した電
流値をもとにしてモータＭに所定の電流が流れるように
ドライバ回路２の各ＭＯＳＦＥＴ２ａ〜２ｄに対してデ
ューティ制御を行うマイコン等で構成された制御回路４
とで構成されている。
タＭの駆動を行うＨブリッジと呼ばれる回路を形成する
パワー素子、図１ではＭＯＳＦＥＴ２ａ〜２ｄで構成さ
れたドライバ回路２と、モータＭに流れる電流値を検出
する電流検出回路３と、該電流検出回路３で検出した電
流値をもとにしてモータＭに所定の電流が流れるように
ドライバ回路２の各ＭＯＳＦＥＴ２ａ〜２ｄに対してデ
ューティ制御を行うマイコン等で構成された制御回路４
とで構成されている。
【００２０】ドライバ回路２において、ＭＯＳＦＥＴ２
ａ及び２ｂの各ドレインは接続されて電流検出回路３に
接続され、ＭＯＳＦＥＴ２ｃ及び２ｄの各ソースは接続
されて接地されている。ＭＯＳＦＥＴ２ａ〜２ｄの各ゲ
ートは、制御回路４に接続され、モータＭは、ＭＯＳＦ
ＥＴ２ａのソース及びＭＯＳＦＥＴ２ｃのドレインの接
続部と、ＭＯＳＦＥＴ２ｂのソース及びＭＯＳＦＥＴ２
ｄのドレインの接続部との間に接続されている。
ａ及び２ｂの各ドレインは接続されて電流検出回路３に
接続され、ＭＯＳＦＥＴ２ｃ及び２ｄの各ソースは接続
されて接地されている。ＭＯＳＦＥＴ２ａ〜２ｄの各ゲ
ートは、制御回路４に接続され、モータＭは、ＭＯＳＦ
ＥＴ２ａのソース及びＭＯＳＦＥＴ２ｃのドレインの接
続部と、ＭＯＳＦＥＴ２ｂのソース及びＭＯＳＦＥＴ２
ｄのドレインの接続部との間に接続されている。
【００２１】電流検出回路３は、演算増幅器１１、バッ
ファ１２、ｎｐｎトランジスタ１３、抵抗１４〜１７及
び定電流回路１８で形成されており、抵抗１４はシャン
ト抵抗をなしている。シャント抵抗１４は、電源電圧Ｖ
ｂが印加される電源端子２０と、ＭＯＳＦＥＴ２ａ及び
２ｂの各ドレインの接続部との間に接続され、モータＭ
を駆動するための負荷電流ＩLは、電源端子２０からシ
ャント抵抗１４を介してドライバ回路２に供給される。
演算増幅器１１において、非反転入力は、抵抗１５を介
して電源端子２０に接続されたシャント抵抗１４の一方
の端子に接続され、反転入力は、抵抗１６を介してシャ
ント抵抗１４の他方の端子に接続されている。
ファ１２、ｎｐｎトランジスタ１３、抵抗１４〜１７及
び定電流回路１８で形成されており、抵抗１４はシャン
ト抵抗をなしている。シャント抵抗１４は、電源電圧Ｖ
ｂが印加される電源端子２０と、ＭＯＳＦＥＴ２ａ及び
２ｂの各ドレインの接続部との間に接続され、モータＭ
を駆動するための負荷電流ＩLは、電源端子２０からシ
ャント抵抗１４を介してドライバ回路２に供給される。
演算増幅器１１において、非反転入力は、抵抗１５を介
して電源端子２０に接続されたシャント抵抗１４の一方
の端子に接続され、反転入力は、抵抗１６を介してシャ
ント抵抗１４の他方の端子に接続されている。
【００２２】演算増幅器１１の出力は、ｎｐｎトランジ
スタ１３のベースに接続されており、ｎｐｎトランジス
タ１３のコレクタは、演算増幅器１１の非反転入力に接
続されている。ｎｐｎトランジスタ１３のエミッタは、
抵抗１７を介して接地されると共にバッファ１２の入力
に接続され、バッファ１２の出力は制御回路４に接続さ
れている。
スタ１３のベースに接続されており、ｎｐｎトランジス
タ１３のコレクタは、演算増幅器１１の非反転入力に接
続されている。ｎｐｎトランジスタ１３のエミッタは、
抵抗１７を介して接地されると共にバッファ１２の入力
に接続され、バッファ１２の出力は制御回路４に接続さ
れている。
【００２３】更に、演算増幅器１１の反転入力には定電
流回路１８が接続されており、定電流回路１８は、定電
流源２１及びｎｐｎトランジスタ２２，２３で形成さ
れ、ｎｐｎトランジスタ２２及び２３はカレントミラー
回路を形成している。定電流回路１８において、ｎｐｎ
トランジスタ２２及び２３の各ベースは接続され、各エ
ミッタは接地されており、ｎｐｎトランジスタ２３のコ
レクタは演算増幅器１１の反転入力に接続されている。
また、ｎｐｎトランジスタ２２のベースとコレクタは接
続され、該接続部と電源電圧Ｖccが印加される電源端子
２５との間に定電流源２１が接続されている。
流回路１８が接続されており、定電流回路１８は、定電
流源２１及びｎｐｎトランジスタ２２，２３で形成さ
れ、ｎｐｎトランジスタ２２及び２３はカレントミラー
回路を形成している。定電流回路１８において、ｎｐｎ
トランジスタ２２及び２３の各ベースは接続され、各エ
ミッタは接地されており、ｎｐｎトランジスタ２３のコ
レクタは演算増幅器１１の反転入力に接続されている。
また、ｎｐｎトランジスタ２２のベースとコレクタは接
続され、該接続部と電源電圧Ｖccが印加される電源端子
２５との間に定電流源２１が接続されている。
