JP2008301593A - モータ駆動装置 - Google Patents

Abstract

【課題】モータをＶ／ｆ制御により最大効率運転する。
【解決手段】直流電源２を直流電力をインバータ回路３により交流電力に変換してモータ４を駆動しモータ負荷５を回転駆動し、電流検出手段６により直流電流のピーク値を検出して制御手段７によりインバータ回路３をＶ／ｆ制御し、直流電流ピーク値とインバータ出力周波数と出力電圧からよりトルク電流を演算推定し、ピーク値がトルク電流となるように出力電圧と出力周波数を制御する。
【選択図】図１

Description

本発明はモータ駆動装置に関するもので、特に永久磁石モータのＶ／ｆ制御によるモータ制御手段に関するものである。

従来、この種のモータ駆動装置は、シャント抵抗によりインバータ回路直流電流を検出し、直流電流よりモータ有効電流Ｉδを推定演算してモータ電流が所定値となるようにＶ／ｆ制御するようにしていた（例えば、特許文献１参照）。
特開２００５−２１８２７３号公報

しかし、従来のモータ駆動装置はインバータ回路スイッチング状態に応じて変化するシャント抵抗電圧から直流平均電流を検出するために、フィルター回路と積分回路（平均回路）を用いるため回路が複雑となり、電流検知精度を高くすると電流検知応答性が悪くなる課題があった。さらに、永久磁石モータのＶ／ｆ制御はロータ位置を演算推定しないセンサレス制御方式のため乱調が発生し易く、制御応答性が悪いと乱調が発生し易くなるので、検知精度と制御応答性がトレードオフとなる課題があった。

また、従来方式はモータ有効電流Ｉδを推定演算して駆動周波数を変更する方式なので、負荷トルクが増加すると回転数が低下し目標回転数に制御できない課題があった。

本発明は、上記従来の課題を解決するもので、モータピーク電流に相当する直流ピーク電流を検知して所定値に制御しセンサレス正弦波駆動するものであり、電流検知精度と検知応答性に優れ、そのため制御応答性も良く、さらにトルク電流を検知して簡易的なベクトル制御により最大効率運転することを目的とするものである。

上記従来の課題を解決するために、本発明のモータ駆動装置は、直流電力を交流電力に変換するインバータ回路により永久磁石モータをセンサレス正弦波駆動し、モータ電流のピーク値に相当する直流電流ピーク値を検知して設定値となるようにインバータ回路出力周波数と出力電圧の比を制御し、さらに、検知ピーク電流とインバータ出力周波数と出力電圧からモータトルクを推定演算し、モータピーク電流とトルク電流がほぼ等しくなるように制御するものである。

本発明のモータ駆動装置は、インバータ回路直流電流のピーク値を検知して設定値となるようにインバータ回路出力周波数と電圧の比を制御しセンサレス正弦波駆動するものであり、座標変換および座標逆変換無しで制御できるので制御プログラムが簡単で高速演算が不要の安価なプロセッサと電流検知手段により構成でき、安価で信頼性の高いモータ駆動装置を実現できる。さらに、検知ピーク電流とインバータ出力周波数と出力電圧からモータトルクを推定演算して最適運転制御するもので、モータ効率を最大にしてモータの発熱とインバータ回路の損失を減らし、負荷トルクに応じた運転制御が可能となる。

第１の発明は、直流電源と、前記直流電源の直流電力を交流電力に変換するインバータ回路と、前記インバータ回路により駆動される永久磁石モータと、前記モータにより駆動される負荷と、前記インバータ回路の直流電流を検出する電流検出手段と、前記電流検出手段の出力信号により前記インバータ回路を制御して前記モータを正弦波駆動する制御手段よりなり、前記制御手段は、前記インバータ回路の出力周波数を設定する周波数設定手段と、前記周波数設定手段の出力信号により前記インバータ回路出力電圧を制御する電圧制御手段と、前記インバータ回路直流電流のピーク値を設定する電流設定手段と、前記電流検出手段の出力信号より検出した直流電流ピーク値と前記電流設定手段の設定信号を比較する電流比較手段と、前記電流比較手段の出力信号より前記出力周波数あるいは出力電圧を補正するようにした補正手段と、前記電流検知手段の出力信号と前記インバータ出力設定信号よりモータトルクを演算推定するトルク演算手段よりなるものであり、プロセッサへの負担が軽くモータ負荷に応じた最適電流制御できるので、モータの発熱と騒音を減らし安価で信頼性の高いモータ駆動装置を実現できる。

