JPS6277870A - パルス幅変調形インバ−タ装置 - Google Patents
パルス幅変調形インバ−タ装置Info
- Publication number
- JPS6277870A JPS6277870A JP60216131A JP21613185A JPS6277870A JP S6277870 A JPS6277870 A JP S6277870A JP 60216131 A JP60216131 A JP 60216131A JP 21613185 A JP21613185 A JP 21613185A JP S6277870 A JPS6277870 A JP S6277870A
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- Japan
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- carrier
- circuit
- inverter
- current
- pattern
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- Pending
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
この発明は直流あるいは゛交流入力を可変周波数、可変
１江圧出力に変換するパルス幅変調形インバータ装置に
関するものである。
１江圧出力に変換するパルス幅変調形インバータ装置に
関するものである。
従来のこの種装置として第３図に示すものがあった。図
において、１σは入力電源を可変周波数、可変電圧に変
換するインバータ装置の主回路部。
において、１σは入力電源を可変周波数、可変電圧に変
換するインバータ装置の主回路部。
１１は主回路部１０の直流を３相の交流に変換する逆変
換器、２０は主回路部１０により駆動される誘導電動機
、７０はインバータ出力周波数指令（以下ｒｏ指令とい
う）を受けて、その時のキャリアを決定するキャリアパ
ターン回路、３０はインバータ出力電圧指令（以下ｖｏ
指令という）とｆｏ指令及びキャリアパターン７０から
のキャリプ信号を受けて逆変換器１１の可制御素子のス
イッチングパターンを決定するパルス幅変調回路（以下
ＰＷＭ回路という）、４０は前記ＰＷＭ回路３０の信号
を受けて逆変換器可制御素子を駆動する駆動回路である
。
換器、２０は主回路部１０により駆動される誘導電動機
、７０はインバータ出力周波数指令（以下ｒｏ指令とい
う）を受けて、その時のキャリアを決定するキャリアパ
ターン回路、３０はインバータ出力電圧指令（以下ｖｏ
指令という）とｆｏ指令及びキャリアパターン７０から
のキャリプ信号を受けて逆変換器１１の可制御素子のス
イッチングパターンを決定するパルス幅変調回路（以下
ＰＷＭ回路という）、４０は前記ＰＷＭ回路３０の信号
を受けて逆変換器可制御素子を駆動する駆動回路である
。
次に代表的なパルス幅変調（以下ＰＷＰという）回路の
動作について説明する。第６図は３相交流の内の１相（
Ｕ相）のＰＷＭ動作について示している。まずＰＷＭ回
路３０は、Ｖｏ指令、 ｆｏ指令及びキャリアパターン
回路７０よｔ） ｆｏ指令に対応したキャリア信号を受
けると、第６図（−）に示すように、基準電圧ｖｏとキ
ャリア波形Ｖａとを比較し、スイッチングパターンを決
定する。第６図（ｂ）はＵ相の上、下の可制御素子Ｔｕ
ｐ 、 ＴＵＮ （第３図に示す）のスイッチングパタ
ーンＵＦＯ、Ｕｐｉｏである。基準電圧Ｖｏがキャリア
Ｖａより大きい区間はＯＮ、小さい区間はＯＦＦとして
Ｕｐｏを決定し、その逆転信号をＵＮＯとする。他のＶ
相、Ｗ相についても同一のキャリアと、位相が１２０’
、９るいは２４０°ずれた基準電圧Ｖｏと比較して同様
に求められる。スイッチングパターンは以上の様に求め
られるが、駆動回路４０に出力されるスイッチング信号
ＵＰ 、 ＵＮ （第６図（Ｃ）に示す）は、スイッチ
ング遅れによるＵ相上下素子の短絡を防止するため、短
絡防止期間Ｔｄだけ上、下素子を共にＯＦＦする期間を
