CN104320032B - 一种交‑交变频空调控制方法及控制器 - Google Patents
一种交‑交变频空调控制方法及控制器 Download PDFInfo
- Publication number
- CN104320032B CN104320032B CN201410520887.7A CN201410520887A CN104320032B CN 104320032 B CN104320032 B CN 104320032B CN 201410520887 A CN201410520887 A CN 201410520887A CN 104320032 B CN104320032 B CN 104320032B
- Authority
- CN
- China
- Prior art keywords
- phase
- value
- voltage
- compressor
- interval
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Active
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Air Conditioning Control Device (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Abstract
本发明涉及变频空调器领域,更具体地,涉及一种交‑交变频空调控制方法及控制器。所述方法包括:获取压缩机目标转速,并检测三相交流电的三相电压值;根据三相电压值提取三相电压的相位、相序;根据三相电压的相位、相序与压缩机目标转速确定q轴电流目标值,参与FOC磁场定向矢量控制算法,其中,确定后的q轴电流目标值与三相电源相关联,以调整压缩机驱动器的输出功率,使输出功率与三相交流电压同相变化。本发明在提高功率因数的同时,可以显著降低储能电容的电容量,并可以免除了有源PFC电路,提升了控制器的变换效率。
Description
技术领域
本发明涉及变频空调器领域,更具体地,涉及一种交-交变频空调控制方法及控制器。
背景技术
变频空调是在普通空调的基础上选用了变频专用压缩机,增加了变频控制系统。变频空调的主机是自动进行无级变速的,其可以根据室内情况自动提供所需的冷(热)量;当室内温度达到期望值后,空调主机则以能够准确保持这一温度的恒定速度运转,实现“不停机运转”,从而保证环境温度的稳定。
在现有技术中,变频控制系统一般称为变频控制器。变频器通常为“交-直-交”电路结构的变频器,其工作原理为三相交流电通过整流电路得到直流电,再将电解电容滤波稳压,最后经逆变电路输出电压、频率可调的交流电驱动变频压缩机工作。这类变频器一方面采用的电解电容容量较大,成本较高,另一方面起整流的电路采用三相不控整流电路方案,功率因数较低且3次以上谐波电流占比较高,或者采用有源功率因数校正电路方案,虽然解决了上述问题但是损耗大、干扰大且成本高。
发明内容
本发明为克服上述现有技术所述的至少一种缺陷(不足),提供一种低成本、高功率因素的交-交变频空调控制控制方法。
本发明还提供一种低成本、高功率因素的交-交变频空调控制器。
为解决上述技术问题,本发明的技术方案如下:
一种交-交变频空调控制方法,所述方法采用FOC磁场定向矢量控制算法作为三相逆变驱动算法,所述方法包括:
获取压缩机目标转速,并检测三相交流电的三相电压值;
根据三相电压值提取三相电压的相位、相序;
根据三相电压的相位、相序与压缩机目标转速确定q轴电流目标值,参与FOC磁场定向矢量控制算法,其中,确定后的q轴电流目标值与三相电源的相位相关,以调整压缩机驱动器的输出功率,使输出功率与三相交流电压同相变化。
在本发明中,q轴电流目标值通过三相电压的相位、相序与压缩机目标转速来确定,使q轴电流目标值与三相电源相关联,由此确定的q轴电流目标值参与到FOC磁场定向矢量控制算法中,由于压缩机的输出功率与q轴电流iq成正比,进而通过确定q轴电流目标值来调整压缩机驱动器的输出功率,使其输出功率与交流输入电压同相变化,这使得交流输入电压最大时输出功率达到最大,从而提高功率因素,而且可以显著降低储能电容的电容量,并可以免除了有源PFC电路,提升了控制器的变换效率。
其中,FOC磁场定向矢量控制算法是常用三相电机控制算法,基本原理描述如下:
检测电机M的相电流iu、iv,并由下式求得iw:
iw=-iu-iv
经过a-b-c静态三坐标变换到d-q旋转坐标,变换公式如下:
克拉克变换:Iα=iu
Iβ=(3)-0.5*(iu+iv)
帕克变换:id=Iα*cos(θe)+Iβ*sin(θe)
iq=-Iα*sin(θe)+Iβ*cos(θe)
其中θe为转子位置角,由速度/位置估算单元使用公知的估算算法得到,由此得到电机驱动电流在d-q旋转坐标中d轴的电流值id、q轴的电流值iq,两个电流都是直流分量,将交流电机控制变换为直流电机控制。
其中d轴代表励磁方向,对d轴电流的改变,可以改变永磁磁场的磁链大小,进而实现弱磁控制,对q轴电流的改变,代表可以影响电机的驱动功率,对于逆变器的输出功率P表示为:
P=iq*Uq,其中Uq为q轴上的电压,可以通过下式得到:
Uq=Rs*id+Lq*piq+ω*Ld*id+ω*ψ
其中:Rs是电机绕组电阻,Lq是电机q轴电感,piq是电流iq的微分,ω是电机转速,Ld是电机d轴电感,ψ是电机永磁体磁链。
为了实现对电机的控制目的,设置了d轴电流id的目标控制电流值idref、q轴电流iq的目标控制电流值iqref,直接作为目标值参与运算。
