JP7293151B2

JP7293151B2 - 電流検出回路および電流検出システム

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Publication number: JP7293151B2
Application number: JP2020035515A
Authority: JP
Inventors: 量寛田口; 明宏村山
Original assignee: Toshiba Corp; Toshiba Electronic Devices and Storage Corp
Current assignee: Toshiba Corp; Toshiba Electronic Devices and Storage Corp
Priority date: 2020-03-03
Filing date: 2020-03-03
Publication date: 2023-06-19
Anticipated expiration: 2040-03-03
Also published as: US20210278444A1; CN113341194B; CN113341194A; JP2021139665A; US11448668B2

Description

本実施形態は、電流検出回路および電流検出システムに関する。

従来、演算増幅器を有する電流検出回路において、演算増幅器が持つオフセットをシフトするべく電圧を印可して負荷電流の不感帯を無くす技術が開示されている。演算増幅器の入力オフセット電圧は、負荷電流の検出不感帯および検出電流のオフセットに影響する。演算増幅器の入力に別なオフセット電圧を追加して検出電流をシフトした場合には、不感帯は無いものの、入力オフセット電圧による検出電流のばらつきには効果がない。すなわち、一定の負荷電流に対する検出電流のばらつきは改善されないという問題がある。また、演算増幅器の入力オフセット電圧は経時変化する。従って、負荷電流の検出が必要な場合に、入力オフセット電圧がゼロに近くなるよう調整され、無負荷時の電流のオフセットが小さい電流検出回路および電流検出システムが望まれる。

特開２０００－１６６２７９号公報

一つの実施形態は、負荷電流の検出が必要な場合に、電流変換する演算増幅器の入力オフセット電圧がゼロに近く調整された状態で負荷電流を検出することができる電流検出回路および電流検出システムを提供することを目的とする。

一つの実施形態によれば、電流検出回路は、駆動素子を介して負荷に供給される負荷電流に比例する第１の電圧と検出電流に比例する第２の電圧とを比較し、データにより入力オフセット電圧が調整可能な演算増幅器を有し、前記演算増幅器の出力に基づき前記検出電流を出力する電流検出部と、前記検出電流に比例するモニタ電圧と参照電圧を比較した結果に応じて、前記データを生成して前記演算増幅器のオフセットを調整する調整部と、を具備し、前記調整部は、前記モニタ電圧と前記参照電圧を比較し、前記データを出力する電圧比較回路と、所定のタイミング信号を生成するパルス生成回路と、前記データを前記タイミング信号に応答してラッチするラッチ回路と、を具備する。

第１の実施形態の電流検出システムの構成を示す図。負荷電流とモニタ電圧の関係を示す図。オフセットの調整方法を示すタイミングチャート。第１の実施形態の電流検出システムの構成を具体的に示した図。演算増幅器の構成を示す図。演算増幅器のオフセットの調整方法を示すタイミングチャート。第２の実施形態の電流検出システムの構成を示す図。オフセットの調整方法を示すタイミングチャート。オフセットの調整方法を示すフローチャート。

以下に添付図面を参照して、実施形態にかかる電流検出回路および電流検出システムを詳細に説明する。なお、これらの実施形態により本発明が限定されるものではない。

（第１の実施形態）
図１は、第１の実施形態の電流検出システムを示す図である。本実施形態の電流検出システムは、駆動回路１０、制御回路２０を有する。駆動回路１０は、電流検出回路１１と駆動制御部１４と駆動素子１５を有する。駆動回路１０は、駆動素子１５に負荷１７が接続され、電源端子側に抵抗Ｒ１、Ｒ２が接続され、接地端子側に抵抗Ｒ３が接続される。電流検出システムは、制御回路２０が監視できるように、比較的大電力が必要な負荷１７を駆動する駆動素子１５に流れる負荷電流ＩＬを電流検出回路１１によりモニタする。

電流検出回路１１は、電流検出部１２とオフセット調整部１３を有する。電流検出部１２は、電圧Ｖ１およびＶ２に応じて、モニタ電流ＩＭを抵抗Ｒ３へ出力する。電圧Ｖ１は、電源電圧Ｖｄから、負荷電流ＩＬによって抵抗Ｒ１に生じた電圧だけ降下した電圧である。電圧Ｖ２は、電源電圧Ｖｄからモニタ電流ＩＭによって抵抗Ｒ２に生じた電圧だけ降下した電圧である。

