CN113422552A - 电机控制器和用于监测去磁的方法 - Google Patents

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Abstract

公开了一种电机控制器和用于在永磁同步电机(PMSM)的工作期间监测PMSM转子永磁体的去磁的方法。该电机控制器包括：电流控制器，其被配置成生成用于驱动电机的控制信号，其中，电流控制器被配置成测量电机的电压信息和电机的电流信息；磁通量估计器，其被配置成基于电压信息和电流信息计算转子磁通链；提取电路，其被配置成从所接收的转子磁通链中提取转子磁通链的磁通链幅值；以及去磁检测器，其被配置成基于磁通链幅值在电机工作期间连续地监测电机的转子永磁体的去磁，其中，去磁检测器被配置成将磁通链幅值与预定义去磁水平进行比较，并且在磁通链幅值等于或小于预定义去磁水平的条件下检测到去磁。

Description

电机控制器和用于监测去磁的方法
技术领域
本公开内容总体上涉及用于监测永磁同步电机(PMSM)的永磁磁通链的装置和方法。
背景技术
永磁同步电机(PMSM)由于其高能量效率和可靠的工作而越来越广泛地用于家用电器应用中。电机控制器使用电机控制算法来控制PMSM。然而，PMSM型电机面临的挑战之一是转子中使用的永磁材料发生去磁的风险。永磁体去磁的原因包括定子中施加的交流电(AC)过多、磁场减弱控制过度、温度升高以及振动。永磁体的去磁可能会导致每安培的转矩容量降低、电机运行效率降低、过热以及甚至整个电机系统出故障。
因此，可能期望开发用于在PMSM驱动系统的整个生命周期期间连续地监测永磁磁通链并且检测永磁体去磁的发生的方法。
发明内容
一个或更多个实施方式提供了一种电机控制器，该电机控制器被配置成驱动永磁同步电机(PMSM)。电机控制器包括：电流控制器，其被配置成生成用于驱动PMSM的控制信号，其中，电流控制器被配置成测量PMSM的电压信息和PMSM的电流信息；磁通量估计器，其被配置成接收电压信息和电流信息并且基于该电压信息和该电流信息计算转子磁通链；提取电路，其被配置成接收转子磁通链，并从所接收的转子磁通链中提取转子磁通链的磁通链幅值；以及去磁检测器，其被配置成基于磁通链幅值在PMSM的工作期间连续地监测PMSM的转子永磁体的去磁，其中，去磁检测器被配置成将磁通链幅值与预定义去磁水平进行比较，并且在磁通链幅值等于或小于预定义去磁水平的第一条件下检测到去磁。
一个或更多个实施方式提供了一种用于在永磁同步电机(PMSM)的工作期间监测PMSM的转子永磁体的去磁的方法。该方法包括：由电流控制器生成用于驱动PMSM的控制信号；由电流控制器测量PMSM的电压信息和PMSM的电流信息；由磁通量估计器基于电压信息和电流信息计算转子磁通链；由提取电路从转子磁通链中提取转子磁通链的磁通链幅值；以及由去磁检测器基于磁通链幅值连续地监测去磁，其中，连续地监测包括将磁通链幅值与预定义去磁水平进行比较并且根据磁通链幅值等于或小于预定义去磁水平的第一条件而检测到去磁。
附图说明
本文参照附图对实施方式进行描述。
图1A是示出根据一个或更多个实施方式的功率半导体装置的电机控制致动器的示意性框图；
图1B是示出根据一个或更多个实施方式的利用单分流电流感测的电力逆变器的示意图；
图2A和图2B示出了根据一个或更多个实施方式的由电机控制器实现的电机控制算法的示意框图；
图3是根据一个或更多个实施方式的由电机控制器实现的电机控制算法的磁通量估计器和磁通量锁相环(PLL)的示意图。
具体实施方式
在下文中，阐述细节以提供对示例性实施方式的更全面的说明。然而，对于本领域技术人员将明显的是，可以在没有这些具体细节的情况下实践实施方式。在其他情况下，为了避免模糊实施方式，公知的结构和装置以框图形式或以示意图示出而不是详细示出。另外，除非另有特别说明，否则下文描述的不同实施方式的特征可以彼此组合。
此外，在以下描述中用等同或相似的附图标记表示等同或相似的元件或者具有等同或相似功能的元件。由于在附图中相同或功能等同的元件被给予相同的附图标记，因此可以省略对设置有相同附图标记的元件的重复描述。因此，对具有相同或相似附图标记的元件提供的描述是可相互交换的。
在这方面，方向性术语例如“顶部”、“底部”、“下方”、“上方”、“前面”、“后面”、“背面”、“前部”、“尾部”等可以参照所描述的附图的方向来使用。因为实施方式的部件可以以许多不同的方向定位，所以方向性术语用于说明的目的，而绝不是限制性的。应当理解，在不脱离权利要求限定的范围的情况下，可以利用其他实施方式并且可以进行结构或逻辑变化。因此，下面的详细描述不应被理解为限制性的意义。
应当理解，当元件被称为“连接”或“耦接”至另一元件时，其可以直接连接至或耦接至另一元件或者可以存在中间元件。相反，当元件被称为“直接连接”或“直接耦接”至另一元件时，不存在中间元件。用于描述元件之间的关系的其他词语应该以类似的方式来解释(例如，“在……之间”与“直接在……之间”，“邻近”与“直接邻近”等)。
在本文描述的或附图中示出的实施方式中，任何直接电连接或耦接——即没有另外的中间元件的任何连接或耦接——也可以通过间接连接或耦接——即与一个或更多个另外的中间元件的连接或耦接——来实现，反之亦然，只要实质上保持连接或耦接的通用目的例如发送某种信号或发送某种信息即可。可以将来自不同实施方式的特征进行组合以形成另外的实施方式。例如，除非有相反说明，否则关于实施方式之一描述的变型或修改也可以适用于其他实施方式。
本文可以使用术语“基本上”来解释在不脱离本文描述的实施方式的方面的情况下在工业中被认为可接受的小制造公差(例如，在5％内)。
传感器可以指将要测量的物理量转换为电信号例如电流信号或电压信号的部件。例如，物理量可以是单分流电阻系统中分流电阻处的电流或电压。
信号处理电路和/或信号调节电路可以从一个或更多个部件接收一个或更多个信号，并且对所述一个或更多个信号执行信号调节或信号进行处理。如本文所使用的，信号调节指的是以如下方式操纵信号：使得信号满足下一阶段的要求以进行进一步处理。信号调节可以包括从模拟转换为数字(例如，经由模数转换器)、放大、滤波、转换、偏置、范围匹配、隔离以及使信号适于在调整之后进行处理所需的任何其他处理。
因此，信号处理电路可以包括将来自一个或更多个传感器元件的模拟信号转换为数字信号的模数转换器(ADC)。信号处理电路还可以包括对数字信号执行一些处理的数字信号处理器(DSP)。