通过上述的描述可知:调整q轴电流iq,就可以实现调整逆变器的输出功率P,若实现功率P的变化随着相电压而变化,该相为三相电源电流正向导通的相,三相整流时每两相电压之间是轮流导通的,其中三相正向导通也是轮流进行的。同理,也可以全部取为负向导通。寻找一补偿系数Mv,使得Mv的变化和三相电压的相位相关;当U1与U3相之间整流导通时,实现在90度相位附近进行补偿(60-120度相位),提高在90度相位附近的电流值;根据正弦波的对称性,作为负向控制,实现在180相位附近进行补偿(150-210度),提高在180度相位附近的电流值。同理,可得到U1与U2之间、U2与U3之间的电流补偿。
具体地,根据三相电压的相位、相序与压缩机目标转速确定q轴电流目标值的步骤具体为:
S1.FOC磁场定向矢量控制算法中,根据压缩机目标转速,确定q轴电流基础目标值iqref,并根据三相电压的相位、相序,生成q轴电流目标值的调制系数值Mv;
S2.利用S1中确定的q轴电流基础目标值iqref与调制系数Mv相乘,确定q轴电流目标值iqref。
Mv是基于交流电设置的,即为构建一个以三相电压的相位、相序与压缩机目标转速压幅值为自变量的函数Mv,具体是,本发明通过实时检测输入交流电源的电压值与相位,并由此估算出电源电压的相位,进而通过设定一个与电源电压相位关联的补偿系数,由此系数去补偿FOC磁场定向矢量控制算法中q轴电流iq的目标值,由于压缩机的输出功率与q轴电流iq成正比,进而实现调整压缩机驱动器的输出功率,使其输出功率与交流输入电压同相变化,在提高功率因数的同时,可以显著降低储能电容的电容量,并可以免除了有源PFC电路,提升了控制器的变换效率。
为方便描述和计算,上述三相电压采用正弦表达方式,不是常见的余弦表达方式,基于正弦与余弦的变换关系,并不影响结果的正确性。
基于上述方案,本发明中通过使用q轴电流的调制系数Mv来调整q轴电流iq的目标值,并且与电源相位关联,使得输出功率随相位变化,从而提高了功率因素,适当降低LC无源滤波电路中的电容量和电感量,使功率因素和电容量、电感量之间达到一个相对合理的值,从而能够在保证提高功率因素的同时降低产品的成本。
进一步的,Mv的调整过程为:
根据三相电源相位、相序信息,其中相位记为,三相电源电压的相序依次为
以相位为基准,将一个电源周期分为6个区间,分别是:[0,π/3)、[π/3,2π/3)、[2π/3,π)、[π,4π/3)、[4π/3,5π/3)、[5π/3,2π);
在[0,π/3)区间,
在[π/3,2π/3)区间,
在[2π/3,π)区间,
在[π,4π/3)区间,
在[4π/3,5π/3)区间,
在[5π/3,2π)区间,
上式中的n为自然数或自然数的倒数。
进一步的,还包括获取电压幅值,还根据三相电压的电压幅值、相位、相序与压缩机目标转速确定q轴电流目标值。
进一步的,当出现三相电压幅值不平衡时,即U1、U2、U3其中的任意两个或三个数值不相等时,Mv的产生方法如下:
U1、U2、U3的相序记为以相位为基准,将一个电源周期分为6个区间,相位区间边界依次记为0、6个区间依次为 由下式确定:
在区间,
在区间,
在区间,
在区间,
在区间,
在区间,
上式中的n为自然数或自然数的倒数。
进一步的,对q轴电流进行补偿控制,其控制的方法是:
根据直流侧电压瞬时值Vp的大小设定idref,当实际压缩机驱动电流id满足下式时开始调整其控制目标值idref值:
(Lq×iq)2+(Ld×id+ψ)2=(Vp-k)2/(3×ω2) (1)
其中k为大于零且小于Vp的常数,Ld为压缩机的d轴电感,Lq为压缩机的q轴电感,iq为压缩机的q轴电流,id为压缩机的d轴电流,ω为压缩机转速,ψ为压缩机转子磁链;k值的采用,是为了避免因Vp值的检测误差,使得控制器应该进入弱磁控制而没有进入弱磁控制的情况发生,k值是一个预留偏差电压值;
且idref值的调整使得iq、id、Vp、ω值满足以下条件:
(Lq×iq)2+(Ld×id+ψ)2≤(Vp-k)2/(3×ω2) (2)
从而进行并实现实时弱磁控制。进一步的,所述方法还检测主回路电流值对Mv进行修正。
进一步的,利用主回路电流值对Mv进行修正的具体方式为:
设修正系数M=(1-n(I0-I)/I0/100),其中n为自然数,I0为主回路的额定电流,I为实时运行电流,将调制系数值Mv与修正系数值M相乘得到修正后的调制系数值Mv;
或者,设主回路实际工作电流I的额定值为I0,预设电流值I1、I2,其中:
I0﹥I1﹥I2﹥0,q轴电流目标值修正前的调制系数值为Mv1,
当I﹥I0时:Mv=(1+m/100)×Mv1,m为大于1的自然数,
当I1≥I﹥I2时:Mv=1,
当I2≥I时:Mv=1-(1-n/100)×Mv1,n为大于1的自然数。
一种交-交变频空调控制器,其包括三相整流桥堆、三相逆变电路、主控单元、连接在三相整流桥堆和三相逆变电路之间的LC无源滤波电路、连接在主控单元和三相逆变电路之间的逆变驱动电路,外部压缩机的相电流检测信号输入主控单元,主控单元产生六路PWM信号输出到逆变驱动电路,逆变驱动电路驱动三相逆变电路工作,主控单元中采用FOC磁场定向矢量控制算法作为三相逆变驱动算法主控单元,主控单元采用上述所述的控制方法进行控制,所述控制器还包括用于检测三相交流电电压的电压检测电路,电压检测电路的输出端连接主控单元,电压检测电路检测到的三相电压值输入主控单元中,LC无源滤波电路中电容量的总和小于0.15μF/W与最高允许输出功率的积,电感量低于15mH。