電流検出部１２は、電圧Ｖ１と電圧Ｖ２の電圧差を増幅する演算増幅器（図示せず）を有する負帰還回路を備えている。負帰還回路は、電圧Ｖ１と電圧Ｖ２の電圧差がゼロになる様にモニタ電流ＩＭを制御して出力する。従って、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２の抵抗値の比によって、抵抗Ｒ２に流れる電流を設定することが出来る。例えば、抵抗Ｒ２を抵抗Ｒ１に対しＫ倍の抵抗値（Ｋは、１以上の任意の正数）とすることで、電流検出部１２は、負荷電流ＩＬの１／Ｋ倍に低減されたモニタ電流ＩＭを出力する。

オフセット調整部１３は、電流検出部１２の演算増幅器の入力オフセット電圧を調整する。オフセット調整部１３は、例えば、抵抗Ｒ３に生じるモニタ電圧ＶＭが参照電圧と等しくなる様に、演算増幅器の入力オフセット電圧を調整する。

制御回路２０は、例えばマイクロコンピュータ（ｍｉｃｒｏｃｏｍｐｕｔｅｒ）（以下、マイコンと言う）で構成される。制御回路２０は、オフセット調整部１３にオフセットの調整を開始させる調整開始信号を供給する。調整開始信号は、例えばユーザの作動指示に応答して出力される。ユーザからの作動指示は、負荷１７への負荷電流ＩＬの供給を必要とする要求である。負荷１７が例えば自動車のパワーウィンドウを駆動するモータの場合、ユーザの作動指示は、パワーウィンドウの開閉指示である。

制御回路２０は、駆動制御部１４に駆動制御信号を供給する。駆動制御部１４は、駆動制御信号に応答して駆動信号を生成し、駆動素子１５に供給する。駆動素子１５は、駆動信号に応答してオンとなり、負荷１７に負荷電流ＩＬを供給する。

負荷電流ＩＬが流れた結果、電流検出部１２を介してモニタ電流ＩＭが抵抗Ｒ３の一端に供給される。抵抗Ｒ３の他端は、接地されている。モニタ電流ＩＭは、負荷電流ＩＬに対して、例えば所定の比率で低減された電流である。従って、モニタ電圧ＶＭは、負荷電流ＩＬに応じた電圧である。モニタ電圧ＶＭは、例えば、制御回路２０においてＡＤ変換され、デジタル値として検出される。

図を参照して、オフセット調整部１３によるオフセットの調整について説明する。図２は、負荷電流ＩＬとモニタ電圧ＶＭの関係を示す図である。横軸は負荷電流ＩＬを示し、縦軸はモニタ電圧ＶＭを示す。ＶＲは参照電圧である。実線２００は、本実施形態によって設定された特性を示す。破線２０１と２０２は、演算増幅器の入力オフセット電圧に依存して、プラス側、マイナス側に夫々、電圧ＶＯだけばらついた場合を示す。負荷電流ＩＬが増えると、モニタ電圧ＶＭはリニアに増加する。マイナス側にばらついた場合、モニタ電圧ＶＭはゼロに張り付き、リニアにモニタすることができない。

オフセット調整部１３は、駆動素子１５がカットオフしていて負荷電流ＩＬがゼロの時に、参照電圧ＶＲに等しい電圧がモニタ電圧ＶＭとして生じる様に電流検出部１２のオフセットを調整する。これにより、駆動素子１５がオンとなり、負荷電流ＩＬが流れているにも拘らず負荷電流ＩＬが検出されない不感帯を回避することが出来る。オフセット調整過程において、一方向に調整が収束するためには、参照電圧ＶＲをゼロ、すなわちＧＮＤ電位にとることができない。一方で、参照電圧ＶＲをＧＮＤよりも高い電位にしてしまうと、モニタ電圧ＶＭを参照電圧ＶＲに一致させる様に、演算増幅器の入力オフセット電圧ＶＯを大きい状態に調整してしまう。このため、参照電圧ＶＲは、ＧＮＤより僅かに高いが調整過程で収束させることができる電圧とすることが望ましい。例えば、入力オフセット電圧ＶＯが±１０ｍＶあるとして、参照電圧ＶＲは０．１Ｖとする。