【００２４】このような構成において、電流検出回路３
は、モータＭに流れる負荷電流ＩＬをシャント抵抗１４
で電圧に変換し、シャント抵抗１４の両端の電位差を、
演算増幅器１１、ｎｐｎトランジスタ１３及び抵抗１５
〜１７で形成した増幅回路で増幅すると共に、接地電位
を基準とした電圧Ｖａに変換する。該電圧Ｖａは、バッ
ファ１２を介して入力電圧Ｖｍとなって制御回路４に入
力される。バッファ１２は、抵抗１７が高インピーダン
スであるため、制御回路４に入力される電圧Ｖｍに対し
て誤差が生じないようにする働きがあり、ゲインは１で
ある。
は、モータＭに流れる負荷電流ＩＬをシャント抵抗１４
で電圧に変換し、シャント抵抗１４の両端の電位差を、
演算増幅器１１、ｎｐｎトランジスタ１３及び抵抗１５
〜１７で形成した増幅回路で増幅すると共に、接地電位
を基準とした電圧Ｖａに変換する。該電圧Ｖａは、バッ
ファ１２を介して入力電圧Ｖｍとなって制御回路４に入
力される。バッファ１２は、抵抗１７が高インピーダン
スであるため、制御回路４に入力される電圧Ｖｍに対し
て誤差が生じないようにする働きがあり、ゲインは１で
ある。
【００２５】例えば、モータＭを回転させるためにＭＯ
ＳＦＥＴ２ａ及び２ｄをオンさせると、モータＭに流れ
る負荷電流ＩＬは、電源端子２０→シャント抵抗１４→
ＭＯＳＦＥＴ２ａ→モータＭ→ＭＯＳＦＥＴ２ｄ→接地
のように流れ、該負荷電流ＩLの値を示す電圧Ｖｍが制
御回路４に入力される。制御回路４は、入力された電圧
ＶｍからモータＭに流れる電流が設定された値になるよ
うにドライバ回路２の各ＭＯＳＦＥＴ２ａ〜２ｄに対し
てデューティ制御を行う。
ＳＦＥＴ２ａ及び２ｄをオンさせると、モータＭに流れ
る負荷電流ＩＬは、電源端子２０→シャント抵抗１４→
ＭＯＳＦＥＴ２ａ→モータＭ→ＭＯＳＦＥＴ２ｄ→接地
のように流れ、該負荷電流ＩLの値を示す電圧Ｖｍが制
御回路４に入力される。制御回路４は、入力された電圧
ＶｍからモータＭに流れる電流が設定された値になるよ
うにドライバ回路２の各ＭＯＳＦＥＴ２ａ〜２ｄに対し
てデューティ制御を行う。
【００２６】このように、制御回路４は、ＭＯＳＦＥＴ
２ａ及び２ｄが共にオンするか又はＭＯＳＦＥＴ２ｂ及
び２ｃが共にオンするようにデューティ制御を行う。具
体的には、制御回路４は、入力された電圧Ｖｍから、モ
ータＭに流れる電流が設定値よりも小さい場合、ＭＯＳ
ＦＥＴ２ａ〜２ｄに対する制御信号のデューティを大き
くして、モータＭに流れる電流が設定値になるようにフ
ィードバック制御を行う。
２ａ及び２ｄが共にオンするか又はＭＯＳＦＥＴ２ｂ及
び２ｃが共にオンするようにデューティ制御を行う。具
体的には、制御回路４は、入力された電圧Ｖｍから、モ
ータＭに流れる電流が設定値よりも小さい場合、ＭＯＳ
ＦＥＴ２ａ〜２ｄに対する制御信号のデューティを大き
くして、モータＭに流れる電流が設定値になるようにフ
ィードバック制御を行う。
【００２７】一方、定電流回路１８において、ｎｐｎト
ランジスタ２２及び２３は、各エミッタサイズが同じで
あって特性が同じであり、定電流源２１から供給される
定電流Ｉc1と同じ電流がｎｐｎトランジスタ２３のコレ
クタに流れる。このことから、例えば、定電流Ｉc1が２
μＡに設定され、抵抗１６の抵抗値Ｒ16が５ｋΩの場
合、演算増幅器１１の反転入力の電位は、電源電圧Ｖｂ
に対して、Ｉc1×Ｒ16＝１０ｍＶの電圧降下が生じる。
ランジスタ２２及び２３は、各エミッタサイズが同じで
あって特性が同じであり、定電流源２１から供給される
定電流Ｉc1と同じ電流がｎｐｎトランジスタ２３のコレ
クタに流れる。このことから、例えば、定電流Ｉc1が２
μＡに設定され、抵抗１６の抵抗値Ｒ16が５ｋΩの場
合、演算増幅器１１の反転入力の電位は、電源電圧Ｖｂ
に対して、Ｉc1×Ｒ16＝１０ｍＶの電圧降下が生じる。
【００２８】仮に、演算増幅器１１の入力オフセット電
圧Ｖos＝０Ｖであるならば、演算増幅器１１は、非反転
入力の電位が反転入力の電位と同じになるように動作す
る。このことから、負荷電流ＩL＝０Ａのときでも制御
回路４の入力電圧Ｖｍは、下記（１）式のようになる。 Ｖｍ＝Ｉc1×Ｒ16／Ｒ15×Ｒ17…………………………………………（１） なお、（１）式において、Ｒ15は抵抗１５の抵抗値、Ｒ
17は抵抗１７の抵抗値を示している。例えば、Ｒ15及び
Ｒ16が５ｋΩ、Ｒ17が１００ｋΩ、Ｉc1が２μＡである
とすると、入力電圧Ｖｍは２００ｍＶとなる。
圧Ｖos＝０Ｖであるならば、演算増幅器１１は、非反転
入力の電位が反転入力の電位と同じになるように動作す
る。このことから、負荷電流ＩL＝０Ａのときでも制御
回路４の入力電圧Ｖｍは、下記（１）式のようになる。 Ｖｍ＝Ｉc1×Ｒ16／Ｒ15×Ｒ17…………………………………………（１） なお、（１）式において、Ｒ15は抵抗１５の抵抗値、Ｒ