现代装置在汽车、消费者和工业应用中的许多功能例如转换电能和驱动电动机或电机依赖于功率半导体装置。例如，以绝缘栅双极晶体管(IGBT)、金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)和二极管为例，已经用于各种应用包括但不限于电源和功率转换器中的开关。
功率半导体装置通常包括半导体结构，该半导体结构被配置成使负载电流沿着该装置的两个负载端子结构之间的负载电流路径传导。此外，可以借助于有时被称为栅电极的控制电极来控制负载电流路径。例如，在从例如驱动器单元接收到相应的控制信号时，控制电极可以将功率半导体装置设定为传导状态和阻断状态之一。控制信号可以通过具有受控值的电压信号或电流信号来实现。
功率晶体管是可以用于驱动负载电流的功率半导体装置。例如，通过激活和去激活IGBT的栅极端子来将其“导通”或“关断”。在栅极和发射极两端施加正输入电压信号将使其处于“导通”状态，而使输入栅极信号为零或略微为负将导致其变为“关断”。存在用于使功率晶体管导通和关断的导通过程和关断过程。在导通过程期间，栅极驱动器集成电路(IC)可以用于向功率晶体管的栅极提供(拉)栅极电流(即，导通电流)，以将栅极充电至足够的电压以导通装置。相反，在关断过程中，栅极驱动器IC用于从功率晶体管的栅极汲取(灌)栅极电流(即，关断电流)以使栅极充分放电以关断装置。可以根据脉冲宽度调制(PWM)方案从栅极驱动器IC输出电流脉冲作为控制信号。因此，在用于控制功率晶体管的PWM周期期间，可以在导通电流电平与关断电流电平之间切换控制信号。这样依次对栅极电压进行充电和放电以分别导通和关断功率晶体管。
特别地，功率晶体管的栅极是容性负载，并且在启动开关事件时，将导通电流(即，栅极拉电流)和关断电流(即，栅极灌电流)指定为初始电流。在关断事件期间，经过少量时间(与PWM周期相比较小)后，栅极电流减小并且在栅极达到0V时达到零值。在开导通事件期间，经过一小段时间(与PWM周期相比较小)后，栅极电流减小并且在栅极达到15V时达到零值。
晶体管可以包括绝缘栅双极型晶体管(IGBT)和金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)(例如，硅MOSFET或碳化硅MOSFET)。尽管在下面的实施方式中可以使用IGBT作为示例，但是应当理解，MOSFET可以代替IGBT，反之IGBT可以代替MOSFET。在这种情况下，在本文描述的任何一个示例中，当用MOSFET代替IGBT时，MOSFET的漏极可以代替IGBT的集电极，MOSFET的源极可以代替IGBT的发射极，并且MOSFET的漏极-源极电压VDS可以代替IGBT的集电极-发射极电压VCE。因此，任何IGBT模块可以由MOSFET模块代替，反之任何MOSFET模块可以由IGBT模块代替。
本说明书中描述的特定实施方式属于但不限于可以在功率转换器或电源内使用的功率半导体装置。因此，在实施方式中，功率半导体装置可以被配置成承载要分别被提供至负载和/或由电源提供的负载电流。例如，半导体装置可以包括诸如单片集成二极管单元和/或单片集成晶体管单元的一个或更多个功率半导体单元。这样的二极管单元和/或这样的晶体管单元可以集成在功率半导体模块中。
包括适当连接以形成半桥的晶体管的功率半导体装置通常用于功率电子学领域。例如，半桥可以用于驱动电机或开关式电源。
例如，多相逆变器被配置成通过提供多相负载(例如，三相电机)来提供多相电力。例如，三相电力包括三个对称的正弦波，它们相互之间异相120电角度。在对称的三相电源系统中，三个导体各自承载相对于公共参考具有相同频率和电压幅值但具有三分之一周期的相位差的交流电流(AC)。由于相位差，任何导体上的电压在其他导体之一之后的三分之一周期和在剩余导体之前的三分之一周期处达到其峰值。该相位延迟为平衡的线性负载提供恒定的电力传输。这也使得在电机中产生旋转磁场成为可能。
在馈送平衡和线性负载的三相系统中，三个导体的瞬时电流之和为零。换句话说，每个导体中的电流在幅值上与另外两个导体中的电流之和相等，但符号相反。任何相导体中的电流的返回路径是另外两个相导体。瞬时电流产生电流空间矢量。
三相逆变器包括三个逆变器支路，针对三相中的每一相具有一个逆变器支路，并且每个逆变器支路彼此并联连接至直流(DC)电压源。每个逆变器支路包括例如以半桥配置布置的一对晶体管用于将DC转换为AC。换句话说，每个逆变器支路包括串联连接的两个互补晶体管(即，高侧晶体管和低侧晶体管)，并且它们彼此互补地导通和关断以用于驱动相负载。然而，多相逆变器不限于三相，并且可以包括两相或多于三相，其中，每相具有逆变器支路。
图1A是示出根据一个或更多个实施方式的功率半导体装置的电机控制致动器100的示意性框图。特别地，电机控制致动器100包括功率逆变器1和逆变器控制单元2。逆变器控制单元2用作电机控制单元，并且因此也可以称为电机控制器或电机控制IC。电机控制单元可以是单片IC，或者可以分成两个或更多个IC上的微控制器和栅极驱动器。
电机控制致动器100还耦接至包括三个相U、V和W的三相电机M。功率逆变器1是被配置成通过提供三相电压来提供三相电力以驱动电机M的三相电压发生器。还应当理解，功率逆变器1和逆变器控制单元2可以被放置在同一电路板上，或者放置在单独的电路板上。
幅值和相位两者的偏差都可能导致电机M的功率和扭矩损失。因此，电机控制致动器100可以被配置成实时监测和控制提供给电机M的电压的幅值和相位，以确保基于反馈控制回路保持适当的电流平衡。开环电机控制单元也存在并且可以实现。
用于三相电机M的功率逆变器1包括以互补对布置的六个晶体管模块3u+、3u-、3v+、3v-、3w+和3w-(统称为晶体管模块3)的开关阵列。每个互补对构成一个向三相电机M提供相电流的逆变器支路。因此，每个逆变器支路都包括上(高侧)晶体管模块3和下(低侧)晶体管模块3。每个晶体管模块可以包括一个功率晶体管并且还可以包括二极管(未示出)。因此，每个逆变器支路包括上晶体管和下晶体管。负载电流路径U、V和W从位于互补晶体管之间的每个逆变器支路的输出(即，每个半桥的输出)延伸，并且被配置成耦接至负载诸如电机M。功率逆变器1耦接至DC电源4(例如，电池或二极管桥式整流器)和逆变器控制单元2。
在该示例中，逆变器控制单元2包括电机控制电路以及用于控制开关阵列的栅极驱动器电路。在一些示例中，逆变器控制单元2可以是单片的，其中，电机控制电路和栅极驱动器电路被集成到单个管芯上。在其他示例中，电机控制电路和栅极驱动器电路可以被划分为单独的IC。“单片”栅极驱动器是单个硅芯片上的栅极驱动器，并且可以进一步通过特定的高压(HV)技术制成。此外，栅极驱动器IC可以集成在功率逆变器1上。