自動車のボディ系制御、例えばパワーウィンドウの場合、モータの作動が始まる前の期間において無負荷電流を観測する。モータの作動が始まる前の期間、すなわち駆動素子１５を駆動制御部１４によって駆動させる直前に、制御回路２０から調整開始信号を都度出力して、電流検出部１２のオフセット調整を実施することができる。これにより、演算増幅器の入力オフセット電圧が経時変化、あるいは温度ドリフトしていた場合であっても、負荷１７に負荷電流ＩＬを供給する前に調整できる為、駆動回路１０の駆動時における負荷電流ＩＬを精度良く検出する電流検出システムを構成することが出来る。例えば、自動車のパワーウィンドウを閉じる動作においてユーザの指等が挟まれ、負荷電流ＩＬが過電流になっている状態を、正確に検出することが出来る。また、制御回路２０からの調整開始信号に都度応答して、所定時間内において電流検出部１２のオフセット調整を完了する構成とすることで、実用的な電流検出システムを提供することができる。

図３は、第１の実施形態におけるオフセットの調整方法を示すタイミングチャートである。上段から順に、ユーザ制御、動作期間配分、調整開始信号、調整期間パルスおよび駆動制御信号を示す。（ａ）は、ユーザからの作動開始指示と作動終了指示を示す。

（ｂ）は、制御回路２０で設定される時間配分を示す。ＴＣは診断期間、ＴＯは動作期間を示す。診断期間ＴＣは、作動開始指示に応答して開始する。診断期間ＴＣには、例えば、負荷１７がモータの場合、モータが周辺機器（図示せず）と正しく接続されているか、あるいは、電源へ短絡（天絡）、ＧＮＤへ短絡（地絡）が生じていないか等の診断を行う。また、本実施形態においては、診断期間ＴＣ内に電流検出部１２のオフセット調整を行う。所定時間内の診断期間ＴＣで異常がなければ動作期間ＴＯに移行し、制御回路２０は駆動回路１０を駆動させる。異常が有った場合には、例えば、制御回路２０は、動作期間ＴＯへの移行を回避する。診断期間ＴＣは、例えば、自動車のパワーウィンドウであれば、１００ｍｓ程度に設定される。

（ｃ）は、制御回路２０が出力する調整開始信号を示す。制御回路２０は、ユーザからの作動開始指示に応答して調整開始信号をオフセット調整部１３に供給する。（ｄ）は、調整期間パルスを示す。オフセット調整部１３は、調整開始信号に応答して、任意の時間に設定した調整期間パルスを生成する。調整期間パルスがＨレベルの期間において、電流検出部１２のオフセットの調整が行われる。調整期間パルスは、診断期間ＴＣ内に収まるように設定される。

（ｅ）は、駆動制御部１４が駆動素子１５に供給する駆動制御信号を示す。駆動制御信号は、例えば、デューティ比が制御されたＰＷＭ信号である。駆動制御信号のデユーティ比を調整することにより、駆動素子１５のオン／オフが調整され、負荷１７への負荷電流ＩＬの供給が制御される。

動作期間ＴＯにおいて、電流検出部１２とオフセット調整部１３はオフセット調整が完了した状態を維持する。診断期間ＴＣにおいて所定の診断が終了し、かつ、動作期間ＴＯにおいて駆動回路１０が動作するので、負荷電流ＩＬを不感帯なく、かつ、入力オフセット電圧ＶＯを従来より小さく調整した状態で負荷電流を検出することが出来る。動作期間ＴＯにおいて、負荷１７に負荷電流ＩＬを供給する。動作期間ＴＯは、作動終了指示に応答して終了する。

図４は、図１の電流検出システムの構成を具体的に示した図である。既述した実施形態に対応する構成には、同一符号を付し、重複した記載は必要な場合にのみ行う。以降、同様である。本実施形態の電流検出部１２は、演算増幅器４１とＰＭＯＳトランジスタ４２を有する。