第２の発明は、第１の発明におけるモータトルク演算手段は、電流検知手段により検知した電流ピーク値とインバータ出力設定信号とモータ定数よりトルク電流を演算推定し、前記電流ピーク値と前記トルク電流がほぼ等しくなるようにしたものであり、ベクトル制御と同じように最大効率運転が可能となり、モータとインバータ回路の損失を減らすことができ、モータとインバータ回路の小型化と低価格化が可能となる。

第３の発明は、第１の発明におけるモータトルク演算手段は、起動後所定回転数に達してからモータトルクを演算推定し、電流設定手段の設定値を変更するようにしたものであり、起動トルクと加速トルクが不明の起動時には最大ピーク電流に設定して最大トルクで起動し、起動後に負荷トルクを検知して最大効率運転するので、起動トルクが不足して脱調することがなく、定常時に最大効率運転となるのでモータ損失が大きい定常時の発熱を減らすことができる。

第４の発明は、第１の発明におけるモータトルク演算手段は、周期的にモータトルクを演算推定し、電流設定手段のピーク電流設定値を変更するようにしたものであり、負荷トルクが運転途中に変わった場合でも負荷トルクに応じたピーク電流に制御できるので、常に最適な運転制御ができる。

（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１におけるモータ駆動装置のブロック図を示すものである。

図１において、交流電源１より整流回路よりなる直流電源回路に交流電力を加えて直流電源２を構成し、３相フルブリッジインバータ回路３により直流電力を３相交流電力に変換し、永久磁石モータ４を駆動する。直流電源２は、全波整流回路２０の直流出力端子にコンデンサ２１ａ、２１ｂを直列接続し、コンデンサ２１ａ、２１ｂの接続点を交流電源入力の一方の端子に接続して倍電圧整流回路を構成し、インバータ回路３への印加電圧を高くし電流を減らしインバータ回路とモータ損失を減らす。モータ４は空調機の圧縮機や洗濯機の洗濯脱水ドラム、あるいはファン・ポンプなどのモータ負荷５を駆動する。インバータ回路３の負電圧側に電流検出手段６を接続し、インバータ回路３に流れる直流電流を検出することによりインバータ回路３の出力電流、すなわち、モータ４のピーク電流Ｉｐ、あるいは、回転磁界に相当する駆動電流を検出する。

電流検出手段６は、いわゆる１シャント電流検知方式と呼ばれるもので、インバータ回路３の下アームトランジスタのエミッタ端子側に共通接続されたシャント抵抗６０と、シャント抵抗６０に流れる電流を検知する電流検知回路６１より構成される。電流検知回路６１は、マイクロコンピュータなどのプロセッサ内蔵のＡ／Ｄ変換回路により電流検出するための信号レベル変換回路と高速演算増幅回路より構成する。

１シャント電流検知方式は、キャリヤ周波数が高い場合や、変調度が大きくなった場合には電流検出不可能領域が出現するので、各位相に対応した瞬時電流を検出する場合には３シャント電流検知方式の方が優れているが、本願発明においてはモータ電流のピーク値を検出するので１シャント電流検知方式の方が回路構成が簡単で電流検出が容易となり、しかも、安価となる。さらに、インバータ回路のＰＷＭ制御を２相変調にするとピーク電流が出現するパルス幅が増加するのでピーク電流検出が容易となる。勿論、３相変調でも問題はない。