設ける、いわゆる短絡防止処理されたものとなる。駆動
回路４０はＵｐ 、 ＵＮの信号を受けて可制御素子を
駆動し、周波数ｆＯ、電圧Ｖｏのインバ−タ出力電流と
なる。ところで、短絡防止期間Ｔｄの間は、両方の可制
御素子がＯＦＦしているので逆変換器１１の出力端子電
位は出力電流の極性により還流ダイオードの働きで決定
される。
動作について説明する。第６図は３相交流の内の１相（
Ｕ相）のＰＷＭ動作について示している。まずＰＷＭ回
路３０は、Ｖｏ指令、 ｆｏ指令及びキャリアパターン
回路７０よｔ） ｆｏ指令に対応したキャリア信号を受
けると、第６図（−）に示すように、基準電圧ｖｏとキ
ャリア波形Ｖａとを比較し、スイッチングパターンを決
定する。第６図（ｂ）はＵ相の上、下の可制御素子Ｔｕ
ｐ 、 ＴＵＮ （第３図に示す）のスイッチングパタ
ーンＵＦＯ、Ｕｐｉｏである。基準電圧Ｖｏがキャリア
Ｖａより大きい区間はＯＮ、小さい区間はＯＦＦとして
Ｕｐｏを決定し、その逆転信号をＵＮＯとする。他のＶ
相、Ｗ相についても同一のキャリアと、位相が１２０’
、９るいは２４０°ずれた基準電圧Ｖｏと比較して同様
に求められる。スイッチングパターンは以上の様に求め
られるが、駆動回路４０に出力されるスイッチング信号
ＵＰ 、 ＵＮ （第６図（Ｃ）に示す）は、スイッチ
ング遅れによるＵ相上下素子の短絡を防止するため、短
絡防止期間Ｔｄだけ上、下素子を共にＯＦＦする期間を
設ける、いわゆる短絡防止処理されたものとなる。駆動
回路４０はＵｐ 、 ＵＮの信号を受けて可制御素子を
駆動し、周波数ｆＯ、電圧Ｖｏのインバ−タ出力電流と
なる。ところで、短絡防止期間Ｔｄの間は、両方の可制
御素子がＯＦＦしているので逆変換器１１の出力端子電
位は出力電流の極性により還流ダイオードの働きで決定
される。
従って出力電圧波形はスイッチングパターンＵＰｏ。
ＵＮｏ ＩＩＣ従った理想的な正弦波とならず、歪みを
持つことになる（第６図（ｄ） 、 （ｅ） ）。歪み
の度合は第６図（ｅ）からもわかるように、 Ｔｄが
大きい程、又、出力周波数１周期に含まれるキャリアＶ
ａＯ数が大きい程、即ちキャリア周波数ｒｃが大きい程
度ことになる。ここで、 Ｔｏはキャリア周期、 Ｔｄ
は短絡防止期間で、通常固定で与えられる。この短絡防
止期間Ｔｄの影響は、上記以外に、低速機において軽負
荷時、電動機駆動特性の不安定さを助長するということ
がある。第５図に不安定領域例を示′ｆ（例えば、昭和
５８年電気学会東海支部連合大会 １３１、ｌ’−ＰＷ
Ｍインバータの上下アーム短絡防止期間のＩＭ［動時に
おける安定性への影響についてＪ）。従って、これらの
影響を軽減すべく・キャリアーパターンは例えば第４図
（−）に示すように低速域ではキャリア周波数ｆａｔ−
低くとる。
持つことになる（第６図（ｄ） 、 （ｅ） ）。歪み
の度合は第６図（ｅ）からもわかるように、 Ｔｄが
大きい程、又、出力周波数１周期に含まれるキャリアＶ
ａＯ数が大きい程、即ちキャリア周波数ｒｃが大きい程
度ことになる。ここで、 Ｔｏはキャリア周期、 Ｔｄ
は短絡防止期間で、通常固定で与えられる。この短絡防
止期間Ｔｄの影響は、上記以外に、低速機において軽負
荷時、電動機駆動特性の不安定さを助長するということ
がある。第５図に不安定領域例を示′ｆ（例えば、昭和
５８年電気学会東海支部連合大会 １３１、ｌ’−ＰＷ
Ｍインバータの上下アーム短絡防止期間のＩＭ［動時に
おける安定性への影響についてＪ）。従って、これらの
影響を軽減すべく・キャリアーパターンは例えば第４図
（−）に示すように低速域ではキャリア周波数ｆａｔ−
低くとる。
従来のパルス幅変調形インバータ装置は以上の様に構成
されているので、低速域に２いては第２図（ａ） 、
（ｂＪ 、 （Ｑ）に示すように出力電流に含まれるリ
ップルが大きく、出力電流ピーク値ＩＯＰが大きくなる
。そして、電流リップルが大きいことはＩｏｐに比して
基本波電流が小さいことである。従って、半導体素子の
有する電流能力の利用率という視点か′らは好ましくな
く、低速域においては過負荷耐量が大きくとれないとい
う問題点があった。