演算増幅器４１の非反転入力端（＋）は抵抗Ｒ１の一端に接続され、電圧Ｖ１が印加される。電圧Ｖ１は、電源電圧Ｖｄから負荷電流ＩＬによって抵抗Ｒ１に生じた電圧だけ降下した電圧である。従って、電圧Ｖ１は負荷電流ＩＬに比例して低下し、負荷電流ＩＬに応じた電圧となる。演算増幅器４１の反転入力端（－）は抵抗Ｒ２の一端に接続され、電圧Ｖ２が印加される。電圧Ｖ２は、電源電圧Ｖｄからモニタ電流ＩＭによって抵抗Ｒ２に生じた電圧だけ降下した電圧である。電圧Ｖ２はモニタ電流ＩＭに比例して低下し、モニタ電流ＩＭに応じた電圧となる。演算増幅器４１は、電圧Ｖ１と電圧Ｖ２の差電圧を増幅し、その差電圧に応じた出力信号をスイッチング素子であるＰＭＯＳトランジスタ４２のゲートに供給する。

演算増幅器４１とＰＭＯＳトランジスタ４２は負帰還回路を構成し、電圧Ｖ１と電圧Ｖ２が等しくなる様に動作する。従って、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２の抵抗比によって、負荷電流ＩＬとモニタ電流ＩＭの比を設定することが出来る。トランジスタ４２は、ソースが抵抗Ｒ２の他端に接続され、ドレインが抵抗Ｒ３の一端に接続される。トランジスタ４２は、演算増幅器４１の出力信号によって制御され、モニタ電流ＩＭを抵抗Ｒ３に出力する。モニタ電流ＩＭは、抵抗Ｒ３によりモニタ電圧ＶＭに変換され、オフセット調整部１３と制御回路２０に入力される。

オフセット調整部１３は、電圧比較回路４３、データラッチ回路４４、調整パルス生成回路４５を有する。電圧比較回路４３は、モニタ電圧ＶＭと参照電圧ＶＲを比較した結果をデータラッチ回路４４に供給する。

調整パルス生成回路４５は、制御回路２０からの制御信号（調整開始信号）に応答して、調整期間パルスと逐次比較パルスを生成してデータラッチ回路４４に供給する。調整期間パルスは、オフセットの調整時間を画定する。逐次比較パルスは、データラッチ回路４４がデータをラッチするタイミングを調整する。データラッチ回路４４は、ラッチしたデータを演算増幅器４１に供給し、モニタ電圧ＶＭが参照電圧ＶＲに等しくなる様に、演算増幅器４１のオフセットを調整する。

駆動制御部１４は、入力回路４６とゲート駆動回路４７を有する。入力回路４６は、制御回路２０からの制御信号（駆動制御信号）に応答してＰＷＭ信号を生成し、ゲート駆動回路４７に供給する。ゲート駆動回路４７は、ＰＷＭ信号を増幅して、駆動素子１５を構成するＰＭＯＳトランジスタ４８のゲートに供給する。ＰＭＯＳトランジスタ４８は、ゲート駆動回路４７の出力信号に応答してオン／オフし、負荷電流ＩＬを負荷１７に供給する。

本実施形態によれば、オフセット調整部１３は、モニタ電圧ＶＭが参照電圧ＶＲに等しくなる様に演算増幅器４１のオフセットを調整する。オフセットの調整は、駆動素子１５がオフで負荷電流ＩＬがゼロの時に行う。負荷電流ＩＬがゼロの場合でもモニタ電圧ＶＭが生じる為、従来の不感帯が無く負荷電流ＩＬを検出できる。これにより、負荷電流ＩＬが流れているにも拘らず、負荷電流ＩＬが検出されない事態を回避することが出来る。また、参照電圧ＶＲの値をＧＮＤに近いがプラス側に少しオフセットした電位にすることにより、オフセット調整部１３の収束動作が破綻せず、演算増幅器４１のオフセットを僅かな値に抑えることができる。

図５を参照して、オフセットの調整方法を説明する。図５は、演算増幅器４１の入力段を構成する差動対４１Ａの回路の一例を示す図である。図５は、差動対４１Ａを６ビットの調整信号によって電流駆動能力を調整してオフセットを調整する場合を示す。差動対４１Ａは、反転入力端（－）側に７個のＮＭＯＳトランジスタＴ０～Ｔ６を有し、非反転入力端（＋）側に７個のＮＭＯＳトランジスタＴ７～Ｔ１３を有する。尚、図５においては、簡略化して、反転入力端（－）および非反転入力端（＋）の夫々に４個ずつのＮＭＯＳトランジスタを示す。