制御手段７は、マイクロコンピュータなどのプロセッサより構成し、モータ４のピーク電流に相当するシャント抵抗のピーク電流Ｉｐを検知して検知電流が設定値となるようにインバータ回路３の出力周波数と出力電圧を制御するもので、インバータ回路出力周波数を設定する周波数設定手段７０と、周波数設定手段７０の出力信号ωに応じたインバータ出力電圧比を制御する電圧制御手段７１と、直流電流ピーク値Ｉｐを設定する電流設定手段７２と、電流検出手段６の出力信号よりピーク値を検知するピーク電流検知手段７３と、電流設定手段７２の出力設定信号ｉｐｓとピーク電流検知手段７３の出力信号ｉｐを比較し誤差信号Δｉｐ（Δｉｐ＝ｉｐｓ−ｉｐ）を発生する電流比較手段７４と、電流比較手段７４の出力信号Δｉｐに応じて周波数設定手段７０の出力信号ωを補正、あるいはインバータ回路出力電圧位相を補正する補正手段７５と、電圧制御手段７１の出力信号Ｖδに応じてインバータ回路３を正弦波状にＰＷＭ制御するインバータ制御手段７６と、補正手段７５の出力角周波数信号ω１を積分して位相信号θを発生させインバータ制御手段７６に位相信号θを加える位相信号生成手段７７より構成される。トルク演算手段７８は、インバータ出力電圧と出力周波数ω、および、ピーク電流検知手段７３の出力信号ｉｐよりｑ軸電流Ｉｑ、すなわち、トルク電流を演算推定するもので、モータ効率が最大となるように電流設定手段７２の設定値を変更制御する。また、トルク電流検出により負荷トルクが判別できるので、ポンプ負荷のエア噛み検出、あるいは、ファンの閉塞状態などの負荷状態の検出が容易となる。直流電圧検知手段７９は、直流電源２の直流電圧Ｖｄｃを検知するもので、インバータ回路出力電圧Ｖａを正確に制御するために必要となる。言い換えれば、ＰＷＭインバータ回路の変調度を直流電源電圧Ｖｄｃに応じて制御することにより、駆動周波数と出力電圧の比を一定制御するＶ／ｆ制御の制御精度を高めることができ、直流電源電圧変動に関わらず、インバータ出力電圧を一定制御することができる。

補正手段７５は、電流誤差信号Δｉｐを一定の比率Ｋｆで増幅し周波数成分に変換する周波数補正手段７５ａと、その出力信号Δωを周波数設定手段７０の出力信号ωに加算する加算手段７５ｂと、電流誤差信号Δｉｐを比例積分し電圧補正信号ΔＶδに変換する電圧補正手段７５ｃより構成される。加算手段７５ｂの出力信号ω１は位相信号生成手段７７に加えられ周波数補正により乱調を防止し、電圧補正手段７５ｃの出力信号ΔＶδは電圧制御手段７１に加えられ検知ピーク電流Ｉｐが設定値Ｉｐｓとなるようにフィードバック制御する。電圧制御手段７１は、インバータ回路駆動周波数ωに誘起電圧定数Ｋｅを乗じた電圧に補正電圧ΔＶδと起動電圧Ｖｓを加えた制御電圧Ｖδに応じた電圧がモータ４に印加するようにインバータ制御手段７５を制御する。Ｖδは数式１より求める。

モータ各相電圧制御信号は電圧制御信号Ｖδと電気角θから数式２より与えられる。

補正手段７５の周波数補正手段７５ａにより、電流誤差信号Δｉｐに比例してインバータ周波数を補正変更し安定化制御するもので乱調を防止できる。すなわち数式３に従い、モータ電流ｉｐが設定値ｉｐｓよりも増加すると（Δｉｐは負になるので）駆動周波数を低下させ、モータ電流ｉｐが設定値ｉｐｓよりも低下すると（Δｉｐは正になるので）逆に駆動周波数を増加させる。

数式３に示すＫｆは、周波数設定手段７０の出力信号ωと比例定数ｋの積（Ｋｆ＝ω・ｋ）から求める（図示せず）。すなわち、設定周波数ωに比例して周波数制御ゲインＫｆが大となることを意味し、低周波数では比例定数Ｋｆを下げて周波数変化、あるいは位相変化を減らし、高周波数で比例定数Ｋｆを大きくしてモータピーク電流が設定値Ｉｐｓとなるように制御する。ファン・ポンプ負荷では回転数の自乗にトルクが比例するので、トルク変動に対するダンピングが発生してＶ／ｆ制御だけでも安定化できるが、定トルク負荷ではＶ／ｆ制御だけでは乱調が発生するため安定化できない。しかし、周波数を負帰還制御すると安定化でき乱調を抑制することができる。