在本发明的交-交变频空调控制器中,由于主控单元中采用了本发明的交-交变频空调控制方法进行控制,实现逆变器输出功率P的变化随着相电压而变化,在提高功率因数的同时,可以显著降低储能电容的电容量。而且本发明基于电流型控制的需要,电容与电感均采用较小的值,LC无源滤波环节电容量的总和小于0.5μF/W与最高允许输出功率的积,同时没有有源PFC功率因数校正环节。针对电流型控制方案,由于电解电容是储能元件,不利于电流型控制,故电容量的数值越小越好,但电容量过小,变频逆变器的负载端对电网的干扰越大,电容量值需要进行折中,在本发明中将LC无源滤波电路中电容量的总和设置为小于0.5μF/W与最高允许输出功率的积,既利于电流型的控制,又能够最大化减少变频逆变器的负载端对电网的干扰,而且电容量的减少还能够减少电路的成本。其次,电感量越大电流型控制效果越好,但成本会增大且电感上的工频压降越大,影响有效输出电压,电感量值同样需要进行设计折中,本发明将LC无源滤波电路中的电感量设置为低于15mH,达到折中要求。
进一步的,LC无源滤波电路中串联有一个阻尼电阻。为了提高整个滤波部分与逆变部分的稳定性,在LC无源滤波环节串联一个阻尼电阻,用于减低直至消除由电感与电容构成的电路之间的电压振荡幅度,即降低三相逆变电路供电电源的电压波动,通过阻尼的方式可以显著改善滤波电路的振荡特性,显著降低振荡幅度,同时结合后级逆变驱动控制算法的配合,可以进一步减低甚至消除电压振荡幅度。
进一步的,所述阻尼电阻的阻值大于或者等于0.08欧姆。
进一步的,所述LC无源滤波电路采用π型LC滤波电路.采用π型LC滤波电路的滤波效果更好。
与现有技术相比,本发明技术方案的有益效果是:
(1)本发明的方法通过对三相交流电源的电压进行实时检测,并实时根据检测到的电压数据获取三相电压的相位、相序,以三相电压的相位、相序与压缩机目标转速确定q轴电流目标值,参与至FOC磁场定向矢量控制算法中,通过调整q轴电流目标值调整压缩机的输出功率,使输出功率随电压相位变化。在此过程中由于FOC磁场定向矢量控制算法中的q轴电流指令值与电源电压相位关联,进而调整压缩机驱动器的输出功率,使其输出功率与交流输入电压同相变化,进而提高控制装置的功率因素,同时整个控制装置中可以免设置PFC电路,可有效提高功率因数,降低谐波电流含量。
(2)在传统技术中,电感量、电容量较低时功率因素也较低,而在本发明的控制方法和控制器中,由于q轴电流指令值可以调节进而可以提高功率因素,此时可以适当降低LC无源滤波电路中的电容量和电感量,使功率因素和电容量、电感量之间达到一个相对平衡的值,从而能够在保证高功率因素的同时降低产品的成本。
(3)本发明的控制器在LC无源滤波电路中串联一个阻尼电阻,减低直至消除由电感与电容构成的电路之间的电压振荡幅度。
附图说明
图1为本发明一种交-交变频空调控制器具体实施例的电路原理框图。
图2为本发明一种交-交变频空调控制方法具体实施例的控制原理框图。
图3为三相电压及整流电流波形图。
图4为利用本发明一种交-交变频空调控制方法实施Mv调制后的电流波形示意图。
图5为本发明一种交-交变频空调控制器中带阻尼电阻的实施例原理框图.
具体实施方式
附图仅用于示例性说明,不能理解为对本专利的限制;
为了更好说明本实施例,附图某些部件会有省略、放大或缩小,并不代表实际产品的尺寸;
对于本领域技术人员来说,附图中某些公知结构及其说明可能省略是可以理解的。
下面结合附图和实施例对本发明的技术方案做进一步的说明。
实施例1
如图1所示,为一种交-交变频空调控制器和压缩机连接方式的架构图,其中参见图1,一种交-交变频空调控制器其包括三相整流桥堆3、三相逆变电路4、主控单元6、连接在三相整流桥堆3和三相逆变电路4之间的LC无源滤波电路、连接在主控单元6和三相逆变电路4之间的逆变驱动电路5,外部压缩机的相电流检测信号输入主控单元6,主控单元6产生六路PWM信号输出到逆变驱动电路5,逆变驱动电路5驱动三相逆变电路4工作,主控单元6中采用FOC磁场定向矢量控制算法作为三相逆变驱动算法,LC无源滤波电路通常起滤波作用,兼起部分储能作用,适当缓冲电源突变对于后级逆变部分的冲击。
以上述的控制器为例,本发明的一种交-交变频空调控制方法通过一种补偿方法调节变频控制器的输出功率,使其输出功率跟随输入电源的相位进行同步调整,达到提高功率因数的目的。方法具体如下:
一种交-交变频空调控制方法具体实施例的具体步骤包括:
S101.获取压缩机目标转速,并检测三相交流电的三相电压值;其中,该三相电压值可以在图1所示的控制器中设置一电压检测电路1,利用该电压检测电路1来检测三相电压值。
S102.根据三相电压值提取三相电压的相位和相序;
S103.根据三相电压的相位、相序与压缩机目标转速确定q轴电流目标值,参与FOC磁场定向矢量控制算法,其中,确定后的q轴电流目标值与三相电源相关联,以调整压缩机驱动器的输出功率,使输出功率与三相交流电压同相变化。
其中,压缩机目标转速在实际应用中可以是设定为恒定值也可以为变化值,当其为恒定值时,q轴电流目标值进行确定可以直接应用压缩机目标转速,而每次确定时无需重新获取压缩机目标转速。
其中,FOC磁场定向矢量控制算法是常用三相电机控制算法,如图2所示,基本原理描述如下:
检测电机M的相电流iu、iv,并由下式求得iw:
iw=-iu-iv
经过a-b-c静态三坐标变换到d-q旋转坐标,变换公式如下:
克拉克变换:Iα=iu
Iβ=(3)-0.5*(iu+iv)
帕克变换:id=Iα*cos(θe)+Iβ*sin(θe)
iq=-Iα*sin(θe)+Iβ*cos(θe)
其中θe为转子位置角,根据检测到的压缩机相电流iu、iv、iw,及压缩机的参数d轴电感Ld、q轴电感Lq、反电势常数以及d轴电压、q轴电压等已知参数,由速度/位置估算单元使用公知的估算算法得到。
由此得到电机驱动电流在d-q旋转坐标中d轴的电流值d、q轴的电流值q,两个电流都是直流分量,将交流电机控制变换为直流电机控制。
其中d轴代表励磁方向,对d轴电流的改变,可以改变永磁磁场的磁链大小,进而实现弱磁控制,对q轴电流的改变,代表可以影响电机的驱动功率,对于逆变电路4的输出功率P表示为:
P=iq*Uq,其中Uq为q轴上的电压,可以通过下式得到:
Uq=Rs*id+Lq*piq+ω*Ld*id+ω*ψ
其中:Rs是电机绕组电阻,Lq是电机q轴电感,
piq是电流iq的微分,ω是电机转速,是转子位置角θe的微分值,Ld是电机d轴电感,ψ是电机永磁体磁链。
在具体实施过程中,S103中对q轴电流目标值的确定可以具体采用如下方式:
S1031.FOC磁场定向矢量控制算法中,根据压缩机目标转速,确定q轴电流基础目标值iqref,并根据三相电压的相位、相序,生成q轴电流目标值的调制系数值Mv;
S1032.利用S1031中确定的q轴电流基础目标值iqref与调制系数Mv相乘,确定q轴电流目标值iqref。
Mv是基于交流电设置的,即为构建一个以三相电压的相位、相序与压缩机目标转速压幅值为自变量的函数Mv,具体是,本发明通过实时检测输入交流电源的电压值与相位,并由此估算出电源电压的相位,进而通过设定一个与电源电压相位关联的补偿系数,由此系数去补偿FOC磁场定向矢量控制算法中q轴电流iq的目标值,由于压缩机的输出功率与q轴电流iq成正比,进而实现调整压缩机驱动器的输出功率,使其输出功率与交流输入电压同相变化,在提高功率因数的同时,可以显著降低储能电容的电容量,并可以免除了有源PFC电路,提升了控制器的变换效率。
FOC磁场定向矢量控制算法是一个磁场定向的空间矢量算法的统称,基于该算法下有数十种变换算法应用。一种具体应用算法为:设置d轴电流id的目标控制电流值idref、q轴电流iq的目标控制电流值iqref,直接作为目标值参与运算,步骤如下:
1)令idref=0,iqref根据估算出的速度值ωe值与压缩机转速目标值ωref值之间的差值经过PI环节确定。
2)将iqref与经过克拉克变换、帕克变换得到的压缩机的q轴电流值iq相减,并经过一个PI环节,得到新的iqref值;将idref与经过克拉克变换、帕克变换得到的压缩机的d轴电流值id相减,并经过一个PI环节,得到新的idref值;
3)将新的iqref、idref带入电压方程:计算d轴与q轴电压控制目标值Ud、Uq:
Ud=Rs*id+Ld*pid-ωe*Lq*iq
Uq=Rs*id+Lq*piq+ωe*Ld*id+ωe*ψ
其中:Rs是电机绕组电阻,Ld、Lq是电机d轴、q轴电感,pid、piq是电流id、iq的微分,ωe是电机转速,是转子位置角θe的微分值,ψ是电机永磁体磁链。
4)将d轴与q轴的控制电压目标值Ud值、Uq值、转子位置角θe带入下
式,计算出压缩机驱动三相电压的目标值;
其中代表压缩机U、V、W三相的电压矢量
根据空间矢量技术根据上述电压矢量值得到U、V、W三相电压的PWM占空比。
通过上述的描述可知:调整q轴电流iq,就可以实现调整逆变器的输出功率P,若实现功率P的变化随着相电压而变化,该相为三相电源电流正向导通的相,分析图3可以知道,三相整流时每两相电压之间是轮流导通的,其中三相正向导通也是轮流进行的。同理,也可以全部取为负向导通。寻找一补偿系数Mv,使得Mv的变化和三相电压的相位相关;当U1与U3相之间整流导通时,实现在90度相位附近进行补偿(60-120度相位),提高在90度相位附近的电流值;根据正弦波的对称性,作为负向控制,实现在180相位附近进行补偿(150-210度),提高在180度相位附近的电流值。同理,可得到U1与U2之间、U2与U3之间的电流补偿,实施Mv调制后的电流波形如图4所示。
为方便描述和计算,上述三相电压采用正弦表达方式,不是常见的余弦表达方式,基于正弦与余弦的变换关系,并不影响结果的正确性。
基于前述具体应用算法的实例,参见图2,下面详细介绍S1031和S1032步骤:
(1)令FOC磁场定向矢量控制算法中的d轴电流目标值idref=0,q轴电流目标值iqref利用估算出的速度值ωe值与压缩机转速目标值ωref值之间的差值经过PI环节确定;
(2)将(1)中确定的iqref与Mv相乘作为新的q轴电流目标值iqref,将新的q轴电流目标值iqref与经过克拉克变换、帕克变换得到的压缩机的q轴电流值iq相减,并经过一个PI环节,得到新的iqref值;将idref与经过克拉克变换、帕克变换得到的压缩机的d轴电流值id相减,并经过一个PI环节,得到新的idref值;
(3)将(2)中新的iqref、idref代入电压方程,计算d轴与q轴电压控制目标值Ud、Uq:
Ud=Rs*id+Ld*pid-ωe*Lq*iq
Uq=Rs*id+Lq*piq+ωe*Ld*id+ωe*ψ其中:Rs是电机绕组电阻,Ld、Lq是电机d轴、q轴电感,pid、piq是电流id、iq的微分,ωe是电机转速,ψ是电机永磁体磁链;
(4)将d轴与q轴的控制电压目标值Ud值、Uq值、转子位置角θe代入下式,计算出压缩机驱动三相电压的目标值;
其中代表压缩机U、V、W三相的电压矢量;
利用空间矢量技术根据上述电压矢量值得到U、V、W三相电压的PWM占空比。
基于上述方案,本发明中通过使用q轴电流的调制系数Mv来调整q轴电流iq的目标值,并且与电源相位关联,使得输出功率随相位变化:在90度相位时输出功率最大,在0度相位是输出功率最小,且随着相位的增加输出功率逐渐增大,在180度相位时输出功率与0度相位时的输出功率相等,且从90度相位开始,随着相位的增加输出功率逐渐减小,从而提高了功率因素,适当降低LC无源滤波电路中的电容量和电感量,使功率因素和电容量、电感量之间达到一个相对合理的值,从而能够在保证提高功率因素的同时降低产品的成本。
在空调领域,最常见的电机就是压缩机,故下面的描述结合压缩机进行。
通过补偿系数Mv的调整,实现提高功率因数,具体如下:
根据三相电源相位、相序信息,其中三相电源电压幅值记为U1、U2、U3,相位记为三相电源电压的相序依次为三相电源电压