电机控制器实时执行电机控制致动器100的电机控制功能，并且向栅极驱动器发送PWM控制信号。电机控制功能可以包括控制永磁电机或感应电机，并且可以被配置成基于传感器的控制或不需要转子位置感测的无传感器控制，如具有霍尔传感器和/或编码器装置的基于传感器的控制的情况。可替选地，电机控制功能可以包括基于传感器的控制(例如，在较低的转子速度下使用)和无传感器控制(例如，在较高的转子速度下使用)两者的组合。
例如，逆变器控制单元2包括控制器和驱动器单元5，控制器和驱动器单元5包括作为电机控制器的微控制器单元(MCU)6和用于生成用于控制每个晶体管模块3的晶体管的驱动器信号的栅极驱动器7。因此，负载电流路径U、V和W可以由控制器和驱动器单元5通过控制晶体管3的控制电极(即，栅电极)来控制。例如，在从微控制器接收到PWM控制信号时，栅极驱动器IC可以将相应的晶体管设置为传导状态(即导通状态)和阻断状态(即关断状态)之一。
栅极驱动器IC可以被配置成从微控制器接收包括功率晶体管控制信号的指令，并且根据接收到的指令和控制信号来导通或关断相应的晶体管3。例如，在各个晶体管3的导通过程期间，栅极驱动器IC可以用于向相应晶体管3的栅极提供(拉)栅极电流以便对栅极充电。相反，在关断过程期间，栅极驱动器IC可以用于从晶体管3的栅极吸取(灌)栅极电流以便使栅极放电。
逆变器控制单元2或控制器和驱动单元5本身可以包括用于实现PWM方案的PWM控制器、ADC、DSP和/或时钟源(即，计时器或计数器)，PWM方案用于控制每个晶体管的状态并且最终控制在相应的负载电流路径U、V和W上提供的每个相电流。
特别地，控制器和驱动器单元5的微控制器可以使用电机控制算法，例如磁场定向控制(FOC)算法，用于针对输出至多相负载例如多相电机的每个相电流实时提供电流控制。因此，磁场定向的控制回路可以被称为电流控制回路。还可以通过在提供速度恒定控制的FOC控制上增加速度恒定控制回路来控制电机速度。因此，FOC(即，电流控制回路)可以被视为内部控制回路，并且速度恒定控制回路可以被视为外部控制回路。另外，电机功率以及因此得到的电机速度还可以由速度恒定控制回路之上的功率恒定控制回路控制。因此，至少相对于电流控制回路和速度恒定控制回路，功率恒定控制回路可以被认为是最外部的控制回路。换句话说，电流控制回路可以被视为内部控制回路，速度恒定控制回路可以被视为中间控制回路，而功率恒定控制回路可以被视为外部控制回路。
在电机控制期间(即，在电机的运行期间)，电流控制回路和速度恒定控制回路总是保持激活或启用。同样，在电机控制期间，功率恒定控制回路也可以保持激活或启用。然而，在电机控制过程中，功率恒定控制回路也可以被可切换地激活/去激活(启用/禁用)。在功率恒定控制回路被激活的情况下，即使速度恒定控制回路也被激活，控制器和驱动器单元5也被认为处于功率恒定控制模式。在功率恒定控制回路被去激活的情况下，控制器和驱动器单元5被认为处于速度恒定控制模式。
在一些情况下，可以使用也在速度恒定控制回路之外的第四控制回路(例如，位置控制回路)来控制电机位置。
例如，在FOC期间，应该测量电机相电流，使得可以实时确定精确的转子位置。为了实现电机相电流的确定，MCU 6可以采用使用单分流电流感测的算法(例如，空间矢量调制(SVM)，也称为空间矢量脉冲宽度调制(SVPWM))。
此外，控制功率逆变器1的开关3(即晶体管)使得在任何时候都不使同一逆变器支路中的两个开关导通，否则DC电源将被短路。根据电机控制算法，可以通过逆变器支路内的开关3的互补操作来满足该要求。
图1B是示出根据一个或更多个实施方式的利用单分流电流感测的功率逆变器1的示意图。具体地，功率逆变器1包括置于功率逆变器1的负DC链路上的分流电阻器Rs。晶体管3u+、3u-、3v+、3v-、3w+和3w-被显示表示为开关，并且电机M被示出为针对其相中每一相具有绕组。此处，UO表示从桥中点U到电机中性点O的至中性电压的线；UN表示从桥中点U到负母线供电轨N的U桥电压；UV表示U相到V相的线间电压；VW表示V相到W相的线间电压；以及WV表示从W相到V相的线间电压。
图1A中的MCU 6可以接收从分流电阻器Rs获取的电流的样本，然后使用算法(即，软件)来实时地重构三相电流。例如，SVPWM是基于矢量控制的算法，该基于矢量控制的算法需要感测三个电机相电流。通过使用单分流电阻器Rs，以精确的时间间隔对DC链路电流脉冲进行采样。分流电阻器Rs上的电压降可以由逆变器控制单元2内的运算放大器来放大并且例如上移1.65V。所得的电压可以由逆变器控制单元2内的ADC进行转换。基于开关的实际组合，使用SVPWM算法重建电机M的三相电流。ADC可以在PWM周期的有效矢量期间测量DC链路电流。在每个扇区中，两相电流测量是可用的。由于三个绕组电流总和为零，因此可以计算第三相电流值。
SVPWM本身是用于实时控制PWM的算法。该算法用于产生AC波形，并且可以用于使用多个开关晶体管从DC源以可变速度驱动三相AC供电的电机。虽然本文的示例是在三相电机的背景下描述的，但是示例不限于此，并且可以应用于任何负载方案。
此外，应当理解，除了单分流电阻器之外的其他实现可以用于电流感测，以及其他电机控制算法可以用于控制负载，并且本文描述的实施方式不限于此。
图2A和图2B示出了根据一个或更多个实施方式的电机控制算法200的示意性框图。特别地，图2由图2A和图2B两部分组成，这两部分在相应边界(A)处结合以形成完整的电机控制算法200。电机控制算法200可以被实现为编程到电机控制器6中的固件或者通过固件和电路部件的组合实现。电机控制器6本身可以包括被配置成实现电机控制算法200的一个或更多个控制器、一个或更多个处理电路以及/或者一个或更多个信号处理器。
特别地，电机控制算法200包括可以是基于传感器或基于无传感器的速度恒定控制回路12以及由图1A中示出的电机控制器6实现的电流控制回路13。因此，电机控制器6包括实现外环控制的速度控制器和实现内环控制的电流控制器。速度恒定控制回路12可以与速度控制器12互换使用。类似地，电流控制回路13可以与电流控制器13互换使用。
如本文所使用的，Vq和Vd分别表示DQ坐标系中电机的定子Q轴电压和D轴电压。也就是说，Vq是DQ坐标系的Q轴上的电机电压分量，并且Vd是DQ坐标系的D轴上的电机电压分量。同样，Iq和Id分别表示DQ坐标系中电机的定子Q轴电流和D轴电流。也就是说，Iq是DQ坐标系的Q轴上的电机电流分量，并且Id是DQ坐标系的D轴上的电机电流分量。此外，每个比例积分(PI)控制器接收比例增益KP和积分增益KI并根据等式1和等式2生成输出：