図２は、本発明による非突極性モータ（ＳＰＭＳＭ）の制御ベクトル図であり、モータのロータ磁石軸座標（ｄ−ｑ座標）とモータ印加電圧軸座標（γ−δ座標）の関係を示している。モータ印加電圧軸座標（γ−δ座標）はｄ−ｑ座標よりも負荷角δ進角し、モータ印加電圧（＝インバータ回路出力電圧）Ｖａはδ軸電圧と等しく、δ軸の電圧ベクトルのみ制御するため、Ｖａ＝Ｖδ、Ｖγ＝０となるので座標逆変換は不要で数式２よりインバータ３相出力電圧を演算できる。モータ誘起電圧Ｅｍはｑ軸上となるので、モータ電流Ｉのｑ軸電流ベクトルＩｑをトルク電流と呼び、モータピーク電流と等しいインバータ直流電流ピーク値Ｉｐの設定値Ｉｐｓをトルク電流Ｉｑとほぼ等しくなるように設定すると簡易的なベクトル制御が可能となる。

モータ電流ベクトルＩは、ｑ軸より位相γ遅れて表示しており、モータ印加電圧Ｖａはモータ誘起電圧Ｖｍの１．１倍以上に設定する。位相φはモータ印加電圧Ｖａと電流Ｉの位相（力率角）を示している。負荷トルクが一定ならばＩｑ一定となるので、誘起電圧Ｅｍからのモータコイル電圧ベクトルωＬＩは１点鎖線上（ωＬＩｑ）となり、ｑ軸と直角となるベクトル関係（Ｉ＝Ｉｑ）で最大効率運転（γ＝０）となり、その時のモータ印加電圧をＶａ０とすると、モータ印加電圧ＶａがＶａ０よりも小さくなると進み角となり、モータ印加電圧ＶａがＶａ０よりも大きくなると遅れ角となる。

本発明は、ｑ軸からの電流位相γが零となるように、言い換えれば、電流ピーク値Ｉｐがトルク電流Ｉｑと等しくなるように簡易ベクトル制御するもので、モータ高速回転においてはコイルインピーダンスが高くなりモータ抵抗による電圧降下を無視できるため、モータ印加電圧Ｖａと、モータ誘起電圧Ｅｍと、モータピーク電流Ｉｐから負荷角δ（あるいはｓｉｎδ）を演算し、トルク電流Ｉｑを演算推定するものである。

従来の１シャント電流検知方式において、直流電流からＩδを推定する方式では検知精度が悪い課題があり、インバータ回路のスイッチングベクトルに応じて電流検出し正弦波を再現する方法は、キャリヤ周波数が高くなると電流の再現が困難となる課題があった。しかし、電流ピーク値Ｉｐを検出する方法は、回路も簡単で検知精度も高く、座標変換不要なのでプロセッサへの負担が軽くなる特長がある。電流ピーク値Ｉｐを制御する本発明においては、トルク変動や負荷角変動の影響が電流ベクトルＩ、あるいはピーク電流Ｉｐの変動として直接現れるため負荷変動の検出に優れており、負荷変動に対する安定化に優れる特長がある。Ｉδ制御、Ｉγ制御より本発明によるＩｐ制御の方がトルク変動が顕著となり、かつ、座標変換不要なのでので電流制御方法として有利となる。

図３は、２相変調時のＰＷＭ信号とシャント抵抗電圧波形を示す。

図３において、ｖｃは三角波キャリヤ信号、ｖｕ、ｖｖはそれぞれｕ相、ｖ相の変調信号、ｕｐ、ｖｐ、ｗｐはＵＶＷ各相の上アーム制御信号、Ｖｓｈはシャント抵抗電圧波形を示す。ｗ相下アームトランジスタを強制的に導通させるので、ｗ相変調信号は示していない。