17は抵抗１７の抵抗値を示している。例えば、Ｒ15及び
Ｒ16が５ｋΩ、Ｒ17が１００ｋΩ、Ｉc1が２μＡである
とすると、入力電圧Ｖｍは２００ｍＶとなる。
【００２９】次に、演算増幅器１１において、反転入力
から見た非反転入力との電圧差を考えた場合の演算増幅
器１１における入力オフセット電圧Ｖosが＋１０ｍＶで
あるとする。一方、定電流回路１８によってもたらされ
る抵抗１６の電圧降下によって、演算増幅器１１の反転
入力の電位が１０ｍＶ低下することから、演算増幅器１
１の入力オフセット電圧Ｖosはキャンセルされる。この
ため、負荷電流ＩL＝０Ａのとき、入力電圧Ｖｍは０Ｖ
となる。
から見た非反転入力との電圧差を考えた場合の演算増幅
器１１における入力オフセット電圧Ｖosが＋１０ｍＶで
あるとする。一方、定電流回路１８によってもたらされ
る抵抗１６の電圧降下によって、演算増幅器１１の反転
入力の電位が１０ｍＶ低下することから、演算増幅器１
１の入力オフセット電圧Ｖosはキャンセルされる。この
ため、負荷電流ＩL＝０Ａのとき、入力電圧Ｖｍは０Ｖ
となる。
【００３０】図２は、図１の電流検出回路３における負
荷電流ＩLと入力電圧Ｖｍとの関係例を示した図であ
り、図２では、入力オフセット電圧Ｖosは、反転入力か
ら見た非反転入力との電圧差を考えた場合を示してい
る。図２において、演算増幅器１１の入力オフセット電
圧Ｖosが＋１０ｍＶの場合、負荷電流ＩLが０Ａのとき
入力電圧Ｖｍは０Ａであり、負荷電流ＩLが０Ａを超え
た場合においても、入力オフセット電圧Ｖosの＋１０ｍ
Ｖは定電流回路１８によってキャンセルされているた
め、入力電圧Ｖｍは、負荷電流ＩLが０Ａのときとの差
に応じた電圧値となることが分かる。
荷電流ＩLと入力電圧Ｖｍとの関係例を示した図であ
り、図２では、入力オフセット電圧Ｖosは、反転入力か
ら見た非反転入力との電圧差を考えた場合を示してい
る。図２において、演算増幅器１１の入力オフセット電
圧Ｖosが＋１０ｍＶの場合、負荷電流ＩLが０Ａのとき
入力電圧Ｖｍは０Ａであり、負荷電流ＩLが０Ａを超え
た場合においても、入力オフセット電圧Ｖosの＋１０ｍ
Ｖは定電流回路１８によってキャンセルされているた
め、入力電圧Ｖｍは、負荷電流ＩLが０Ａのときとの差
に応じた電圧値となることが分かる。
【００３１】次に、制御回路４の動作例についてもう少
し詳細に説明する。電圧変換回路３では、図２から分か
るように、負荷電流ＩLに対する不感帯領域をなくすこ
とはできるが、演算増幅器１１の入力オフセット電圧Ｖ
osのばらつきをなくすことはできない。そこで、制御回
路４は、所定の負荷電流ＩLを流し、そのときの入力電
圧Ｖｍと負荷電流ＩLの値を記憶し、該記憶した値を基
にして入力電圧Ｖｍに対する負荷電流値を算出するよう
にする。
し詳細に説明する。電圧変換回路３では、図２から分か
るように、負荷電流ＩLに対する不感帯領域をなくすこ
とはできるが、演算増幅器１１の入力オフセット電圧Ｖ
osのばらつきをなくすことはできない。そこで、制御回
路４は、所定の負荷電流ＩLを流し、そのときの入力電
圧Ｖｍと負荷電流ＩLの値を記憶し、該記憶した値を基
にして入力電圧Ｖｍに対する負荷電流値を算出するよう
にする。
【００３２】制御回路４に入力される入力電圧Ｖｍは、
下記（２）式で示すことができる。 Ｖｍ＝{Ｒ14×ＩL−(Ｖos−Ｉc1×Ｒ16)}×Ｒ17／Ｒ15 ＝(Ｒ17×Ｒ14／Ｒ15)×ＩL−(Ｒ17／Ｒ15)×(Ｖos−Ｉc1×Ｒ16)……… ………………………（２） なお、（２）式において、Ｒ14はシャント抵抗１４の抵
抗値を示している。
下記（２）式で示すことができる。 Ｖｍ＝{Ｒ14×ＩL−(Ｖos−Ｉc1×Ｒ16)}×Ｒ17／Ｒ15 ＝(Ｒ17×Ｒ14／Ｒ15)×ＩL−(Ｒ17／Ｒ15)×(Ｖos−Ｉc1×Ｒ16)……… ………………………（２） なお、（２）式において、Ｒ14はシャント抵抗１４の抵
抗値を示している。
【００３３】（２）式より、ＩL−Ｖｍ特性において、
傾きはＲ17×Ｒ14／Ｒ15で固定されており、切片は入力
オフセット電圧Ｖosによって変わることが分かる。この
ため、所定の負荷電流ＩLを流し、このときの入力電圧
Ｖｍの値からＩL−Ｖｍ特性が判明する。このようなこ
とから、制御回路４は、初期チェックモードとして、所
定値Ｉconst（例えばＩconstは０Ａ〜数Ａの範囲の値）
の負荷電流ＩLがモータＭに流れるようにドライバ回路
２の各ＭＯＳＦＥＴ２ａ〜２ｄを制御し、このときの入
力電圧Ｖｍを内蔵するフラッシュメモリ等の記憶手段
（図示せず）に記憶させる。入力電圧Ｖｍと負荷電流Ｉ
Lは上記（２）式の傾きに比例することから、制御回路