されているので、低速域に２いては第２図（ａ） 、
（ｂＪ 、 （Ｑ）に示すように出力電流に含まれるリ
ップルが大きく、出力電流ピーク値ＩＯＰが大きくなる
。そして、電流リップルが大きいことはＩｏｐに比して
基本波電流が小さいことである。従って、半導体素子の
有する電流能力の利用率という視点か′らは好ましくな
く、低速域においては過負荷耐量が大きくとれないとい
う問題点があった。
この発明は上記のような問題点を解消するためになされ
たもので、低速域において、短絡防止期間Ｔｄの影響を
緩和し、軽負荷時においても不安定さを回避できるとと
もに、過負荷耐量を十分確保できるパルス幅変調形イン
バータ装置を得ることを目的とする。
たもので、低速域において、短絡防止期間Ｔｄの影響を
緩和し、軽負荷時においても不安定さを回避できるとと
もに、過負荷耐量を十分確保できるパルス幅変調形イン
バータ装置を得ることを目的とする。
この発明に係るパルス幅変調形インバータ装置は、イン
バータ負荷電流を検出する電ηＬ検出器と、複数のキャ
リアパターン全格納し、を流検出器の出力レベルに応じ
てキャリアパターンを決定するキャリア選択回路を設け
たものである。
バータ負荷電流を検出する電ηＬ検出器と、複数のキャ
リアパターン全格納し、を流検出器の出力レベルに応じ
てキャリアパターンを決定するキャリア選択回路を設け
たものである。
この発明におけるインバータ負荷電流検出器は、まず、
負荷のレベルを検出したら、その負荷レベルをキャリア
選択回路で受け、軽負荷時には短絡防止期間Ｔｄの影響
を緩和し、かつ低速域ではキャリア周波数ｆｃが低いパ
ターンを選択し、重負荷時には過負荷耐量を増すべく、
キャリア周波数ｆａが高いパターンを選択する。
負荷のレベルを検出したら、その負荷レベルをキャリア
選択回路で受け、軽負荷時には短絡防止期間Ｔｄの影響
を緩和し、かつ低速域ではキャリア周波数ｆｃが低いパ
ターンを選択し、重負荷時には過負荷耐量を増すべく、
キャリア周波数ｆａが高いパターンを選択する。
以下、この発明の一実施例を図について説明する。図中
、第３図と同一の部分は同一の符号をもって図示した第
１図において、５０はインバータ出力電流を検出し負荷
状態を検出する電流検出器、６０は複数のキャリアパタ
ーンを格納し、電流検出器５０の電流検出器出力レベル
に応じたキャリアパターンを選択し、ｆｏ指令に対応し
たキャリ子信号をＰＷＭ回路３０に出力するキャリア選
択回路である。
、第３図と同一の部分は同一の符号をもって図示した第
１図において、５０はインバータ出力電流を検出し負荷
状態を検出する電流検出器、６０は複数のキャリアパタ
ーンを格納し、電流検出器５０の電流検出器出力レベル
に応じたキャリアパターンを選択し、ｆｏ指令に対応し
たキャリ子信号をＰＷＭ回路３０に出力するキャリア選
択回路である。
次に動作について説明する。まずｆＯ指令、 Ｖ。
指令とキャリア信号Ｖａとを受けてＰＷＭ回路３０が動
作する。インバータ可制御素子のスイッチングパターン
の決定に関する基本的方法は従来例で述べたとおりであ
る。キャリア選択回路６０には第４図（ａ） 、 （ｂ
）に示す低速域のキャリア周波数ｆｃが低めパターンと
、高めパターンの２つのキャリアパターンが内蔵されて
いるとする。低速域の動作を例にとって説明する。今、
インバータは周波数ｆ、、＠圧ｖｏで運転しており、軽
負荷状態で。
作する。インバータ可制御素子のスイッチングパターン
の決定に関する基本的方法は従来例で述べたとおりであ
る。キャリア選択回路６０には第４図（ａ） 、 （ｂ
）に示す低速域のキャリア周波数ｆｃが低めパターンと
、高めパターンの２つのキャリアパターンが内蔵されて
いるとする。低速域の動作を例にとって説明する。今、
インバータは周波数ｆ、、＠圧ｖｏで運転しており、軽
負荷状態で。
キャリアパターンは（−）の低めパターンが選択されて
いるとする。負荷が増加していくと電流検出器５０の出
力レベルが増加する。そして所定のレベルをオーバする
と、負荷も重くなり不安定性の恐れもなくなるから、電
流リップル値を減少させて過負荷耐量を増加させるべく