２相変調においてモータピーク電流が現れるパターンは、図３に示すように、１相の上アームのみオンしている区間（ｔ０〜ｔ２、ｔ４〜ｔ５）、あるいは２相の上アームがオンしている区間（ｔ５〜ｔ７）に現れる。２相変調は３相変調と異なり２相のみＰＷＭ制御されるのでピーク電流が現れる区間が広くなるのでピーク電流検出が容易となる。

図４は、ＵＶＷ各相の２変調信号波形と各相電流がシャント抵抗に現れる位相を示している。０から１／３πまでの区間はＷ相電流ＩｗとＶ相電流Ｉｖ、１／３πから２／３πまでの区間はＵ相電流ＩｕとＶ相電流Ｉｖ、２／３πからπまでの区間はＵ相電流ＩｕとＷ相電流Ｉｗと、順次各相電流が現れる。電流ピーク値が現れる区間は図の矢印で示しているように、各相の中性点からの電圧がピークとなる位相から通常３０度程度遅れるので、２相変調の２つのピーク近傍で正と負の各相電流のピーク値が出現する。すなわち、区間０から１／３πはＩｗのピーク値、区間１／３πから２／３πはＩｖのピーク値、区間２／３πからπまではＩｕのピーク値と、１周期で計６回ピーク値が出現する。電流位相が電圧位相よりも３０度程度遅れた場合にはピーク電流の検出は容易であるが、６０度遅れるとパルス幅が狭くなって電流検出が困難となることを示している。しかしながら、ＩＰＭＳＭの場合には、電圧位相と電流位相の力率角φは小さくなるので、電流ピーク値の検出は容易であり、ＳＰＭＳＭの場合は進角の程度はわずかなので力率角φが大きくなる場合は非常にまれであり、実用上ほとんど問題は発生しない。

１シャント電流検知方式で、かつ、電圧増幅器とピークホールド回路より構成する方式は、ハードウェア構成が簡単なだけではなくプロセッサのソフトウェアにも負担が少なく簡単となる特長がある。また、電流検出するＡ／Ｄ変換タイミングは、インバータ回路のスイッチングトランジスタが全てオン又はオフしているキャリヤ信号の谷、あるいはピーク（図３のｔ０、ｔ３、ｔ６）でよく、電流検出が簡単で、かつ、ノイズにも強い特長がある。

図５は、モータ電流制御のフローチャートを示し、図６は、トルク電流演算サブルーチンのフローチャートを示す。

図５において、ステップ１００からモータ回転制御が開始し、次にステップ１０１に進んで起動電流Ｉｐを設定し、次にステップ１０２に進んで起動制御サブルーチンを実行する。起動制御サブルーチンは、定常回転数まで時間と共に駆動周波数ωをほぼ零から設定周波数まで直線的に増加させ、モータ印加電圧Ｖａも駆動周波数ωに対して一定比率にして時間と共に増加させる。この時、シャント抵抗電流ピーク値Ｉｐは起動時に設定した値となるように誤差信号Δｉｐによりモータ印加電圧Ｖａを補正し、誤差信号Δｉｐによる駆動周波数ωの補正は行わない。次に、ステップ１０３に進んで所定回転数に達したかどか判定し、所定回転数に達したならばステップ１０４に進んでトルク電流演算サブルーチンを実行する。

図６は、トルク電流演算サブルーチンの詳細フローチャートで、ステップ２００よりサブルーチンが開始し、ステップ２０１にてシャント抵抗のピーク電流を検知し、次にステップ２０２に進んで直流電源２の直流電圧Ｖｄｃを検知し、次にステップ２０３に進んで直流電圧Ｖｄｃと出力電圧指令値ＶδとＰＷＭ変調度よりインバータ出力電圧Ｖａを演算する。次にステップ２０４に進んで駆動周波数ωとモータ誘起電圧定数よりモータ誘起電圧Ｅｍを求め、ステップ２０５に進んで数式４に示した余弦定理より負荷角δの余弦ｃｏｓδと正弦ｓｉｎδを求める。