以相位为基准,将一个电源周期分为6个区间,分别是:[0,π/3)、[π/3,2π/3)、[2π/3,π)、[π,4π/3)、[4π/3,5π/3)、[5π/3,2π);
在[0,π/3)区间,
在[π/3,2π/3)区间,
在[2π/3,π)区间,
在[π,4π/3)区间,
在[4π/3,5π/3)区间,
在[5π/3,2π)区间,
上式中的n为自然数或自然数的倒数。
具体实施过程中,本发明的方法中还包括获取电压幅值,还根据三相电压的电压幅值、相位、相序与压缩机目标转速确定q轴电流目标值。
具体地,当出现三相电压幅值不平衡时,即U1、U2、U3其中的任意两个或三个数值不相等时,Mv的产生方法如下:
U1、U2、U3的相序记为以相位为基准,将一个电源周期分为6个区间,相位区间边界依次记为0、6个区间依次为 由下式确定:
在区间,
在区间,
在区间,
在区间,
在区间,
在区间,
上式中的n为自然数或自然数的倒数。
其中Mv的值通过前述方式获得,使得Mv与三相电源的相位相关。对比附图4可知,在每个相位区间的中间相位上实现的补偿最大。
Mv与q轴目标值相乘作为新的q轴目标值,参与传统FOC矢量算法。
其次,对q轴电流进行补偿控制,其控制的方法是:
根据直流侧电压瞬时值Vp的大小设定idref,当实际压缩机驱动电流id满足下式时开始调整其控制目标值idref值:
(Lq×Iq)2+(Ld×id+ψ)2=(Vp-k)2/(3×ω2) (1)
其中k为大于零且小于Vp的常数,Ld为压缩机的d轴电感,Lq为压缩机的q轴电感,iq为压缩机的q轴电流,id为压缩机的d轴电流,ω为压缩机转速,ψ为压缩机转子磁链;k值的采用,是为了避免因Vp值的检测误差,使得控制器应该进入弱磁控制而没有进入弱磁控制的情况发生,k值是一个预留偏差电压值;
且idref值的调整使得iq、id、Vp、ω值满足以下条件:
(Lq×iq)2+(Ld×id+ψ)2≤(Vp-k)2/(3×ω2) (2)
其中,直流侧电压瞬时值Vp可以通过一直流电压检测单元7来获取,具体如图1所示,直流电压检测单元7的输入端与LC无源滤波电路连接,其输出端连接主控MCU6,通过直流电压检测单元7可以检测到直流侧电压瞬时值Vp。
在具体实施过程中,为了提升变频控制器在不同输出功率段的补偿效果,利用主回路电流值参与对调制系数Mv进行二次修正,具体的修正方式有两种,具体如下:
第一种,设修正系数M=(1-n(I0-I)/I0/100),其中n为自然数,I0为主回路的额定电流,I为实时运行电流,将调制系数值Mv与修正系数值M相乘得到修正后的调制系数值Mv;
第二种,设主回路实际工作电流I的额定值为I0,预设电流值I1、I2,其中:
I0﹥I1﹥I2﹥0,q轴电流目标值修正前的调制系数值为Mv1,
当I﹥I0时:Mv=(1+m/100)×Mv1,m为大于1的自然数,
当I1≥I﹥I2时:Mv=1,
当I2≥I时:Mv=1-(1-n/100)×Mv1,n为大于1的自然数。
为了得到更好的补偿效果,主回路电流值参与修正Mv调制系数,根据实际需要还可以对电流I进行更多类似的分档修正,分成3档、4档、……、N档,N为大于等于3的自然数。
其中,如图1所示,可以在控制器的电路架构下设置电流检测电路2,电流检测电路2的输入端与LC无源滤波电路连接,其输出端与主控单元6连接,利用电流检测电路2检测到的主回路电流值修正调制系数值Mv。
上述方案表明,随着逆变器输出的功率增大,输入的相电流Is会对应变大,从而实现对于输入电流的波形补偿,提高功率因数,减低谐波电流
实施例2
在实施例1的基础上,本发明还提供一种交-交变频空调控制器,具体如图1所示,其包括三相整流桥堆3、三相逆变电路4、主控单元6、连接在三相整流桥堆3和三相逆变电路4之间的LC无源滤波电路、连接在主控单元6和三相逆变电路4之间的逆变驱动电路5,主控单元6还连接有压缩机相电流检测信号iu/iv,主控单元6产生六路PWM信号并通过逆变驱动电路5驱动三相逆变电路4工作,三相逆变电路4中采用FOC磁场定向矢量控制算法作为三相逆变驱动算法,主控单元6采用实施例1所述的控制方法进行控制,所述控制器还包括用于检测三相交流电电压的电压检测电路1,电压检测电路1的输出端连接主控单元6,电压检测电路1检测到的三相电压值输入主控单元6中,LC无源滤波电路中电容量的总和小于0.15μF/W与最高允许输出功率的积,电感量低于15mH。
在本发明的交-交变频空调控制器中,由于主控单元6中采用了本发明的交-交变频空调控制方法进行控制,在提高功率因数的同时,可以显著降低储能电容的电容量。而且本发明基于电流型控制的需要,电容与电感均采用较小的值,LC无源滤波环节电容量的总和小于0.5μF/W与最高允许输出功率的积,同时没有有源PFC功率因数校正环节。针对电流型控制方案,由于电解电容是储能元件,不利于电流型控制,故电容量的数值越小越好,但电容量过小,变频逆变器的负载端对电网的干扰越大,电容量值需要进行折中,在本发明中将LC无源滤波电路中电容量的总和设置为小于0.5μF/W与最高允许输出功率的积,既利于电流型的控制,又能够最大化减少变频逆变器的负载端对电网的干扰,而且电容量的减少还能够减少电路的成本。其次,电感量越大电流型控制效果越好,但成本会增大且电感上的工频压降越大,影响有效输出电压,电感量值同样需要进行设计折中,本发明将LC无源滤波电路中的电感量设置为低于15mH,达到折中要求。
为了提高整个滤波部分与逆变部分的稳定性,LC无源滤波电路中串联有一个阻尼电阻,如图5所示。为了提高整个滤波部分与逆变部分的稳定性,在LC无源滤波环节串联一个阻尼电阻R1,用于减低直至消除由电感与电容构成的电路之间的电压振荡幅度,即降低三相逆变电路供电电源的电压波动,通过阻尼的方式可以显著改善滤波电路的振荡特性,显著降低振荡幅度,同时结合后级逆变驱动控制算法的配合,可以进一步减低甚至消除电压振荡幅度。一种优选的实施方式中,所述阻尼电阻的阻值大于或者等于0.08欧姆。