４は、記憶した入力電圧Ｖｍが負荷電流ＩL＝Ｉconstで
あると認識し、これを基準として入力電圧Ｖｍに対する
負荷電流ＩLの値を演算する。
傾きはＲ17×Ｒ14／Ｒ15で固定されており、切片は入力
オフセット電圧Ｖosによって変わることが分かる。この
ため、所定の負荷電流ＩLを流し、このときの入力電圧
Ｖｍの値からＩL−Ｖｍ特性が判明する。このようなこ
とから、制御回路４は、初期チェックモードとして、所
定値Ｉconst（例えばＩconstは０Ａ〜数Ａの範囲の値）
の負荷電流ＩLがモータＭに流れるようにドライバ回路
２の各ＭＯＳＦＥＴ２ａ〜２ｄを制御し、このときの入
力電圧Ｖｍを内蔵するフラッシュメモリ等の記憶手段
（図示せず）に記憶させる。入力電圧Ｖｍと負荷電流Ｉ
Lは上記（２）式の傾きに比例することから、制御回路
４は、記憶した入力電圧Ｖｍが負荷電流ＩL＝Ｉconstで
あると認識し、これを基準として入力電圧Ｖｍに対する
負荷電流ＩLの値を演算する。
【００３４】図３は、制御回路４の動作例を示したフロ
ーチャートであり、図３において、制御回路４は、まず
最初にステップＳ１で、あらかじめ設定された所定の電
流値Ｉconstの負荷電流ＩLが流れるように、ドライバ回
路２の各ＭＯＳＦＥＴ２ａ〜２ｄに制御信号を出力す
る。次に、ステップＳ２で、制御回路４は、Ｉconstの
負荷電流が流れた際の入力電圧ＶｍがＩconstの負荷電
流であると上記記憶手段に記憶する。このようにして、
制御回路４による初期チェックモードが完了する。
ーチャートであり、図３において、制御回路４は、まず
最初にステップＳ１で、あらかじめ設定された所定の電
流値Ｉconstの負荷電流ＩLが流れるように、ドライバ回
路２の各ＭＯＳＦＥＴ２ａ〜２ｄに制御信号を出力す
る。次に、ステップＳ２で、制御回路４は、Ｉconstの
負荷電流が流れた際の入力電圧ＶｍがＩconstの負荷電
流であると上記記憶手段に記憶する。このようにして、
制御回路４による初期チェックモードが完了する。
【００３５】次に、ステップＳ３で、制御回路４は、入
力電圧Ｖｍを読み込み、記憶手段に記憶したデータを基
にして入力電圧Ｖｍに対する負荷電流ＩLの値を算出
し、ステップＳ４で、算出した負荷電流ＩLが所望の電
流値になるようにドライバ回路２の各ＭＯＳＦＥＴ２ａ
〜２ｄに対してデューティ制御を行った後、ステップＳ
３に戻る。このようにして、制御回路４は、モータＭに
流れる電流の制御を行う。
力電圧Ｖｍを読み込み、記憶手段に記憶したデータを基
にして入力電圧Ｖｍに対する負荷電流ＩLの値を算出
し、ステップＳ４で、算出した負荷電流ＩLが所望の電
流値になるようにドライバ回路２の各ＭＯＳＦＥＴ２ａ
〜２ｄに対してデューティ制御を行った後、ステップＳ
３に戻る。このようにして、制御回路４は、モータＭに
流れる電流の制御を行う。
【００３６】次に、図４は、本発明の実施の形態１にお
ける電流検出回路の他の例を示した回路図であり、演算
増幅器１１の非反転入力に定電流回路を接続した場合を
示している。図４においても、ＰＷＭ制御を行ってモー
タの制御を行うモータ制御回路を例にして示している。
なお、図４では、図１と同じものは同じ符号で示してお
り、ここではその説明を省略すると共に図１との相違点
のみ説明する。図４における図１との相違点は、図１の
定電流回路１８の代わりに演算増幅器１１の非反転入力
に定電流回路３１を接続したことにあり、これに伴っ
て、図１の電流検出回路３を電流検出回路３３とし、図
１のモータ制御回路１をモータ制御回路３０としたこと
にある。
ける電流検出回路の他の例を示した回路図であり、演算
増幅器１１の非反転入力に定電流回路を接続した場合を
示している。図４においても、ＰＷＭ制御を行ってモー
タの制御を行うモータ制御回路を例にして示している。
なお、図４では、図１と同じものは同じ符号で示してお
り、ここではその説明を省略すると共に図１との相違点
のみ説明する。図４における図１との相違点は、図１の
定電流回路１８の代わりに演算増幅器１１の非反転入力
に定電流回路３１を接続したことにあり、これに伴っ
て、図１の電流検出回路３を電流検出回路３３とし、図
１のモータ制御回路１をモータ制御回路３０としたこと
にある。
【００３７】図４において、モータ制御回路３０は、ド
ライバ回路２と、モータＭに流れる電流値を検出する電
流検出回路３３と、該電流検出回路３３で検出した電流
値をもとにしてモータＭに所定の電流が流れるようにド
ライバ回路２の各ＭＯＳＦＥＴ２ａ〜２ｄに対してデュ
ーティ制御を行う制御回路４とで構成されている。
ライバ回路２と、モータＭに流れる電流値を検出する電
流検出回路３３と、該電流検出回路３３で検出した電流
値をもとにしてモータＭに所定の電流が流れるようにド