PI输出＝KPΔ+KI∫Δdt 等式1
其中，Δ是实际测量值(PV)与设定点(SP)的误差或偏差。
Δ＝SP-PV 等式2
FOC软件支持驱动两种类型永磁同步电机(PMSM)，即，恒定气隙表面安装磁电机和具有可变磁阻的内部安装磁电机。无传感器FOC算法结构在图2A和图2B中示出，并且遵循具有外部速度恒定控制环和内部电流控制环的级联控制结构，外部速度恒定控制环和内部电流控制环各自分别在改变电机绕组电压方面发挥作用，以目标功率或目标速度驱动电机。只要磁通量估计器和PLL单元43有效(active)，则也可以使用基于传感器的FOC算法结构。速度恒定控制环从例如外部信号发生器15(例如通用异步接收器/发送器(UART)、变速泵(VSP)、频率和占空比)接收目标速度TargetSpeed。例如，外部信号发生器15可以被配置成基于旨在设置电机的目标速度的一个或更多个输入参数来生成外部数字或模拟信号15s，并且将电机的目标速度TargetSpeed提供给速度控制器12的速度斜率SpdRampRate块21。应当理解，目标速度TargetSpeed可以由另一源例如用作其他外部控制回路的另一控制器回路提供，从而使速度控制回路成为中间控制回路。
速度控制器12计算跟随目标速度(TargetSpeed)所需的电机转矩。TargetSpeed是设置电机的目标速度的变量。目标速度在设置时为恒定值；速度斜率SpdRampRate块21根据速度斜率将其改变为倾斜升高的值SpdRef。误差发生器22从磁通量估计器和锁相环(PLL)单元43接收SpdRef信号和实际(测量的)电机速度值MotorSpeed(即，估计速度)，并生成速度误差ErrSpeed，速度误差ErrSpeed是SpdRef信号与实际(估计)电机速度之间的偏差。
PI补偿器23作用于误差ErrSpeed。积分项迫使速度稳态误差为零，而比例项改善高频响应。PI补偿器增益KP和KI取决于电机特性和负载特性而调整以满足目标动态性能。PI补偿器23的输出是能够维持电机速度SpRef的转矩电流TrqRef。限制功能块24对PI补偿器23的输出应用一个或更多个限制功能。例如，限制功能块24对PI补偿器23的输出执行电机限制功能MotorLim，以防止积分饱和(integral windup)并使电机电流保持在电机最大电流内。限制功能块24对PI补偿器23的输出执行低速限制功能LowSpeedLim以限制低速下的电机电流。限制功能块24对PI补偿器23的输出执行再生电流限制功能RegenLim以限制电机的再生电流。
电流控制器13的电流回路驱动产生该转矩电流TrqRef所需的电机电流。内部永磁体(IPM)控制器31被配置成基于Ld和Lq之差将转矩电流TrqRef分离成用于具有可变磁阻的内部安装磁电机的IdRef和IqRef。对于恒定气隙的表面安装磁(SMM)电机，IqRef等于TrqRef，并且IdRef等于0。IqRef是Q轴上的电流命令(即，参考电流值)。换句话说，IqRef是Iq电流分量的目标电流值。类似地，IdRef是Id电流分量的目标电流的值(即，参考电流值)。IPM控制器31还接收磁场减弱电流(field weakening current)IdFwk，磁场减弱电流IdFwk由限制功能块45基于FwkCurRatio来限制。磁场减弱模块44基于Vdq(即Vd和Vq的平方根)和设置了磁场减弱水平的FwkVoltLvl来计算弱磁电流(flux weakening current)IdFwk。针对所有的内部永磁同步电机(IPMSM)和表面永磁同步电机(SPMSM)，将弱磁电流IdFwk与IPM控制器31中的IdRef相加。
电流Iq回路PI补偿器34，也称为Iq控制器34，作用于IqRef与Iq之间的误差ErrIq。积分项迫使稳态误差为零，而比例项改善高频响应。PI补偿器增益KP和KI取决于电机特性和负载特性而调整以满足目标动态性能。限制功能块36对PI补偿器34的输出应用一个或更多个限制功能以防止积分饱和并且基于VdqLim保持逆变器输出电压。
类似地，电流Id回路PI补偿器35，也称为Id控制器35，作用于IdRef与Id之间的误差ErrId。PI补偿器增益KP和KI也取决于电机特性和负载特性而调节以满足目标动态性能，但是通常它们与电流Iq回路PI补偿器34相同。限制功能块37对PI补偿器35的输出应用一个或更多个限制功能以防止积分饱和并且基于VdqLim保持逆变器输出电压。
正向矢量旋转单元38将正向矢量旋转施加至电流回路输出电压Vd和Vq，并且基于由磁通量估计器和PLL单元43计算的转子角θ将电流回路输出电压Vd和Vq转换成两相AC电压分量Vα和Vβ。空间矢量脉冲宽度调制器39接收两相交流电压分量Vα和Vβ，并且基于Vα和Vβ电压输入以及SVPWM生成逆变器开关信号(即，从电机控制器6输出的六路PWM控制信号)。然后，栅极驱动器7基于PWM控制信号导通/关断相应的功率晶体管3。PwmFreq将PWM控制信号的频率提供给空间矢量脉冲宽度调制器39。在检测到故障的情况下，FAULT将故障信号提供给空间矢量脉冲宽度调制器39。
电流控制器13的电流回路计算逆变器电压以驱动生成期望转矩所需的电机电流。相电流重构电路40使用单分流重构对各个相U、V和W各自的相电流Iu、Iv和Iw中的每个相电流进行重构。特别地，相电流重构电路40在PWM周期的有效矢量期间测量分流电阻器中的DC链路电流。在每个PWM周期中，存在两个不同的有效矢量，并且每个有效矢量中的DC链路电流表示一个电机相上的电流。因为在平衡条件下所有三个绕组电流的总和为零，所以计算第三相电流值是可能的。
磁场定向控制(FOC)在Clarke(克拉克)变换单元41处使用Clarke变换以对三相电流施加alpha-beta(α-β)变换从而得出α电流Iα和β电流Iβ。FOC还在矢量旋转单元42处使用矢量旋转(即，cordic旋转)以利用α电流Iα和β电流Iβ将电机绕组电流变换成两个准DC电流分量，即，增强或减弱转子磁场的Id电流分量和产生电机转矩的Iq电流分量。
两个误差发生器(例如，减法器)32和33分别生成误差值ErrIq和ErrId。特别地，误差发生器32从IPM控制块31接收参考电流值IqRef作为设定点(SP)值并从矢量旋转单元42接收Iq电流值作为实际测量值(PV)，以及生成误差值ErrIq。类似地，误差发生器33从IPM控制块31接收参考电流值IdRef(即，D轴上的参考电流值)作为设定点(SP)值并从矢量旋转单元42接收Id电流值作为实际测量值(PV)，以及生成误差值ErrId。