本発明による制御方法は、基本的にはＶ／ｆ制御でありモータ誘起電圧とモータ印加電圧の電圧比ｋをほぼ一定制御するもので、電圧ｋがわかれば数式４はもっと簡単な数式で表現でき、プロセッサの負担も軽くなる。数式５はモータ誘起電圧とモータ印加電圧の比ｋを求めるもので、Ｖ／ｆ制御比ｋ０に電圧補正値ΔＶａと誘起電圧定数Ｋｅと駆動周波数ωの補正値を加えた値で表現される。

プロセッサの演算能力が足りない場合には、ωとΔＶδからルックアップテーブルＦｋにより求めることもできる。

数式６は電圧比ｋと電流ピーク値Ｉｐからｃｏｓδを求めるもので、ここに示す定数ｋＬは誘起電圧定数ＫｅとモータコイルインダクタンスＬの比率（Ｋｅ／Ｌ）で、モータの励磁能力を示すモータ定数である。プロセッサの演算能力がなければ、予め計算しておいたｋとＩｐのルックアップテーブルＦδからｃｏｓδを求めることができる。

ｃｏｓδがわかればｓｉｎδは対応テーブルから求めることができるので、ステップ２０６に進み、数式７よりトルク電流Ｉｑを求める。同様に数式７は、電圧比ｋとピーク値ＩｐのルックアップテーブルＦｉからトルク電流Ｉｑを求めることができることを表している。次に、ステップ２０７に進んで電流ピーク値の設定値ＩｐｓをＩｑ、あるいは、Ｉｑに少し余裕をみた値に変更し、ステップ２０８に進んでサブルーチンをリターンし図５に示すメインルーチンに戻る。

ステップ１０５以降は、シャント抵抗電流ピーク値Ｉｐを設定値Ｉｐｓに制御する電流制御を示すもので、ステップ１０５にて電流ピーク値Ｉｐを検出し、ステップ１０６にて設定値との誤差信号Δｉｐを演算し、次にステップ１０７に進んで誤差信号Δｉｐが所定値以内となるようにモータ制御電圧Ｖδを制御し、次にステップ１０８に進み誤差信号Δｉｐに比例して駆動周波数ω１を制御し安定化制御を行う。次にステップ１０９に進んでインバータ回路３のＰＷＭ制御を行い、インバータ回路３の出力電圧と駆動周波数を制御し、ステップ１１０に進んでモータ制御運転が終了したかどうか判定し、終了ならばモータ駆動を中止して次工程に移行し、終了でなければステップ１０４に戻ってモータ電流制御を行う。

以上のように、周期的にモータの負荷トルクに応じたトルク電流を求め設定電流を周期的に変更するので、常に負荷トルクに応じたトルク電流となるように設定値が変更され最大効率運転が行われる。

以上述べたように、本発明は永久磁石モータをＶ／ｆ制御によりセンサレス正弦波駆動するために直流電流ピーク電流を所定値に制御するもので、さらに、モータ負荷に応じたトルク電流を演算で求め、トルク電流Ｉｑと直流電流ピーク値Ｉｐが等しくなるように制御するので、モータピーク電流がトルク電流とほぼ等しくなり電流最小に制御され、モータとインバータ回路の損失を減らし最大効率運転が可能となる。

本発明は、モータの正弦波電流を再現する必要がないので、電流検出が非常に簡単でかつ、座標変換などの複雑な演算も無く電流一定制御するだけでセンサレス正弦波駆動が可能となるので、安価なプロセッサでセンサレス正弦波駆動が実現でき、安価なモータと安価な制御手段により高効率、低騒音、低価格のモータ駆動装置を実現できる。

なお、本実施の形態において、モータ電圧は周波数補正前の信号ωによりＶ／ｆ制御したが、補正後の信号ω１によりＶ／ｆ制御しても効果は同様である。

また、インバータ出力電圧Ｖａをほぼモータ誘起電圧Ｅｍと等しくなるように設定し、電流Ｉｐが所定値となるように周波数制御すると所定進み角に設定することができるので、突極性モータの簡易ベクトル制御も可能となる。