ライバ回路２の各ＭＯＳＦＥＴ２ａ〜２ｄに対してデュ
ーティ制御を行う制御回路４とで構成されている。
【００３８】電流検出回路３３は、演算増幅器１１、バ
ッファ１２、ｎｐｎトランジスタ１３、抵抗１４〜１７
及び定電流回路３１で形成されている。演算増幅器１１
の非反転入力には定電流回路３１が接続されており、定
電流回路３１は、定電流源４１及びｐｎｐトランジスタ
４２，４３で形成され、ｐｎｐトランジスタ４２及び４
３はカレントミラー回路を形成している。定電流回路３
１において、ｐｎｐトランジスタ４２及び４３の各ベー
スは接続され、各エミッタは昇圧電源電圧Ｖｐが印加さ
れる昇圧電源端子４５に接続されている。
ッファ１２、ｎｐｎトランジスタ１３、抵抗１４〜１７
及び定電流回路３１で形成されている。演算増幅器１１
の非反転入力には定電流回路３１が接続されており、定
電流回路３１は、定電流源４１及びｐｎｐトランジスタ
４２，４３で形成され、ｐｎｐトランジスタ４２及び４
３はカレントミラー回路を形成している。定電流回路３
１において、ｐｎｐトランジスタ４２及び４３の各ベー
スは接続され、各エミッタは昇圧電源電圧Ｖｐが印加さ
れる昇圧電源端子４５に接続されている。
【００３９】また、ｐｎｐトランジスタ４３のコレクタ
は演算増幅器１１の非反転入力に接続され、ｐｎｐトラ
ンジスタ４２のベースとコレクタは接続されて、該接続
部と接地との間に定電流源４１が接続されている。定電
流回路３１の電源として昇圧電源を用いる理由は、定電
流源４１に０.数Ｖ程度、バイアスする必要があるため
であり、定電流源３１の電源として、電源電圧Ｖｂより
高い電圧の昇圧電源を用いた方がよい。
は演算増幅器１１の非反転入力に接続され、ｐｎｐトラ
ンジスタ４２のベースとコレクタは接続されて、該接続
部と接地との間に定電流源４１が接続されている。定電
流回路３１の電源として昇圧電源を用いる理由は、定電
流源４１に０.数Ｖ程度、バイアスする必要があるため
であり、定電流源３１の電源として、電源電圧Ｖｂより
高い電圧の昇圧電源を用いた方がよい。
【００４０】このような構成において、定電流回路３１
におけるｐｎｐトランジスタ４２及び４３は、各エミッ
タサイズが同じであって特性が同じであり、定電流源４
１による定電流Ｉc1と同じ電流がｐｎｐトランジスタ４
３のコレクタから流れる。このことから、抵抗１５に流
れる電流は定電流Ｉc1だけ減少する。例えば、定電流Ｉ
c1が２μＡに設定され、抵抗１５の抵抗値Ｒ15が５ｋΩ
の場合、演算増幅器１１の非反転入力の電位は、電源電
圧Ｖｂに対して、電圧降下がＩc1×Ｒ15＝１０ｍＶだけ
減少する。このため、演算増幅器１１において、反転入
力から見た非反転入力との電位差を考えた場合の入力オ
フセット電圧Ｖosが＋１０ｍＶであるとすると、入力オ
フセット電圧Ｖosが定電流回路３１によってキャンセル
され、図１の場合と同様の効果を得ることができる。
におけるｐｎｐトランジスタ４２及び４３は、各エミッ
タサイズが同じであって特性が同じであり、定電流源４
１による定電流Ｉc1と同じ電流がｐｎｐトランジスタ４
３のコレクタから流れる。このことから、抵抗１５に流
れる電流は定電流Ｉc1だけ減少する。例えば、定電流Ｉ
c1が２μＡに設定され、抵抗１５の抵抗値Ｒ15が５ｋΩ
の場合、演算増幅器１１の非反転入力の電位は、電源電
圧Ｖｂに対して、電圧降下がＩc1×Ｒ15＝１０ｍＶだけ
減少する。このため、演算増幅器１１において、反転入
力から見た非反転入力との電位差を考えた場合の入力オ
フセット電圧Ｖosが＋１０ｍＶであるとすると、入力オ
フセット電圧Ｖosが定電流回路３１によってキャンセル
され、図１の場合と同様の効果を得ることができる。
【００４１】このように、本発明の実施の形態１におけ
る電流検出回路は、負荷電流ＩLが流れることによって
生じるシャント抵抗１４の両端の電位差を増幅する演算
増幅器１１において、いずれか一方の入力端子に定電流
回路を接続することによって、演算増幅器１１の入力オ
フセット電圧Ｖosをシフトさせるようにした。このこと
から、演算増幅器における入力オフセット電圧によって
発生する、負荷電流を検出することができない不感帯領
域をなくすことができる。
る電流検出回路は、負荷電流ＩLが流れることによって
生じるシャント抵抗１４の両端の電位差を増幅する演算
増幅器１１において、いずれか一方の入力端子に定電流
回路を接続することによって、演算増幅器１１の入力オ
フセット電圧Ｖosをシフトさせるようにした。このこと
から、演算増幅器における入力オフセット電圧によって
発生する、負荷電流を検出することができない不感帯領
域をなくすことができる。
【００４２】更に、制御回路４は、初期チェックモード
として、所定の電流値Ｉconstの負荷電流ＩLをモータＭ