キャリア選択回路６０はキャリア周波数ｆＯ高めのパタ
ーン（ｂ）を選択しｆ。
いるとする。負荷が増加していくと電流検出器５０の出
力レベルが増加する。そして所定のレベルをオーバする
と、負荷も重くなり不安定性の恐れもなくなるから、電
流リップル値を減少させて過負荷耐量を増加させるべく
キャリア選択回路６０はキャリア周波数ｆＯ高めのパタ
ーン（ｂ）を選択しｆ。
指令に応じたキャリア信号をＰＷＭ信号３ｏに送出する
。該ＰＷＭ回路３０はキャリア選択回路６０にて選択さ
れたキャリア信号と、ｆｏ 、 Ｖｏ指令に従って、各
可制御素子のスイッチングパターンを決定し駆動回路４
０へ送出する。このときの動作を第２図（Ｄ） 、 （
Ｅ） 、 （Ｆ）に示す。この−ときは電流リップルも
小さいから半導体素子の電流能力の利用率もよく過負荷
耐量が増加する。負荷が逆に減少すれば、前述と逆の動
作となり、キャリア周波数ｆｃが低く選択されるから誘
導電動機２０も安定に駆動される。
。該ＰＷＭ回路３０はキャリア選択回路６０にて選択さ
れたキャリア信号と、ｆｏ 、 Ｖｏ指令に従って、各
可制御素子のスイッチングパターンを決定し駆動回路４
０へ送出する。このときの動作を第２図（Ｄ） 、 （
Ｅ） 、 （Ｆ）に示す。この−ときは電流リップルも
小さいから半導体素子の電流能力の利用率もよく過負荷
耐量が増加する。負荷が逆に減少すれば、前述と逆の動
作となり、キャリア周波数ｆｃが低く選択されるから誘
導電動機２０も安定に駆動される。
尚、上記実施例では電流検出器はインバータ出力電流を
検出する例について示したが、逆変換器入力電流を検出
しても同様の効果を奏する。又、電流検出の方法は、電
流Ｐｅａｋ値あるいはキャリアに起因するリップル成分
を除去する適当なフィルターを介して検出する方法でも
よい。キャリアパターンには第４図ｔａｒ ｌ （ｂ）
に示す例を示したが、主旨に則るパターンであれば如何
なるパターンでもよく、また２本に限定されず複数本で
もよい。
検出する例について示したが、逆変換器入力電流を検出
しても同様の効果を奏する。又、電流検出の方法は、電
流Ｐｅａｋ値あるいはキャリアに起因するリップル成分
を除去する適当なフィルターを介して検出する方法でも
よい。キャリアパターンには第４図ｔａｒ ｌ （ｂ）
に示す例を示したが、主旨に則るパターンであれば如何
なるパターンでもよく、また２本に限定されず複数本で
もよい。
又、インバータ主回路部は、交流を任意の交流に変換す
る構成で示したが、直流を任意の交流に変換する等、他
の構成でも同様である。
る構成で示したが、直流を任意の交流に変換する等、他
の構成でも同様である。
又、パルス幅変調方式は、各相対応に正弦波状基準電圧
波形を設け９．キャリアと比較する方式を例にとったが
、他のパルス幅変調方式であってもよい。
波形を設け９．キャリアと比較する方式を例にとったが
、他のパルス幅変調方式であってもよい。
以上のように、この発明によれば逆変換器出力の負荷電
流レベルを検出し、その検出値に応じてキャリアパター
ンを選択するようにしたので、軽負荷時は短絡防止期間
Ｔｄによる不安定現象も生じることがなく安定に電動機
を駆動でき、また、重負荷時には電流リップルを減少す
ることができて過負荷耐量も損うことがなくなるという
効果を奏する。
流レベルを検出し、その検出値に応じてキャリアパター
ンを選択するようにしたので、軽負荷時は短絡防止期間
Ｔｄによる不安定現象も生じることがなく安定に電動機
を駆動でき、また、重負荷時には電流リップルを減少す
ることができて過負荷耐量も損うことがなくなるという
効果を奏する。
第１図はこの発明の一実施例によるパルス幅変調形イン
バータ装置の構成図、第２図はキャリア周波数の高低時
動作比較図、第３図は従来のパルス幅変調形インバータ
装置の構成図、第４図はキャリアパターンの特性図、第
５図は不安定領域例を示す説明図、第６図はパルス幅変
調動作と短絡防止期間Ｔｄの影響を示す波形図である。 図において、１０は主回路部、１１は逆変換器、２０は
誘導電ｍ機、３０はＰＷＭ回路、４０は駆動回路、５０