在具体实施过程中,LC无源滤波电路可以采用π型LC滤波电路。π型LC滤波电路的滤波效果较好。
实施例3
与实施例2不同,三相整流桥堆3串接在LC无源滤波环节中间,置于电容C1和电感L1之后,电容C2和阻尼电阻R1之前。根据串联电路的工作原理,串联电路中的各串联单元可以调换串联连接顺序,不会影响串联支路的整体等效电路功能,因此,三相整流桥堆2可以串接在LC无源滤波环节中间。
相同或相似的标号对应相同或相似的部件;
附图中描述位置关系的用于仅用于示例性说明,不能理解为对本专利的限制;
显然,本发明的上述实施例仅仅是为清楚地说明本发明所作的举例,而并非是对本发明的实施方式的限定。对于所属领域的普通技术人员来说,在上述说明的基础上还可以做出其它不同形式的变化或变动。这里无需也无法对所有的实施方式予以穷举。凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等,均应包含在本发明权利要求的保护范围之内。
Claims (9)
1.一种交-交变频空调控制方法,所述方法采用FOC磁场定向矢量控制算法作为三相逆变驱动算法,其特征在于,所述方法包括:
获取压缩机目标转速,并检测三相交流电的三相电压值和三相电压幅值;
根据三相电压值提取三相电压的相位、相序;
根据三相电压的电压幅值、相位、相序与压缩机目标转速确定q轴电流目标值,参与FOC磁场定向矢量控制算法,其中,确定后的q轴电流目标值与三相电源相关联,以调整压缩机驱动器的输出功率,使输出功率与三相交流电压同相变化。
2.根据权利要求1所述的交-交变频空调控制方法,其特征在于,根据三相电压的电压幅值、相位、相序与压缩机目标转速确定q轴电流目标值的步骤具体为:
S1.FOC磁场定向矢量控制算法中,根据压缩机目标转速,确定q轴电流基础目标值,并根据三相电压的相位、相序,生成q轴电流目标值的调制系数值Mv;
S2.利用S1中确定的q轴电流基础目标值与调制系数Mv相乘,确定q轴电流目标值iqref。
3.根据权利要求2所述的交-交变频空调控制方法,其特征在于,Mv的调整过程为:
根据三相电压相位、相序信息,其中相位记为三相电压的相序依次为
以相位为基准,将一个电源周期分为6个区间,分别是:[0,π/3)、[π/3,2π/3)、[2π/3,π)、[π,4π/3)、[4π/3,5π/3)、[5π/3,2π);
在[0,π/3)区间,
在[π/3,2π/3)区间,
在[2π/3,π)区间,
在[π,4π/3)区间,
在[4π/3,5π/3)区间,
在[5π/3,2π)区间,
上式中的n为自然数或自然数的倒数。
4.根据权利要求书2所述的交-交变频空调控制方法,其特征在于:当出现三相电压幅值不平衡时,即U1、U2、U3其中的任意两个或三个数值不相等时,Mv的产生方法如下:
U1、U2、U3的相序记为以相位为基准,将一个电源周期分为6个区间,相位区间边界依次记为0、6个区间依次为 由下式确定:
在区间,
在区间,
在区间,
在区间,
在区间,
在区间,
上式中的n为自然数或自然数的倒数。
5.根据权利要求书1所述的交-交变频空调控制方法,对q轴电流进行补偿控制,其控制的方法是:
根据直流侧电压瞬时值Vp的大小设定idref,当实际压缩机驱动电流id满足下式时开始调整其控制目标值idref值:
(Lq×iq)2+(Ld×id+ψ)2=(Vp-k)2/(3×ω2) (1)
其中k为大于零且小于Vp的常数,Ld为压缩机的d轴电感,Lq为压缩机的q轴电感,iq为压缩机的q轴电流,id为压缩机的d轴电流,ω为压缩机转速,ψ为压缩机转子磁链;
且idref值的调整使得iq、id、Vp、ω值满足以下条件:
(Lq×iq)2+(Ld×id+ψ)2≤(Vp-k)2/(3×ω2) (2)
从而进行并实现实时弱磁控制。
6.根据权利要求2所述的交-交变频空调控制方法,其特征在于,所述方法还检测主回路电流值对Mv进行修正。
7.根据权利要求6所述的交-交变频空调控制方法,其特征在于,利用主回路电流值对Mv进行修正的具体方式为:
设修正系数M=1-n(I0-I)/(I0/100),其中n为自然数,I0为主回路的额定电流,I为实时运行电流,将调制系数值Mv与修正系数值M相乘得到修正后的调制系数值Mv;
或者,设主回路实际工作电流I的额定值为I0,预设电流值I1、I2,其中:
I0﹥I1﹥I2﹥0,q轴电流目标值修正前的调制系数值为Mv1,
当I﹥I0时:Mv=(1+m/100)×Mv1,m为大于1的自然数,
当I1≥I﹥I2时:Mv=1,
当I2≥I时:Mv=1-(1-n/100)×Mv1,n为大于1的自然数。
8.一种交-交变频空调控制器,其包括三相整流桥堆、三相逆变电路、主控单元、连接在三相整流桥堆和三相逆变电路之间的LC无源滤波电路、连接在主控单元和三相逆变电路之间的逆变驱动电路,外部压缩机的相电流检测信号输入主控单元,主控单元产生六路PWM信号输出到逆变驱动电路,逆变驱动电路驱动三相逆变电路工作,主控单元中采用FOC磁场定向矢量控制算法作为三相逆变驱动算法,其特征在于,主控单元采用权利要求1-7任一项所述的控制方法进行控制,所述控制器还包括用于检测三相交流电电压的电压检测电路,电压检测电路的输出端连接主控单元,电压检测电路检测到的三相电压值输入主控单元中,LC无源滤波电路中电容量的总和小于0.15μF/W与最高允许输出功率的积,电感量低于15mH;LC无源滤波电路中串联有一个阻尼电阻。