に流し、このときの入力電圧Ｖｍの値が負荷電流値Ｉco
nstであることを記憶し、該記憶したデータを基にして
入力電圧Ｖｍに対する負荷電流値を算出するようにし
た。このことから、負荷電流値の検出精度を向上させる
ことができる。
として、所定の電流値Ｉconstの負荷電流ＩLをモータＭ
に流し、このときの入力電圧Ｖｍの値が負荷電流値Ｉco
nstであることを記憶し、該記憶したデータを基にして
入力電圧Ｖｍに対する負荷電流値を算出するようにし
た。このことから、負荷電流値の検出精度を向上させる
ことができる。
【００４３】なお、演算増幅器１１の電源と制御回路４
及びバッファ１２の電源は同じにする必要がなく、例え
ば、自動車に使用する場合、電源電圧ＶｂはＤＣ１２Ｖ
系であり、演算増幅器１１は電源電圧Ｖｂで駆動させる
が、制御回路４及びバッファ１２はＤＣ５Ｖ系の電源で
駆動させてもよい。この場合、実施の形態１では、バッ
ファ１２のゲインを１としたが、バッファ１２のゲイン
を大きくし、該大きくした分だけ演算増幅器１１のゲイ
ンを小さくすることによって負荷電流ＩLの検出精度を
向上させることができる。このことは、演算増幅器１１
の入力オフセット電圧Ｖosが電源電圧に依存するためで
あり、演算増幅器１１のゲインを小さくし、バッファ１
２のゲインを大きくしてトータルのゲインを同じにする
ことで、電流検出精度を向上させることができる。
及びバッファ１２の電源は同じにする必要がなく、例え
ば、自動車に使用する場合、電源電圧ＶｂはＤＣ１２Ｖ
系であり、演算増幅器１１は電源電圧Ｖｂで駆動させる
が、制御回路４及びバッファ１２はＤＣ５Ｖ系の電源で
駆動させてもよい。この場合、実施の形態１では、バッ
ファ１２のゲインを１としたが、バッファ１２のゲイン
を大きくし、該大きくした分だけ演算増幅器１１のゲイ
ンを小さくすることによって負荷電流ＩLの検出精度を
向上させることができる。このことは、演算増幅器１１
の入力オフセット電圧Ｖosが電源電圧に依存するためで
あり、演算増幅器１１のゲインを小さくし、バッファ１
２のゲインを大きくしてトータルのゲインを同じにする
ことで、電流検出精度を向上させることができる。
【００４４】また、実施の形態１では、演算増幅器１１
の入力オフセット電圧Ｖosを演算増幅器１１の外部で調
整するようにしたが、図１及び図３の回路を、顧客特定
のカスタムＩＣで形成する場合、演算増幅器１１の入力
オフセット電圧Ｖosを製造時から意図的に反転入力側に
のみ生じるように設計することで上記実施の形態１の場
合と同様の効果を得ることができる。
の入力オフセット電圧Ｖosを演算増幅器１１の外部で調
整するようにしたが、図１及び図３の回路を、顧客特定
のカスタムＩＣで形成する場合、演算増幅器１１の入力
オフセット電圧Ｖosを製造時から意図的に反転入力側に
のみ生じるように設計することで上記実施の形態１の場
合と同様の効果を得ることができる。
【００４５】
【発明の効果】請求項１に係る電流検出回路は、増幅回
路部における演算増幅器の一方の入力に定電流回路を接
続して、演算増幅器の入力オフセット電圧をシフトさせ
るようにした。このことから、演算増幅器における入力
オフセット電圧によって発生する、負荷電流を検出する
ことができない不感帯領域をなくすことができる。
路部における演算増幅器の一方の入力に定電流回路を接
続して、演算増幅器の入力オフセット電圧をシフトさせ
るようにした。このことから、演算増幅器における入力
オフセット電圧によって発生する、負荷電流を検出する
ことができない不感帯領域をなくすことができる。
【００４６】請求項２に係る電流検出回路は、請求項１
において、具体的には、負荷電流が流れることによって
生じる抵抗の両端の電位差を増幅する演算増幅器におい
て、いずれか一方の入力端子に定電流回路を接続するこ
とによって、演算増幅器の入力オフセット電圧をシフト
させるようにした。このことから、演算増幅器の入力オ
フセット電圧によって発生する、負荷電流を検出するこ
とができない不感帯領域をなくすことができる。
において、具体的には、負荷電流が流れることによって
生じる抵抗の両端の電位差を増幅する演算増幅器におい
て、いずれか一方の入力端子に定電流回路を接続するこ
とによって、演算増幅器の入力オフセット電圧をシフト
させるようにした。このことから、演算増幅器の入力オ
フセット電圧によって発生する、負荷電流を検出するこ
とができない不感帯領域をなくすことができる。
【００４７】請求項３に係る電流検出回路は、請求項１
又は請求項２のいずれかにおいて、具体的には、定電流
回路部で、演算増幅器における一方の入力の電位を低下
させるようにした。このことから、演算増幅器の入力オ
フセット電圧によって発生する、負荷電流を検出するこ