トランジスタＴ０～Ｔ６は、ソースが端子Ｎ１に接続され、ゲートが反転入力端（－）に接続される。トランジスタＴ０～Ｔ５のドレインは夫々、スイッチＳ０～Ｓ５を介して端子Ｎ２に接続される。トランジスタＴ７～Ｔ１３は、ソースが端子Ｎ１に接続され、ゲートが非反転入力端（＋）に接続される。トランジスタＴ８～Ｔ１３のドレインは夫々、スイッチＳ８～Ｓ１３を介して端子Ｎ３に接続される。言い換えると、スイッチＳ０～Ｓ５、Ｓ８～Ｓ１３の夫々は、トランジスタＴ０～Ｔ５、Ｔ８～Ｔ１３の夫々の主電流路に直列に接続されている。トランジスタＴ６とトランジスタＴ７は夫々、端子Ｎ１とＮ２の間、及び、端子Ｎ１とＮ３の間に常時接続される。端子Ｎ２とＮ３は、演算増幅器４１の出力端に接続される。

トランジスタＴ６とＴ７は差動対を成しており、差動増幅を主に担当するトランジスタである。トランジスタＴ０～Ｔ５、Ｔ８～Ｔ１３は、トランジスタＴ６およびＴ７の主差動対に補助的に付加されるトランジスタである。トランジスタＴ６とＴ７は、その他のトランジスタに比して素子面積が大きく製造されている。トランジスタＴ０～Ｔ５、Ｔ８～Ｔ１３は、２^０～２^５の重み付けに応じた電流駆動能力すなわちソース面積を有する。トランジスタＴ０～Ｔ５、Ｔ８～Ｔ１３のソース面積は、主差動対に対して、そのペアばらつきが補正できるサイズになっていればよく、分解能も必要に応じて変更可能である。

トランジスタＴ０～Ｔ５、Ｔ８～Ｔ１３の接続状態は、スイッチＳ０～Ｓ５、Ｓ８～Ｓ１３のオン／オフによって制御される。各スイッチＳ０～Ｓ５、Ｓ８～Ｓ１３のオン／オフは、データラッチ回路４４からのデータＤ０～Ｄ５と、その反転データ／Ｄ０～／Ｄ５を供給することにより制御される。Ｈレベルのデータが供給されたスイッチがオン状態となり、接続されたトランジスタが選択されて差動対４１Ａを構成する。最も大きい重み付けを有するトランジスタＴ５とＴ８に接続されたスイッチＳ５とＳ８のオン／オフは、データラッチ回路４４から供給される調整信号の最上位ビットによって制御される。主差動対と並列接続されるトランジスタの組合せによって差動対４１Ａの電流駆動能力を調整することで、演算増幅器４１の入力オフセット電圧を調整する。差動対４１Ａを構成するトランジスタの段数を増やし、参照電圧ＶＲとモニタ電圧ＶＭとの比較結果に基づくオフセットの調整回数を増やす。これにより演算増幅器４１のオフセットの調整の精度を高め、負荷電流ＩＬを精度良く検出することが出来る。

図６は、図４に示す演算増幅器４１のオフセットの調整方法を示すタイミングチャートである。図６は、オフセット調整部１３が逐次調整型の動作をする例を示す。上段から順に、（ａ）調整開始信号、（ｂ）内部クロック信号、（ｃ）調整期間パルス、（ｄ）逐次比較パルス、（ｅ）モニタ電圧、（ｆ）比較出力信号、および、（ｇ）データラッチ状態を示す。（ｂ）内部クロック信号は、図示しない内部クロック生成回路が生成する。（ｄ）逐次比較パルスは、ビット長が６ビットの場合を示している。逐次比較パルスは、例えば、調整期間パルスがＨレベルの期間中の内部クロック信号Ｃ２～Ｃ７に応答して生成される。（ｅ）の実線はモニタ電圧ＶＭを示し、破線は参照電圧ＶＲを示す。