9.根据权利要求8所述的交-交变频空调控制器,其特征在于,所述阻尼电阻的阻值大于或者等于0.08欧姆。
Priority Applications (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
CN201410520887.7A CN104320032B (zh) | 2014-09-30 | 2014-09-30 | 一种交‑交变频空调控制方法及控制器 |
PCT/CN2015/076154 WO2016050043A1 (zh) | 2014-09-30 | 2015-04-09 | 一种交-交变频空调控制方法及控制器 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
CN201410520887.7A CN104320032B (zh) | 2014-09-30 | 2014-09-30 | 一种交‑交变频空调控制方法及控制器 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
CN104320032A CN104320032A (zh) | 2015-01-28 |
CN104320032B true CN104320032B (zh) | 2017-03-29 |
Family
ID=52375229
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
CN201410520887.7A Active CN104320032B (zh) | 2014-09-30 | 2014-09-30 | 一种交‑交变频空调控制方法及控制器 |
Country Status (2)
Country | Link |
---|---|
CN (1) | CN104320032B (zh) |
WO (1) | WO2016050043A1 (zh) |
Families Citing this family (12)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN104320032B (zh) * | 2014-09-30 | 2017-03-29 | 海信科龙电器股份有限公司 | 一种交‑交变频空调控制方法及控制器 |
WO2016050047A1 (zh) * | 2014-09-30 | 2016-04-07 | 海信科龙电器股份有限公司 | 一种单相变频空调控制方法及控制器 |
CN105141149B (zh) * | 2015-09-15 | 2018-08-10 | 桂林电子科技大学 | 一种电子束微细加工设备加速电源装置及控制方法 |
CN105553374A (zh) * | 2016-01-22 | 2016-05-04 | 宁波欧琳厨具有限公司 | 一种水槽式清洁设备的电机驱动系统 |
CN108075636B (zh) * | 2018-01-10 | 2021-01-26 | 上海英联电子系统有限公司 | 应用于buck型三相pfc电路的柔性换相控制算法 |
CN108123593B (zh) * | 2018-01-29 | 2023-11-28 | 广东美的制冷设备有限公司 | Pfc电路、电机控制系统及变频空调器 |
CN108199576B (zh) * | 2018-01-29 | 2023-11-28 | 广东美的制冷设备有限公司 | Pfc电路、电机控制系统及变频空调器 |
CN111245317A (zh) * | 2018-11-28 | 2020-06-05 | 安徽美芝精密制造有限公司 | 电机的控制方法、空调器和计算机可读存储介质 |
CN109900029B (zh) * | 2019-03-19 | 2021-05-28 | 海信(广东)空调有限公司 | 压缩机控制系统及其方法 |
CN112113318B (zh) * | 2019-06-21 | 2021-10-01 | 上海海立电器有限公司 | 一种可变dq补偿电流比例增益系数的控制方法 |
CN112696795B (zh) * | 2020-12-28 | 2024-01-23 | 青岛海信日立空调系统有限公司 | 一种空调器和控制方法 |
CN112910232B (zh) * | 2021-03-19 | 2022-04-19 | 青岛海信日立空调系统有限公司 | 空调系统 |
Citations (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US5644205A (en) * | 1993-12-16 | 1997-07-01 | Schneider Electric S.A. | Asynchronous motor power supply control system |
CN1463484A (zh) * | 2001-05-24 | 2003-12-24 | 大金工业株式会社 | 逆变器控制方法及控制装置 |
CN101509694A (zh) * | 2009-03-16 | 2009-08-19 | 宁波德斯科电子科技有限公司 | 一种直流变频空调压缩机智能控制器及其控制方法 |
Family Cites Families (6)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP4210048B2 (ja) * | 2001-08-09 | 2009-01-14 | 勲 高橋 | インバータの制御方法及びインバータの制御回路 |
JP5652610B2 (ja) * | 2011-02-15 | 2015-01-14 | サンデン株式会社 | モータ制御装置 |