とができない不感帯領域をなくすことができる。
又は請求項２のいずれかにおいて、具体的には、定電流
回路部で、演算増幅器における一方の入力の電位を低下
させるようにした。このことから、演算増幅器の入力オ
フセット電圧によって発生する、負荷電流を検出するこ
とができない不感帯領域をなくすことができる。
【００４８】請求項４に係る電流検出回路は、請求項１
又は請求項２のいずれかにおいて、具体的には、定電流
回路部で、演算増幅器における一方の入力の電位を上昇
させるようにした。このことから、演算増幅器の入力オ
フセット電圧によって発生する、負荷電流を検出するこ
とができない不感帯領域をなくすことができる。
又は請求項２のいずれかにおいて、具体的には、定電流
回路部で、演算増幅器における一方の入力の電位を上昇
させるようにした。このことから、演算増幅器の入力オ
フセット電圧によって発生する、負荷電流を検出するこ
とができない不感帯領域をなくすことができる。
【００４９】請求項５に係る電流検出回路は、請求項１
から請求項４のいずれかにおいて、電流値検出部で、所
定の負荷電流値に対して上記増幅回路部から入力される
入力電圧をあらかじめ記憶し、該記憶した所定の負荷電
流値に対する入力電圧を基準にして、増幅回路部からの
入力電圧より負荷電流値を算出するようにした。このこ
とから、負荷電流値の検出精度を向上させることができ
る。
から請求項４のいずれかにおいて、電流値検出部で、所
定の負荷電流値に対して上記増幅回路部から入力される
入力電圧をあらかじめ記憶し、該記憶した所定の負荷電
流値に対する入力電圧を基準にして、増幅回路部からの
入力電圧より負荷電流値を算出するようにした。このこ
とから、負荷電流値の検出精度を向上させることができ
る。
【図１】 本発明の実施の形態１における電流検出回路
の例を示した回路図である。
の例を示した回路図である。
【図２】 図１の電流検出回路３における負荷電流ＩL
と入力電圧Ｖｍとの関係例を示した図である。
と入力電圧Ｖｍとの関係例を示した図である。
【図３】 図１の制御回路４の動作例を示したフローチ
ャートである。
ャートである。
【図４】 本発明の実施の形態１における電流検出回路
の他の例を示した回路図である。
の他の例を示した回路図である。
【図５】 モータに流れる電流値を検出する電流検出回
路の従来例を示した回路図である。
路の従来例を示した回路図である。
【図６】 図５の電流検出回路１０３における負荷電流
ＩLと入力電圧Ｖｍとの関係例を示した図である。
ＩLと入力電圧Ｖｍとの関係例を示した図である。
１，３０ モータ制御回路、 ２ ドライバ回路、
３，３３ 電流検出回路、 ４ 制御回路、 １１ 演
算増幅器、 １２ バッファ、 １３ ｎｐｎトランジ
スタ、 １４〜１７ 抵抗、 １８，３１ 定電流回
路、 Ｍ モータ。
３，３３ 電流検出回路、 ４ 制御回路、 １１ 演
算増幅器、 １２ バッファ、 １３ ｎｐｎトランジ
スタ、 １４〜１７ 抵抗、 １８，３１ 定電流回
路、 Ｍ モータ。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.7 識別記号 ＦＩ テーマコート゛(参考） Ｈ０３Ｆ 3/34 Ｈ０３Ｆ 3/34 Ａ ５Ｈ５７１ Ｈ０３Ｋ 17/08 Ｈ０３Ｋ 17/08 Ｃ ５Ｊ０５５ 17/687 Ｈ０２Ｍ 7/48 Ｅ ５Ｊ０９１ // Ｈ０２Ｍ 7/48 Ｈ０３Ｋ 17/687 Ｅ Ｆターム(参考） 2G035 AA05 AB02 AC01 AC02 AC13 AD02 AD03 AD10 AD20 AD54 AD56 5H001 AA01 AB10 AC02 AC06 AD05 5H007 AA07 AA12 BB06 CA02 CB05 CC03 DA05 DB12 DC02 EA02 FA14 5H560 BB02 DA14 DC12 EB01 EC10 GG04 TT07 TT14 TT15 UA05 XA02 XB04 5H570 AA21 CC02 DD01 GG01 HA08 HB16 JJ02 JJ17 LL02 5H571 AA03 BB07 CC01 CC08 GG04 HA01 HA08 HA09 HD02 JJ03 JJ17 LL22 5J055 AX15 BX17 CX20 DX03 DX22 DX53 DX56 DX72 DX83 EX06 EX07 EY01 EY17 EY21 EZ03 EZ07 EZ09 EZ12 FX04 FX12 FX17 FX35 FX36 GX01 5J091 AA03 AA12 CA13 CA81 FA09 HA02 HA09 HA25 KA02 KA05 KA09 KA12 KA17 KA27 KA28 KA47 MA21 SA07 TA01 TA02 TA07 UW01