通常，IPM控制块31根据电机电感Ld、Lq之差将来自速度控制器的转矩参考电流TrqRef分离成Iqref和Idref。Iqref和Idref表示目标电流。通常，IdRef对于SMM电机为零，或者对于IPM电机为按比例缩放到转矩电流TrqRef的负值。然而，在一定速度(称为基本速度)以上，逆变器输出电压变得受到DC母线电压的限制。在这种情况下，磁场减弱控制器44生成负Id并且使该Id与转矩参考电流分离以对抗使回绕电动势(EMF)减小的转子磁场。这使得能够以较高速度工作但以较低转矩输出。磁场减弱控制器44用于对Id电流进行调整以使电机电压幅值保持在母线电压限制内。
转子磁体位置估计器包括磁通量估计器和PLL 43。磁通量估计器和磁通量PLL运转以便检测转子位置以及测量正在运转的电机的电机速度。如在下面的式3和式4中提供的，基于反馈电流(即，利用α电流Iα和β电流Iβ)、估计的电压Vα和Vβ(基于DC母线反馈电压和调制指数)以及电机参数(电感和电阻)来计算磁通。磁通量估计器51的输出表示α-β(固定正交框架，u相与α对准)二相量中的转子磁通量。
磁通量估计器和PLL 43的角度和频率锁相环(PLL)55根据α-β分量中的转子磁通矢量估计磁通角度(即，估计转子角度θ)和电机速度。PLL的矢量旋转53计算转子磁通角度与估计角度之间的误差。闭合回路路径中的PLL 55的PI补偿器迫使角度估计量和频率估计量跟踪转子磁通的角度和频率。电机速度是根据转子极数从转子频率中得出的。
在驱动内部永磁(IPM)电机时，转子凸极(saliency)能够生成磁阻转矩分量以增大由转子磁体产生的转矩。在驱动表面磁电机(SMM)时，凸极为零(Ld＝Lq)并且Id被设置为零以实现最大效率。在具有凸极(Ld<Lq)的IPM电机的情况下，负Id将产生正磁阻转矩。最有效操作点是在给定电流幅值下使总转矩最大。表面磁电机(SMM)和内部永磁(IPM)电机两者的最有效工作点由IPM控制块31计算。
应当理解，所示的速度控制器12和电流控制器13仅示出了一种示例配置并且不限于此。例如，通常，速度控制器12配置有速度控制回路，该速度控制回路基于目标速度TargetSpeed输出转矩电流TrqRef。另外，电流控制器13被配置成基于从速度控制器12输出的转矩电流TrqRef来计算用于驱动电机的电压和电流信息。特别地，电流控制器13确定定子Q轴电压Vq和D轴电压Vd，以及定子Q轴电流Iq和D轴电流Id。
在捕捉自旋(catch spin)方法中，控制器可以跟踪反电动势以便确定电机是否正在转动，以及如果电机正在转动，则沿该方向转动。常规的捕捉自旋序列在自举电容器的充电阶段完成后开始。在捕捉自旋期间，IqRef和IdRef两者均被设置为0(速度调节器被禁用)，同时磁通量PLL试图锁定到实际电机速度(MotorSpeed)和转子角度(RotorAngle)。捕捉自旋时间由TCatchSpin参数定义。一旦经过捕捉自旋时间，则使用“DirectStartThr”参数值对计算出的电机速度进行检查。如果电机速度大于或等于“DirectStartThr”参数值，则开始正常速度控制，当前电机速度将成为初始速度参考并且还被设置为速度斜坡起始点。取决于所设置的目标速度，电机将(经由再生制动)减速或加速以达到期望速度。如果电机速度小于“DirectStartThr”参数值，则电机状态变为“角度感测(ANGLESENSING)”状态。
在电机沿期望的相同方向自旋的正向捕捉自旋序列期间，没有电机电流注入。在经过捕捉自旋时间TCatchSpin之后，假设块43的磁通量PLL锁定至实际电机速度，则该情况下的电机速度将变成初始速度参考以及速度斜率SpdRampRate块21所使用的速度斜坡参考SpdRef的起始点。电机跟随速度斜坡参考SpdRef持续加速或减速以达到所设置的目标速度TargetSpeed。
在电机沿期望的相反方向自旋的反向捕捉自旋序列期间，没有电机电流注入。在经过TCatchSpin时间之后，电机仍以高于再生速度阈值(RegenSpdThr)的速度沿相反方向自旋。因此，受RegenLim参数中限定的值限制的注入转矩迫使电机经由再生制动进行减速。一旦反向自旋电机的速度降到再生速度阈值(RegenSpdThr)以下，则注入转矩就会受到MotorLim(RegenLim≤MotorLim)的限制。注入转矩迫使电机停止并沿期望的自旋方向开始加速，从而跟随速度斜坡参考SpdRef以达到所设置的目标速度TargetSpeed。
所描述的实施方式使用磁通量估计器51和磁通量幅值与角度提取块55，其可以例如由PLL实现。磁通量估计器和PLL单元43在PMSM驱动系统的整个生命周期期间连续监测永磁磁通链以便检测电机转子的永磁体去磁的发生。
图3是根据一个或更多个实施方式的磁通量估计器和PLL单元43中的磁通量估计器、磁通量PLL和去磁检测器的示意图。转子磁通链
Figure BDA0002960185890000149
经由磁通量估计器51估计，随后由PLL 35执行磁通量幅值和角度提取。
磁通量估计器51被配置成从正向矢量旋转单元38接收两相AC电压分量Vα和Vβ，以及从Clarke变换单元41接收α电流Iα和β电流Iβ，以执行电机反EMF的非理想积分。特别地，磁通量估计器51通过电机反EMF的非理想积分来获得α-β2相量(固定正交框架)中的转子磁通量，电机反EMF的非理想积分是通过使用如下面的等式3和等式4所示的相应的电机相电流Iα或Iβ、相应的定子电压Vα或Vβ、电机绕组电阻Rs和电机绕组电感Ls来计算的：
Figure BDA0002960185890000141
Figure BDA0002960185890000142
其中，
Figure BDA0002960185890000143
表示α转子磁通量，而
Figure BDA0002960185890000144
表示β转子磁通量。
转子磁通量
Figure BDA0002960185890000145
和
Figure BDA0002960185890000146
的这两个固定分量被提供给矢量旋转器53，矢量旋转器53被配置成在DQ坐标系的旋转框架中产生D和Q分量。D转子磁通量分量表示转子磁通量的振幅。Q转子磁通量分量表示转子磁通量角α与估算角θ之间的误差。
转子磁通链
Figure BDA0002960185890000147
由矢量旋转器53根据下面的等式5得出：