JP2012249355A (ja) * | 2011-05-25 | 2012-12-13 | Hitachi Appliances Inc | モータ制御装置、及び、それを利用したモータの起動方法 |
JP6031969B2 (ja) * | 2012-11-22 | 2016-11-24 | 株式会社富士通ゼネラル | モータ駆動装置 |
CN103953546B (zh) * | 2014-04-15 | 2016-02-17 | 广东美的制冷设备有限公司 | 压缩机的控制装置及具有其的压缩机控制系统 |
CN104320032B (zh) * | 2014-09-30 | 2017-03-29 | 海信科龙电器股份有限公司 | 一种交‑交变频空调控制方法及控制器 |
-
2014
- 2014-09-30 CN CN201410520887.7A patent/CN104320032B/zh active Active
-
2015
- 2015-04-09 WO PCT/CN2015/076154 patent/WO2016050043A1/zh active Application Filing
Patent Citations (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US5644205A (en) * | 1993-12-16 | 1997-07-01 | Schneider Electric S.A. | Asynchronous motor power supply control system |
CN1463484A (zh) * | 2001-05-24 | 2003-12-24 | 大金工业株式会社 | 逆变器控制方法及控制装置 |
CN101509694A (zh) * | 2009-03-16 | 2009-08-19 | 宁波德斯科电子科技有限公司 | 一种直流变频空调压缩机智能控制器及其控制方法 |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
WO2016050043A1 (zh) | 2016-04-07 |
CN104320032A (zh) | 2015-01-28 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
CN104320032B (zh) | 一种交‑交变频空调控制方法及控制器 | |
CN106026818B (zh) | 压缩机转矩补偿方法、装置及空调 | |
CN105577060B (zh) | 一种减少直流侧电容的交流电机驱动控制系统及控制方法 | |
CN105162381B (zh) | 基于pr调节的无电解电容变频驱动控制系统及控制方法 | |
CN104315651B (zh) | 一种单相变频空调控制方法及控制器 | |
JP4750553B2 (ja) | 電動機制御装置 | |
WO2017198042A1 (zh) | 双pwm变流器直流母线电压波动抑制方法及控制方法 | |
CN104534631B (zh) | 一种变频空调控制方法 | |
CN103098362B (zh) | 电力变换装置、电动机驱动设备、制冷空调设备 | |
CN113098365B (zh) | 一种无电解电容电机驱动系统网侧电流谐波抑制方法及系统 | |
CN102931857A (zh) | 电压型pwm整流器定频式模型预测控制方法 | |
WO2016050047A1 (zh) | 一种单相变频空调控制方法及控制器 | |
CN102891615A (zh) | 不平衡电压下pwm整流器输出功率稳定的无差拍控制方法 | |
CN111279609A (zh) | 用于具有dc链路薄膜电容器的可调速驱动器中的稳定性控制的系统和方法 | |
CN109900029B (zh) | 压缩机控制系统及其方法 | |
CN111162684B (zh) | 一种三相电压型pwm整流器无电压传感器功率预测控制方法 | |
CN110429835B (zh) | 一种基于lcl滤波的rbfnn分段在线优化无源控制系统及方法 | |
CN108923720B (zh) | 一种无电解电容变频驱动控制方法及系统 | |
CN106655946A (zh) | 无电解电容电机驱动系统及其电流控制方法和控制装置 | |
CN112787496B (zh) | 变频控制器及其控制方法和变频电器 | |
CN110011524B (zh) | 一种谐波抑制的控制方法、装置、设备及可读存储介质 | |
CN114301361B (zh) | 一种基于母线电流控制的无电解电容永磁同步电机驱动系统控制方法 | |
CN207117518U (zh) | 基于电流源变流器的双馈电机变频调速系统 | |
CN204100485U (zh) | 一种单相变频空调控制器 | |
CN109962659B (zh) | 电机驱动控制方法、装置、电路及变频空调器 |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
C06 | Publication | ||
PB01 | Publication | ||
C10 | Entry into substantive examination | ||
SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
GR01 | Patent grant | ||
GR01 | Patent grant |