CN207117518U - 基于电流源变流器的双馈电机变频调速系统 - Google Patents

Abstract

本实用新型公开了一种基于电流源变流器的双馈电机变频调速系统，具有较高的稳态性能，并且当双馈电机的转速、转矩发生变化时，该系统具有较快的动态响应。该系统包括三相交流电源，双馈电机以及与所述双馈电机转轴相连的机械负载，其特征在于，还包括：机侧变流器，网侧变流器，机侧滤波器，网侧滤波器以及直流电感器。机侧滤波器连接在双馈电机的控制绕组和机侧变流器之间，网侧滤波器连接在三相交流电源与网侧变流器之间，机侧变流器与网侧变流器相连接并且直流电感器连接在机侧变流器的机侧发射极与网侧变流器的网侧集电极之间；而且，双馈电机的功率绕组被接入三相交流电源。

Description

基于电流源变流器的双馈电机变频调速系统

技术领域

本实用新型涉及异步电机，特别涉及一种基于电流源变流器的双馈电机变频调速系统。

背景技术

电流源变流器具有许多优良的特性，包括良好的短路保护能力、灵活可调的功率因数和较高的可靠性等，因此被广泛运用在电机驱动、系能源并网等领域。随着RB-IGBT等新型逆阻型开关的出现，电流源变流器的开关频率较以前大幅度提高，从而电流源变流器的直流电感、交流电感和交流电容等大幅度减少，这意味着电流源变流器相对于电压源变流器而言具有较快的动态响应、较少的成本和较少的体积。

目前，电流源PWM变流器大多用在全功率永磁同步电机上，用于向同步电机提供合适的工作电流、电压以及频率，也用于电机驱动。同时，很少将电流源变流用在双馈电机(异步电机)上。市场上常见的双馈电机变频调速系统使用的变流器多为晶闸管变流器或者电压源PWM变流器，其中，晶闸管变流器由于谐波大、相应慢、而且工作时需要并联无功补偿器造成布置成本增加等缺点，逐渐被市场淘汰。电压源PWM变流器则成为市场主流，然而，由于电压源变流器的拓扑结构存在限制，例如不易实现多个变流器的并联、电压穿越和故障保护等等。

因此，希望提出一种能够克服上述缺陷的新型双馈电机变频调速系统。

实用新型内容

在本实用新型中，本实用新型提供了一种基于电流源变流器的双馈电机变频调速系统，具体包含该系统的拓扑结构、参数设计、控制方式、调制技术等内容。

为了达到上述目的,提供一种基于电流源变流器的双馈电机变频调速系统，包括三相交流电源，双馈电机以及与所述双馈电机转轴相连的机械负载，还包括：机侧变流器，网侧变流器，机侧滤波器，网侧滤波器以及直流电感器；机侧变流器和网侧变流器均是电流源型的变流器；

所述机侧变流器包括多组并联连接的开关器，每组所述开关器包括两个串联连接的逆阻型IGBT并具有集电极和发射极，每组所述开关器的集电极构成所述机侧变流器的机侧集电极，每组所述开关器的发射极构成所述机侧变流器的机侧发射极；

所述网侧变流器与所述机侧变流器结构相同且布置相反，所述网侧变流器包括多组并联连接的开关器，每组所述开关器包括两个串联连接的逆阻型 IGBT并具有集电极和发射极，每组所述开关器的集电极构成所述网侧变流器的网侧集电极，每组所述开关器的发射极构成所述网侧变流器的网侧发射极；

所述机侧变流器的机侧发射极与所述网侧变流器的网侧集电极相连并且所述直流电感器连接在所述机侧发射极和所述网侧集电极之间；所述机侧变流器的机侧集电极与所述网侧变流器的网侧发射极相连；

所述双馈电机的控制绕组与所述机侧变流器相连，所述机侧滤波器包括多个并联连接的机侧电容器并被连接在所述双馈电机的控制绕组和所述机侧变流器的输入侧之间；

所述网侧滤波器包括多个并联连接的网侧电容器和多个分别与所述网侧电容器串联连接的网侧电感器，所述网侧变流器被接入所述三相交流电源，所述网侧滤波器被连接在所述网侧变流器与所述三相交流电源之间；