Claims (5)
- 【請求項１】 負荷に流れる電流を電圧に変換して検出
する電流検出回路において、 負荷に流れる電流を電圧に変換する電圧変換回路部と、 該電圧変換回路部で変換した電圧を増幅する演算増幅器
で構成された増幅回路部と、 該演算増幅器の一方の入力に接続された定電流回路から
なる定電流回路部と、 上記増幅回路部で増幅された電圧から負荷電流値を検出
する電流値検出部とを備え、 上記定電流回路部は、増幅回路部の演算増幅器における
入力オフセット電圧をシフトさせることを特徴とする電
流検出回路。 - 【請求項２】 上記電圧変換回路部は、負荷電流が流れ
る抵抗で形成され、上記演算増幅器は、該抵抗の両端の
電位差を増幅することを特徴とする請求項１に記載の電
流検出回路。 - 【請求項３】 上記定電流回路部は、演算増幅器におけ
る一方の入力の電位を低下させることを特徴とする請求
項１又は請求項２のいずれかに記載の電流検出回路。 - 【請求項４】 上記定電流回路部は、演算増幅器におけ
る一方の入力の電位を上昇させることを特徴とする請求
項１又は請求項２のいずれかに記載の電流検出回路。 - 【請求項５】 上記電流値検出部は、所定の負荷電流値
に対して上記増幅回路部から入力される入力電圧をあら
かじめ記憶し、該記憶した所定の負荷電流値に対する入
力電圧を基準にして、増幅回路部からの入力電圧より負
荷電流値を算出することを特徴とする請求項１から請求
項４のいずれかに記載の電流検出回路。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10341682A JP2000166279A (ja) | 1998-12-01 | 1998-12-01 | 電流検出回路 |
| US09/313,768 US6198315B1 (en) | 1998-01-12 | 1999-05-18 | Current detection circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10341682A JP2000166279A (ja) | 1998-12-01 | 1998-12-01 | 電流検出回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000166279A true JP2000166279A (ja) | 2000-06-16 |
Family
ID=18347976
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10341682A Pending JP2000166279A (ja) | 1998-01-12 | 1998-12-01 | 電流検出回路 |
Country Status (2)
| Country | Link |
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| JP (1) | JP2000166279A (ja) |
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| JP2007053892A (ja) * | 2005-07-20 | 2007-03-01 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
| US7323850B2 (en) | 2004-08-02 | 2008-01-29 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Current detection circuit and switching power supply using the same |
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| JP2021139665A (ja) * | 2020-03-03 | 2021-09-16 | 株式会社東芝 | 電流検出回路および電流検出システム |
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1998
- 1998-12-01 JP JP10341682A patent/JP2000166279A/ja active Pending
-
1999
- 1999-05-18 US US09/313,768 patent/US6198315B1/en not_active Expired - Fee Related
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