Figure BDA0002960185890000148
特别地，由矢量旋转器53执行的矢量旋转器计算如下：
Figure BDA0002960185890000151
Figure BDA0002960185890000152
由于，
Figure BDA0002960185890000153
且
Figure BDA0002960185890000154
因此，以下为真；
Figure BDA0002960185890000155
Figure BDA0002960185890000156
当α＝θ，以下为真:
Figure BDA0002960185890000157
Figure BDA0002960185890000158
如以上所提到的，D转子磁通量分量(即，矢量旋转器计算中的D)表示转子磁通量的振幅
Figure BDA0002960185890000159
Q转子磁通分量(即，矢量旋转器计算中的Q)表示转子磁通量角α与估计的转子角度θ之间的误差。
可替选地，转子磁通链
Figure BDA00029601858900001510
可以由磁通量估计器51通过应用5来计算，或者矢量旋转器53可以由磁通量估计器51并入。
转子磁通链
Figure BDA00029601858900001511
是动态变化的正弦变量，包含转子磁通链的相位和角度信息ωt以及转子磁通链的幅值信息
Figure BDA00029601858900001512
例如，从转子磁通链
Figure BDA00029601858900001513
提取转子磁通链的角度和幅值可以由PLL 55实现。提取的(即，估计的)磁通链幅值表示在电机运行的给定时间处的永磁体强度，因为其自感(Ls)相关的磁通分量被排除。因此，当电机磁通量强度随着使用时间而降级变化时，其幅值也成比例地变化(即，减小)而不受自感的影响，该变化反映了降级。因此，该系统可以通过连续地监测估计的磁通链幅值来识别和检测永磁电机的去磁量。
特别地，从PLL 55向去磁检测器57提供磁通链幅值
Figure BDA00029601858900001514
以进行估计。去磁检测器57还被配置成接收和存储参考磁通量幅值
Figure BDA00029601858900001515
以及将磁通链幅值
Figure BDA00029601858900001516
与基于参考磁通量幅值
Figure BDA00029601858900001517
的预定义去磁水平DemagThresh进行比较。特别地，根据下面的等式6，预定义去磁水平DemagThresh是参考磁通量幅值
Figure BDA00029601858900001518
的预定义百分比(Demag Level％)或分数：
Figure BDA00029601858900001519
预定义去磁水平DemagThresh被确定为小于参考通量幅值
Figure BDA0002960185890000161
(例如，至少小10％)并且表示阈值，将测量的磁通链幅值
Figure BDA0002960185890000162
与该阈值进行比较以用于去磁监测和检测。虽然Demag Level％不限于90％或更小，但是应当使用来自参考磁通量幅值
Figure BDA0002960185890000163
的一些余量，以允许测量的磁通链幅值的微小变化，并且安全地防止检测到错误的去磁。
去磁检测器57可以例如在磁通链幅值
Figure BDA0002960185890000164
大于预定义去磁水平DemagThresh的条件下确定不存在去磁故障。在这种情况下，去磁检测器57不生成故障信号或生成OK信号。
另一方面，去磁检测器57可以在磁通链幅值
Figure BDA0002960185890000165
等于或小于预定义去磁水平DemagThresh的条件下确定存在去磁故障。在这种情况下，去磁检测器57可以生成指示转子永磁体的去磁已经发生的去磁故障信号。
另外，在去磁监测和检测中也可以考虑定时阈值。例如，去磁检测器57不仅可以将磁通链幅值
Figure BDA0002960185890000166
与预定义去磁水平DemagThresh进行比较，而且去磁检测器57还可以经由计数器或其他装置监测磁通链幅值
Figure BDA0002960185890000167
等于或小于预定义去磁水平DemagThresh的时间量，并且可以将测量的时间与预定义的定时阈值进行比较。转子永磁体的去磁可以在测量的时间等于或超过预定义定时阈值的条件下被检测。该定时条件还可以有助于在小的持续时间内容忍测量的磁通链幅值的变化，而不触发去磁故障信号。因此，可以防止错误的去磁检测。
结果，去磁检测器57可以应用双重条件分析，其中，其监测要满足的第一条件(即，磁通链幅值
Figure BDA0002960185890000168
等于或小于预定义去磁水平DemagThresh)，并且一旦满足第一条件，则去磁检测器57监测要满足的第二条件(即，磁通链幅值
Figure BDA0002960185890000169
等于或小于预定义去磁水平DemagThresh的持续时间满足或超过预定义的定时阈值)。如果满足第二条件，则去磁检测器57产生去磁故障信号。另一方面，如果在满足预定的定时阈值之前的第二条件的监测期间，磁通链幅值
Figure BDA00029601858900001610
超过预定义去磁水平DemagThresh，则去磁检测器57不生成去磁故障信号，并且复位回到对第一条件的监测。
作为结果，在电机M的工作期间(即，在旋转期间)并且在PMSM驱动系统的整个生命周期期间，经由磁通量估计器51和矢量旋转器53连续地估计转子磁通链
Figure BDA00029601858900001611
进而，去磁检测器57被配置成在电机M的工作期间以及在PMSM驱动系统的整个生命周期期间连续地监测转子永磁体的去磁的发生。
另外，去磁检测器57包括存储装置58例如飞行记录器，存储装置58被配置成在磁通量估计器51和磁通量PLL 55被锁定并处于稳定状态时周期性地存储估计的磁通链幅值
Figure BDA0002960185890000171
最初，可以在零小时服务时间处估计磁通链幅值
Figure BDA0002960185890000172
在其期间电机M在预定义负载下运行，并且磁通链幅值
Figure BDA0002960185890000173
被测量。换句话说，零小时服务时间是测试周期，在其期间，电机被测试，并且其特性可以被测量以例如针对电机控制算法的一个或更多个方面开发系统模型。在该测试周期期间确定的初始磁通链幅值