調整パルス生成回路４５は、制御回路２０から調整開始信号が入力されると、調整開始信号後の内部クロック信号Ｃ１の立下りに同期して調整期間パルスを生成する。調整期間パルスがＨレベルの間、調整パルス生成回路４５は、データラッチ回路４４に逐次比較パルスを出力する。電圧比較回路４３はモニタ電圧ＶＭと参照電圧ＶＲを比較し、その比較結果（比較出力信号）をデータラッチ回路４４に出力する。データラッチ回路４４は、逐次比較パルスの立ち下りタイミングｔ１～ｔ６において比較結果を取り込む。例えば、比較出力信号は、モニタ電圧ＶＭが参照電圧ＶＲよりも高い場合Ｈレベルとなり、モニタ電圧ＶＭが参照電圧ＶＲよりも低い場合Ｌレベルとなる。

具体的には、重み付けの大きいトランジスタから順に固定して電圧比較が行われる。トランジスタＴ６とＴ７による差動対が構成された状態のタイミングｔ１においてモニタ電圧と参照電圧の比較を行い、その比較出力信号に応じてトランジスタＴ５とＴ８が固定される。タイミングｔ１では、モニタ電圧ＶＭが参照電圧ＶＲよりも低いため、比較出力信号はＬレベルとなる。したがって、タイミングｔ１において、データラッチ回路４４はデータＤ５として“０”を取り込む。同様に、データラッチ回路４４は、各タイミングｔ２～ｔ６において、比較出力信号に応じたデータを取り込む。タイミングｔ１で取り込まれるデータＤ５は、最上位のビットである。

重み付けの大きいトランジスタは、オフセットの調整に大きく影響する。したがって、電圧比較回路４３の比較結果に応じて、重み付けの大きいＮＭＯＳトランジスタから順に選択して接続関係を確定する。図６では、順に電圧比較が行われた結果、データＤ５～Ｄ０は、０、１、０、０、１、０を取り込むことが示されている。これにより、演算増幅器４１のオフセットの調整を、６回のステップで終了させることができる。モニタ電圧ＶＭが段階的に収束して参照電圧ＶＲに最も近い電位になる様に、オフセット調整部１３は演算増幅器４１のオフセットを調整することができる。

内部クロック信号を６２．５ＫＨｚとした場合、内部クロック信号の１サイクルは１６μｓとなる。差動対を６ビットの逐次比較パルスで調整する場合、少なくとも内部クロック信号の７サイクルをオフセットの調整に用いる。調整開始信号の立ち上りから８サイクル目の内部クロック信号Ｃ８のサイクルまでをオフセットの調整時間に設定した場合、オフセットの調整時間は１２８μｓとなる。診断期間ＴＣが１００ｍｓに設定された場合には、診断時間ＴＣの１／１００にも満たない時間の中で演算増幅器４１のオフセットを調整することが出来る為、実用的である。

差動対４１Ａの一方を夫々７個のＮＭＯＳトランジスタで構成し、データラッチ回路４４から供給される６ビットのデータにより演算増幅器４１のオフセットを調整した場合、オフセットの調整は、片側で２^５＝３２諧調による調整が可能となり、３２分割した分解能で精度良く調整することが可能となる。

駆動回路１０は、オフセットが調整された演算増幅器４１により構成され、負荷１７に負荷電流ＩＬを供給する。以降、駆動制御部１４を動作させる前に、既述した調整のフローにより電流検出部１２の演算増幅器４１のオフセットの調整を行う。これにより、オフセットが調整された状態で負荷１７に負荷電流ＩＬを供給することが出来る為、負荷電流ＩＬを精度良く検出する電流検出システムを構成することが出来る。

自動車のボディ系用モータは、常時動作していることはなく、ユーザが指示したときのみ動作し、次の指示があるまでは動作しないのが普通である。ユーザから指示されるとすぐに動作を開始するわけではないので、動作に休止期間があるような用途では、動作の開始前に自らのオフセットを調整する期間を設けることが可能である。本実施形態のオフセット調整回路では自己診断に要する時間を十分に短くすることができるため、動作の度にオフセットを短時間で調整をすることが可能である。また、経時変化や温度ドリフトにより入力オフセット電圧に変化があったとしても都度調整することができる。