本発明は、ロータ位置推定しないＶ／ｆ制御なのでモータパラメータをほとんど使用せず、さらに、回転数オープンループ制御なので回転数変動が非常に少なくなり、制御方式がシンプルで、かつ電流検知も簡単となり制御プログラムの開発とチューニング工数を低減でき、安価なプロセッサ、あるいは、半導体集積回路で実現できる。よって、制御システムとインバータ回路が一体となったパワーモジュールの実現も容易となる。

特に、突極性モータと非突極性モータに関わらず制御でき、進み角制御も容易なので弱め界磁により回転数制御範囲を高速領域に広げることができ、モータ制御プログラムと電流検知が簡単となるのでプロセッサの負担が軽くなり、ヒートポンプ式洗濯乾燥機の如き圧縮機モータ、洗濯モータ、乾燥ファンモータ同時正弦波駆動方式に適用することができ、安価で信頼性の高い複数モータ同時駆動装置を実現できる。

以上のように、本発明のモータ駆動装置は、直流電力を交流電力に変換するインバータ回路により永久磁石モータをセンサレス正弦波駆動し、モータ電流のピーク値あるいは回転磁界に相当するモータ電流を検知して設定値となるようにインバータ回路出力電圧とモータ駆動周波数を制御するものであるから、永久磁石モータを駆動するほとんどのモータ駆動装置に適用可能であり、食器洗い機の洗浄ポンプ駆動装置や洗濯機のモータ駆動装置、掃除機のモータ駆動装置、換気扇や燃焼機等のファンモータ駆動装置、空気調和機や冷蔵庫の圧縮機モータ駆動装置に適用できる。さらに、ヒートポンプ式洗濯乾燥機や空気調和機の如き複数モータ同時駆動方式にも適用できる。

本発明の実施の形態１におけるモータ駆動装置のブロック図 同モータ駆動装置のモータ制御ベクトル図 同モータ駆動装置のシャント抵抗電圧波形と電流検知タイミング図 同モータ駆動装置の２相変調時の電流検知タイミング図 同モータ駆動装置のモータ制御のフローチャート 同モータ駆動装置のトルク電流演算のフローチャート

符号の説明

２ 直流電源
３ インバータ回路
４ モータ
５ モータ負荷
６ 電流検出手段
７ 制御手段
７０ 周波数設定手段
７１ 電圧制御手段
７２ 電流設定手段
７４ 電流比較手段
７５ 補正手段
７８ トルク演算手段

Claims (4)

1. 直流電源と、前記直流電源の直流電力を交流電力に変換するインバータ回路と、前記インバータ回路により駆動される永久磁石モータと、前記モータにより駆動される負荷と、前記インバータ回路の直流電流を検出する電流検出手段と、前記電流検出手段の出力信号により前記インバータ回路を制御して前記モータを正弦波駆動する制御手段よりなり、前記制御手段は、前記インバータ回路の出力周波数を設定する周波数設定手段と、前記周波数設定手段の出力信号により前記インバータ回路出力電圧を制御する電圧制御手段と、前記インバータ回路直流電流のピーク値を設定する電流設定手段と、前記電流検出手段の出力信号より検出した直流電流ピーク値と前記電流設定手段の設定信号を比較する電流比較手段と、前記電流比較手段の出力信号より前記出力周波数あるいは出力電圧を補正するようにした補正手段と、前記電流検知手段の出力信号と前記インバータ出力設定信号よりモータトルクを演算推定するトルク演算手段よりなるモータ駆動装置。
2. モータトルク演算手段は、電流検知手段により検知した電流ピーク値とインバータ出力設定信号とモータ定数よりトルク電流を演算推定し、前記電流ピーク値と前記トルク電流がほぼ等しくなるようにした請求項１記載のモータ駆動装置。
3. モータトルク演算手段は、起動後所定回転数に達してからモータトルクを演算推定し、電流設定手段の設定値を変更するようにした請求項１記載のモータ駆動装置。
4. モータトルク演算手段は、周期的にモータトルクを演算推定し、電流設定手段のピーク電流設定値を変更するようにした請求項１記載のモータ駆動装置。

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