Figure BDA0002960185890000174
可以存储在存储装置58中，并且设置为参考磁通链幅值
Figure BDA0002960185890000175
从而以上述方式在电机控制系统的剩余寿命期间在去磁检测中使用。
如果在电机M的工作阶段期间测量的实际磁通链幅值
Figure BDA0002960185890000176
被检测为低于预定义去磁水平达可配置的时间量，则去磁故障由去磁检测器57触发。该构思的一个优点是转子磁通链估计不需要任何另外的专用计算。相反，转子磁通链估计是从用于估计转子速度和转子角度的相同磁通量估计器和PLL单元43获得的。另外，转子磁通链估计方法不受电机负载条件和电机速度的影响。
转子磁通链估计方法的一个限制是存在最小电机速度，磁通量估计器51可以在该最小电机速度下有效地工作，使得如果电机速度小于最小电机速度，则测量的磁通链幅值
Figure BDA0002960185890000177
不可靠。该最小速度限制对于避免磁通量估计器51中使用的积分器饱和是必要的。磁通量估计器51的非理想积分器的关断频率ωb由以下等式7提供：
ωb＝1/τFlx 等式7
其中，τFlx是磁通量估计器51的磁通量估计器时间常数。当电机速度小于非理想积分器的关断频率ωb时，非理想积分器的增益变平且不再持续增加。因此，如果由等式8表示的转子基频ωr低于非理想积分器的关断频率ωb，则估计的转子磁通链
Figure BDA0002960185890000178
不再准确。如下提供等式8：
Figure BDA0002960185890000179
通常，该最小电机速度限制约为最大额定电机速度的5％。因此，存储装置58可以存储最小电机速度限制，并且该最小电机速度限制可以基于电机M的最大额定电机速度的预定百分比或分数。在该情况下，去磁检测器57被配置成从磁通量PLL 55接收测量的(估计的)电机速度(MotorSpeed)，并且将估计的测量电机速度与存储在存储装置58中的最小电机速度限制进行比较。在估计的测量电机速度等于或大于最小电机速度限制的条件下，去磁检测器57的去磁检测监测被启用。例如，去磁检测监测本身可以被初始化和激活，使得在去磁故障的确定中考虑转子磁通链估计值
Figure BDA0002960185890000181
另一方面，在估计的测量电机速度小于最小电机速度限制的条件下，去磁检测器57的去磁检测监测被禁用。例如，当估计的测量电机速度小于最小电机速度限制时，去磁检测器57可以忽略或不管从PLL 55接收的任何转子磁通链估计值
Figure BDA0002960185890000182
因此，当估计的测量电机速度小于最小电机速度限制时，去磁检测器57不会生成或输出去磁故障。
鉴于以上，用于包括但不限于空调单元、风扇控制器、冰箱、洗衣机、空气净化器、真空吸尘器、吹风机、泵等的家用电器应用的数字电机控制系统被配置成使用磁通等式3、4和5准确地估计转子磁通链，并且基于估计的转子磁通链检测转子的永磁体的去磁。
虽然已经描述了各种实施方式，但是对于本领域普通技术人员明显的是，在本公开内容的范围内许多更多的实施方式和实现方式是可能的。例如，虽然某些实施方式可以针对无传感器FOC，但是只要磁通量估计器和PLL单元43是活动的，则这些实施方式也可以使用基于传感器的FOC。因此，除了所附权利要求及其等同物之外，本发明不受限制。关于由以上描述的部件或结构(组件、器件、电路、系统等)执行的各种功能，除非另有表示，否则即使与执行本文所示的本发明的示例性实施方式中的功能的所公开结构在结构上不等同，用于描述这样的部件的术语(包括对“装置”的引用)意在与执行所描述的部件的指定功能的任何部件或结构对应(即功能上等同)。
此外，所附权利要求在此并入到详细描述中，其中，每个权利要求可以独立地作为单独的示例实施方式。虽然每个权利要求可以独立地作为单独的示例实施方式，但应注意，尽管从属权利要求可以在权利要求中提及与一个或更多个其他权利要求的特定组合，但是其他示例实施方式也可以包括从属权利要求与每个其他独立权利要求或从属权利要求的主题的组合。除非声明不意在特定组合，否则本文提出了这样的组合。此外，即使该权利要求不直接引用独立权利要求，也意在将权利要求的特征包括在任何其他独立权利要求中。
还应当注意，说明书或权利要求中公开的方法可以由具有用于执行这些方法的每个相应动作的装置的设备来实现。
此外，应理解，说明书或权利要求中公开的多个动作或功能的公开内容可以不被解释为在特定顺序内。因此，除非这样的动作或功能由于技术原因是不可互换的，否则多个动作或功能的公开内容不会将这些动作或功能限制为特定顺序。此外，在一些实施方式中，单个动作可以包括多个子动作或可以分成多个子动作。除非明确排除的之外，否则可以包括这样的子动作并且这样的单个动作可以是公开内容的一部分。
根据某些实现要求，本文提供的实施方式可以用硬件或软件实现。可以使用其中存储有电子可读的控制信号的数字存储介质来执行该实现方式，所述数字存储介质例如软盘、DVD、蓝光、CD、RAM、ROM、PROM、EPROM、EEPROM或闪存，所述数字存储介质与可编程计算机系统协作(或能够协作)以便执行相应的方法。因此，数字存储介质可以是计算机可读的。
指令可以由一个或更多个处理器诸如一个或更多个中央处理单元(CPU)、数字信号处理器(DSP)、通用微处理器、专用集成电路(ASIC)、现场可编程逻辑阵列(FPGA)或者其他等效集成或分立逻辑电路系统来执行。因此，如本文所使用的术语“处理器”是指适合于实现本文所描述的技术的任何前述结构或任何其他结构。另外，在一些方面，可以在专用硬件和/或软件模块内提供本文描述的功能。同样，可以在一个或更多个电路或者逻辑元件中充分实现该技术。
因此，本公开内容中所描述的技术可以至少部分地以硬件、软件、固件或其任意组合来实现。例如，所描述的技术的各个方面可以在一个或更多个处理器内实现，所述处理器包括一个或更多个微处理器、DSP、ASIC或任意其他等同的集成或分立逻辑电路、以及这样的部件的任意组合。
包括硬件的控制单元还可以执行本公开内容中描述的一种或更多种技术。这样的硬件、软件和固件可以在相同的装置内或在独立的装置内实现，以支持本公开内容中描述的各种技术。可以将软件存储在非暂态计算机可读介质上，使得该非暂态计算机可读介质包括存储在其上的程序代码或程序算法，所述程序代码或程序算法在被执行时使计算机程序执行方法的步骤。