（第２の実施形態）
図７は、第２の実施形態の電流検出システムの構成を示す図である。本実施形態は、消費電流を抑えるために、駆動回路１０の動作を停止させる休止期間を設ける。本実施形態は、電流検出回路１１に、更にモード制御部１６を有する。モード制御部１６は、駆動回路１０の休止（スタンバイ）状態と通常動作状態を制御する回路である。具体的には、モード制御部１６は、制御回路２０からのモード制御信号に応答して、駆動回路１０の休止状態を解除する。そして、モード制御部１６は、オフセットの調整を開始するスタンバイ解除信号を生成してオフセット調整部１３に供給する。図１および図４に示すように制御回路２０からは調整開始信号は入力されない。

オフセット調整部１３は、スタンバイ解除信号に応答してオフセットの調整を開始する。モード制御部１６は、例えば、電流検出回路１１への電源電圧Ｖｄの印加に応答してリセット信号を生成する、所謂、パワーオンリセット回路（図示せず）を有し、パワーオンリセット回路が生成するリセット信号をオフセットの調整の開始信号として用いてもよい。

本実施形態においては、モード制御部１６からの信号に応答して演算増幅器４１のオフセットの調整が開始する。従って、制御回路２０からオフセットの調整を開始させる調整開始信号を別途供給する必要がない為、制御回路２０の負担を軽減させることが出来る。例えば、制御回路２０をマイコンで構成した場合、通常、マイコンは種々の制御を行う。従って、オフセットの調整作業の開始の制御をモード制御部１６に委譲することにより、マイコンの負担を軽減することが出来る。

図８は、第２実施形態におけるオフセットの調整方法を示すタイミングチャートである。（ａ）は、ユーザからの作動開始指示と作動終了指示を示す。（ｂ）は、制御回路２０が設定する時間配分を示す。診断期間ＴＣは、作動開始指示に応答して開始する。所定時間後、動作期間ＴＯとなる。作動終了指示に応答して動作期間ＴＯが終了し、休止状態に戻る。

（ｃ）は、制御回路２０がモード制御部１６に供給するモード制御信号のタイミングを示す。制御回路２０はモード制御部１６に対し、作動開始指示のタイミングで駆動回路１０のスタンバイ状態を解除するモード制御信号を供給し、作動終了指示のタイミングでスタンバイ状態に移行させるモード制御信号を供給する。電流検出回路１１は、作動開始指示から作動終了指示までスタンバイ解除状態となる。

（ｄ）は、電流検出回路１１の内部状態を示す。スタンバイ解除状態となり自動調整が開始されると、クロック周波数とステップ数で決まる自動調整期間ＴＡ内において、電流検出部１２のオフセットの調整が行われる。自動調整期間ＴＡは、診断期間ＴＣの期間内に設定される。駆動制御部１４は、自動調整期間ＴＡ終了後の正常動作期間ＴＢにおいて、負荷１７に負荷電流ＩＬを供給することを許容する。診断期間ＴＣ内で自動調整期間ＴＡを終了させることで、正常動作期間ＴＢにおいては、オフセット調整がされた駆動回路１０により負荷１７に負荷電流ＩＬを供給することが出来る。電流検出回路１１は、作動終了指示の後、スタンバイ状態となる。

（ｅ）は、モード制御部１６が出力するスタンバイ解除信号を示す。（ｆ）は、オフセット調整部１３が生成する調整期間パルスを示す。オフセット調整部１３は、スタンバイ解除信号に応答して、差動対４１Ａを構成するＮＭＯＳトランジスタの段数、内部クロック信号の周期等に応じて任意の時間に設定した調整期間パルスを生成する。調整期間パルスがＨレベルの期間において、オフセットの調整が行われる。調整期間パルスがＨレベルの期間中におけるオフセットの調整は、第１の実施形態と同じである。

図９は、オフセットの調整方法を示すフローチャートである。図８のタイミングチャートに基づくフローチャートである。駆動回路１０がスタンバイ状態（Ｓ１００）においてスタンバイ解除信号が供給されると（Ｓ１０１：Ｙｅｓ）、演算増幅器４１のオフセット調整を開始する（Ｓ１０２）。スタンバイ解除信号が供給されない場合（Ｓ１０１：Ｎｏ）は、スタンバイ状態を維持する。