は電流検出器、６０はキャリア選択回路、７０はキャリ
アパターン回路である。 特許出願人 三菱電機株式会社 代理人 弁理士 １）澤 博 昭 （外２名） 第２図 （ｆｌ 第６図 第４図 （ａ） （ｂ）手続補正書（自
発） 昭和 年 月 日 持５′「庁長官殿 １、事件の表示 特願昭６０−２１６１３１号３、
補正をする者 代表者 志岐守哉 ４、代 理 人 郵便番号 １０５住 所
東京都港区西新橋１丁目４番１０号６・ 補正の内容
バータ装置の構成図、第２図はキャリア周波数の高低時
動作比較図、第３図は従来のパルス幅変調形インバータ
装置の構成図、第４図はキャリアパターンの特性図、第
５図は不安定領域例を示す説明図、第６図はパルス幅変
調動作と短絡防止期間Ｔｄの影響を示す波形図である。 図において、１０は主回路部、１１は逆変換器、２０は
誘導電ｍ機、３０はＰＷＭ回路、４０は駆動回路、５０
は電流検出器、６０はキャリア選択回路、７０はキャリ
アパターン回路である。 特許出願人 三菱電機株式会社 代理人 弁理士 １）澤 博 昭 （外２名） 第２図 （ｆｌ 第６図 第４図 （ａ） （ｂ）手続補正書（自
発） 昭和 年 月 日 持５′「庁長官殿 １、事件の表示 特願昭６０−２１６１３１号３、
補正をする者 代表者 志岐守哉 ４、代 理 人 郵便番号 １０５住 所
東京都港区西新橋１丁目４番１０号６・ 補正の内容
Claims (1)
- 直流あるいは交流を可変電圧、可変周波数の交流に変換
するパルス幅変調形インバータ装置において、前記イン
バータ装置の負荷電流を電流検出器によつて検出し、前
記電流検出器の出力を取込む一方、複数個のキャリアパ
ターンを予め格納し、前記電流検出器の出力レベルに応
じて適宜キャリア選択回路でキャリアパターンを選択し
、前記キャリア選択回路で選択されたキャリアと出力周
波数指令及び出力電圧指令とに基いてインバータ可制御
素子のスイッチングパターンをパルス幅変調回路で決定
するようにしたことを特徴とするパルス幅変調形インバ
ータ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60216131A JPS6277870A (ja) | 1985-10-01 | 1985-10-01 | パルス幅変調形インバ−タ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60216131A JPS6277870A (ja) | 1985-10-01 | 1985-10-01 | パルス幅変調形インバ−タ装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6277870A true JPS6277870A (ja) | 1987-04-10 |
Family
ID=16683747
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60216131A Pending JPS6277870A (ja) | 1985-10-01 | 1985-10-01 | パルス幅変調形インバ−タ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6277870A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100659423B1 (ko) | 2004-01-16 | 2006-12-19 | 마츠시타 덴끼 산교 가부시키가이샤 | 모터 구동 장치 |
-
1985
- 1985-10-01 JP JP60216131A patent/JPS6277870A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100659423B1 (ko) | 2004-01-16 | 2006-12-19 | 마츠시타 덴끼 산교 가부시키가이샤 | 모터 구동 장치 |
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