尽管已经公开了各种示例性实施方式，但是对于本领域技术人员来说明显的是，可以在不脱离本发明的精神和范围的情况下进行各种改变和修改，这些改变和修改将实现本文公开的构思的一些优点。对于本领域的那些相当熟练的技术人员来说明显的是，执行相同功能的其他部件可以被适当地替换。应当理解，在不脱离本发明的范围的情况下，可以利用其他实施方式并进行结构或逻辑上的改变。应该提到的是，参照特定附图解释的特征可以与其他附图的特征组合，甚至在未明确提及的那些情况下也是如此。对一般发明构思的这种修改意在由所附权利要求及其合法等同物覆盖。

Claims (21)

1.一种电机控制器，所述电机控制器被配置成驱动永磁同步电机PMSM，所述电机控制器包括：
电流控制器，其被配置成生成用于驱动所述PMSM的控制信号，其中，所述电流控制器被配置成测量所述PMSM的电压信息和所述PMSM的电流信息；
磁通量估计器，其被配置成接收所述电压信息和所述电流信息，并且基于所述电压信息和所述电流信息来计算转子磁通链；
提取电路，其被配置成接收所述转子磁通链并且从所接收的转子磁通链中提取所述转子磁通链的磁通链幅值；以及
去磁检测器，其被配置成基于所述磁通链幅值、在所述PMSM的工作期间连续地监测所述PMSM的转子永磁体的去磁，其中，所述去磁检测器被配置成将所述磁通链幅值与预定义去磁水平进行比较，并且在所述磁通链幅值等于或小于所述预定义去磁水平的第一条件下检测到所述去磁。
2.根据权利要求1所述的电机控制器，其中，所述磁通量估计器被配置成通过以下操作计算所述转子磁通链：
基于所述电压信息和所述电流信息计算两相转子磁通量，其中，所述两相转子磁通量包括第一转子磁通量分量和第二转子磁通量分量，以及基于所述第一转子磁通量分量和所述第二转子磁通量分量计算所述转子磁通链。
3.根据权利要求2所述的电机控制器，其中，所述磁通量估计器被配置成：基于所述电压信息和所述电流信息计算所述PMSM的第一反电动势BEMF和所述PMSM的第二BEMF，通过非理想积分对所述第一BEMF进行积分以生成所述第一转子磁通量分量，以及通过所述非理想积分对所述第二BEMF进行积分以生成所述第二转子磁通量分量。
4.根据权利要求2所述的电机控制器，其中，所述第一转子磁通量分量是α-β两相量中的α转子磁通量分量，并且所述第二转子磁通量分量是所述α-β两相量中的β转子磁通量分量。
5.根据权利要求1所述的电机控制器，其中：
所述电压信息包括两相定子电压中的第一相交流AC电压分量和所述两相定子电压中的第二相AC电压分量，
所述电流信息包括两相AC电流中的第一电机相电流分量和所述两相AC电流中的第二电机相电流分量。
6.根据权利要求5所述的电机控制器，其中：
所述第一相AC电压分量为α电压分量，并且所述第二相AC电压分量为β电压分量；并且
所述第一电机相电流分量为α电流分量，并且所述第二电机相电流分量为β电流分量。
7.根据权利要求1所述的电机控制器，其中，所述提取电路是锁相环。
8.根据权利要求1所述的电机控制器，其中，所述转子磁通链是动态变化的正弦变量，该正弦变量包含所述转子磁通链的相位和角度信息以及表示所述磁通链幅值的幅值信息。
9.根据权利要求1所述的电机控制器，其中，所述磁通链幅值表示所述转子永磁体在PMSM工作期间的永磁体强度。
10.根据权利要求1所述的电机控制器，其中，基于满足所述第一条件，所述去磁检测器被配置成：监测所述磁通链幅值保持等于或小于所述预定义去磁水平的持续时间，将所监测的持续时间与定时阈值进行比较，以及在所监测的持续时间等于或超过所述定时阈值的第二条件下检测到所述去磁。
11.根据权利要求10所述的电机控制器，其中，所述去磁检测器被配置成基于不满足所述第二条件而返回针对所述第一条件进行监测。
12.根据权利要求11所述的电机控制器，其中，所述去磁检测器被配置成：在所述磁通链幅值在所监测的持续时间满足所述定时阈值之前变得大于所述预定义去磁水平的第三条件下，确定不满足所述第二条件。
13.根据权利要求1所述的电机控制器，其中，所述去磁检测器被配置成响应于检测到所述去磁而生成并输出去磁故障信号。
14.根据权利要求1所述的电机控制器，其中，所述去磁检测器被配置成存储参考转子磁通链，并且所述预定义去磁水平比所述参考转子磁通链小预定义的量。
15.根据权利要求1所述的电机控制器，其中：
所述提取电路被配置成基于所述转子磁通链来计算所述PMSM的电机速度，并且
所述去磁检测器被配置成：将所述电机速度与最小电机速度阈值进行比较，在所述电机速度等于或大于所述最小电机速度阈值的情况下启用对所述去磁的监测，并且在所述电机速度小于所述最小电机速度阈值的情况下禁用对所述去磁的监测。
16.根据权利要求15所述的电机控制器，其中，所述最小电机速度阈值比所述PMSM的最大额定速度小预定义的量。
17.一种用于在永磁同步电机PMSM的工作期间监测所述PMSM的转子永磁体的去磁的方法，所述方法包括：
由电流控制器生成用于驱动所述PMSM的控制信号；
由所述电流控制器测量所述PMSM的电压信息和所述PMSM的电流信息；
由磁通量估计器基于所述电压信息和所述电流信息来计算转子磁通链；
由提取电路从所述转子磁通链中提取所述转子磁通链的磁通链幅值；以及
由去磁检测器基于所述磁通链幅值连续地监测所述去磁，其中，连续地监测包括将所述磁通链幅值与预定义去磁水平进行比较，并且在所述磁链幅值等于或小于所述预定义去磁水平的第一条件下检测到所述去磁。
18.根据权利要求17所述的方法，其中，连续地监测所述去磁还包括：
基于满足所述第一条件，监测所述磁通链幅值保持等于或小于所述预定义去磁水平的持续时间，将所监测的持续时间与定时阈值进行比较，并且在所监测的持续时间等于或超过所述定时阈值的第二条件下检测到所述去磁。
19.根据权利要求18所述的方法，其中，连续地监测所述去磁还包括：
基于不满足所述第二条件而返回针对所述第一条件进行监测。
20.根据权利要求17所述的方法，还包括：
由所述去磁检测器响应于检测到所述去磁而生成去磁故障信号；以及
由所述去磁检测器输出所述去磁故障信号。
21.根据权利要求17所述的方法，还包括：
由所述提取电路基于所述转子磁通链计算所述PMSM的电机速度；
由所述去磁检测器将所述电机速度与最小电机速度阈值进行比较；
由所述去磁检测器在所述电机速度等于或大于所述最小电机速度阈值的情况下启用对所述去磁的监测；以及
由所述去磁检测器在所述电机速度小于所述最小电机速度阈值的情况下禁用对所述去磁的监测。
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