調整期間ＴＡが経過した場合（Ｓ１０３：Ｙｅｓ）には、駆動制御部１４の動作を許容する（Ｓ１０４）。調整期間ＴＡが経過しない場合（Ｓ１０３：Ｎｏ）には、制御回路２０からの駆動信号を禁止し調整終了を待つ。

本実施形態の調整方法によれば、診断時間ＴＣ内に設定された自動調整期間ＴＡにおいて所定の診断が終了し、かつ、オフセットの調整が行われた後に、駆動回路１０は、通常動作状態となる。自動調整期間ＴＡにおいてオフセットを調整した後に駆動回路１０を動作させる為、駆動回路１０の動作状態における負荷電流ＩＬを精度良く検出することが出来る。

また、本実施形態の調整方法によれば、モード制御部１６は、制御回路２０から供給されるモード出力信号に都度応答してスタンバイ解除信号を生成し、オフセットの調整が自動的に開始する。従って、制御回路２０は、モード制御信号を供給するのみで、オフセットの調整を開始させる調整開始信号を供給する必要がない。この為、制御回路２０の負担を軽減させることが出来る。オフセットの調整の制御をモード制御部１６に委譲することにより、制御回路２０の負担を軽減することが出来る。

実施形態においては、オフセット調整部１３が電圧比較回路４３の比較結果を逐次ラッチするデータラッチ回路４４を備える構成について説明したが、電圧比較回路４３の比較結果に応じてデータが更新されるアップ／ダウンカウンタを用いる構成としても良い。アップ／ダウンカウンタのカウント値が収束した時に、演算増幅器４１のオフセットの調整を終了させる構成とすることができる。

本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。

１０駆動回路、１１電流検出回路、１２電流検出部、１３オフセット調整部、１４駆動制御部、１５駆動素子、１６モード制御部、１７負荷。

Claims

駆動素子を介して負荷に供給される負荷電流に比例する第１の電圧と検出電流に比例する第２の電圧とを比較し、データにより入力オフセット電圧が調整可能な演算増幅器を有し、前記演算増幅器の出力に基づき前記検出電流を出力する電流検出部と、
前記検出電流に比例するモニタ電圧と参照電圧を比較した結果に応じて、前記データを生成して前記演算増幅器のオフセットを調整する調整部と、を具備し、
前記調整部は、
前記モニタ電圧と前記参照電圧を比較し、前記データを出力する電圧比較回路と、
所定のタイミング信号を生成するパルス生成回路と、
前記データを前記タイミング信号に応答してラッチするラッチ回路と、
を具備することを特徴とする電流検出回路。
前記調整部は、調整開始信号に応答してオフセットの調整を開始することを特徴とする請求項１に記載の電流検出回路。
前記調整開始信号を生成して前記調整部に供給するモード制御部を具備することを特徴とする請求項２に記載の電流検出回路。
負荷に負荷電流を供給する駆動素子と、
前記駆動素子に駆動信号を供給し、前記負荷への前記負荷電流の供給を制御する駆動制御部と、
前記負荷電流に比例する第１の電圧と検出電流に比例する第２の電圧とが入力され、データにより入力オフセット電圧が調整可能な演算増幅器を有し、前記演算増幅器の出力に基づき前記検出電流を出力する電流検出部と、
前記検出電流に比例するモニタ電圧と参照電圧を比較し、前記データを出力する電圧比較回路と、所定のタイミング信号を生成するパルス生成回路と、前記データを前記タイミング信号に応答してラッチするラッチ回路と、を有し、前記モニタ電圧と参照電圧を比較した結果に応じて、前記データを生成して前記演算増幅器のオフセットを調整する調整部と、
前記調整部によるオフセットの調整を開始させる調整開始信号を前記調整部に供給する制御回路と、を具備し、
前記調整部は、前記駆動素子がオフの時に前記演算増幅器のオフセットを調整し、
前記駆動制御部は、前記演算増幅器のオフセットの調整が完了した後に前記駆動素子をオンさせて前記負荷に前記負荷電流を供給することを特徴とする電流検出システム。