所述双馈电机的功率绕组被接入所述三相交流电源。

优选的，所述机侧变流器使用定子磁链定向的矢量控制方法，用于实现对定子有功和无功的解耦控制。

优选的，所述网侧变流器使用电网电压定向的矢量控制方法，用于维持直流电流恒定。

优选的，所述系统还包括最小直流电流控制模块，所述最小直流控制模块根据I_{dc_ref}＝max{I_{m_rsc}，I_{m_gsc}}控制所述系统的直流电流，其中I_{dc_ref}为所述系统的直流电流值，I_{m_rsc}为所述机侧变流器的交流电流的幅值，I_{m_gsc}为所述网侧变流器的交流电流的幅值。

优选的，所述系统不包括三相交流电源，所述双馈电机的功率绕组、所述网侧变流器与一负载相连。

优选的，所述系统还包括：

撬棍装置，所述撬棍装置被连接于所述双馈电机的控制绕组和所述机侧滤波器之间；

斩波器装置，所述斩波器装置与所述直流电感器相并联；

并网接触器，所述并网接触器被接在所述变压器与所述双馈电机的功率绕组之间，用于接通和断开所述双馈电机与所述三相交流电源的连接。

优选的，所述网侧变流器还用于向所述三相交流电源提供无功功率。

本实用新型的有益效果是：(1)提供了基于电流源变流器的双馈电机变频调速系统，研究了其拓扑结构、参数设计、控制方法和调制技术。新型系统具有优秀的稳态性能和动态性能，能够适应不同的负载和工况。(2)与电压源变流器相比，电流源变流器具有天然的短路保护能力等优点，而RB-IGBT可以使电流源变流器在成本、损耗、体积等方面获得与电压源变流器相仿的性能，因此相比于传统的基于电压源变流器的双馈变频调速系统，新型系统具有一定的优势。

应理解，在本实用新型范围内中，本实用新型的上述各技术特征和在下文 (如实施例)中具体描述的各技术特征之间都可以互相组合，从而构成新的或优选的技术方案。限于篇幅，在此不再一一累述。

附图说明

图1为本实用新型的一个实施例中的基于电流源变流器的双馈电机变频调速系统的拓扑结构示意图。

图2为本实用新型的另一实施例中的基于电流源变流器的双馈风力发电系统的拓扑结构示意图。

图3为本实用新型的一个实施例中的机侧变流器的逻辑控制框图。

图4为本实用新型的一个实施例中的网侧变流器的逻辑控制框图。

图5a、图5b分别为2MW双馈风机典型功率曲线和转速曲线示意图。

图6a、图6b、图6c为本实用新型的一个实施例中的双馈电机超同步、同步和次同步工作点下的定子电压和电流波形图。

图7a、图7b、图7c为本实用新型的一个实施例中的双馈电机超同步、同步和次同步工作点下的转子电压和电流波形图。

图8a、图8b、图8c为本实用新型的一个实施例中的双馈电机超同步、同步和次同步工作点下的网侧变流器电压和电流波形图。

图9a、图9b、图9c为本实用新型的一个实施例中的双馈电机超同步、同步和次同步工作点下的双馈电机转速和转矩波形图。

图10a、图10b、图10c为本实用新型的一个实施例中的双馈电机超同步、同步和次同步工作点下的双馈电机的直流电流的波形图。

图11a、图11b、图11c为本实用新型的一个实施例中的双馈电机超同步、同步和次同步工作点下的转子电流的d轴分量和q轴分量的波形图。

图12a、图12b分别为本实用新型的一个实施例中的当双馈电机从超同步工作点转换为同步工作点、和从同步工作点转换为次同步工作点时，双馈电机的直流电流以及转矩的波形图。

具体实施方式

本发明人经过广泛而深入的研究，首次开发了一种基于电流源变流器的双馈电机变频调速系统，机侧变流器和网侧变流器采用PWM电流源型变流器。

术语

如本文所用，术语“解耦控制”指采用某种结构，寻找合适的控制规律来消除系统中各控制回路之间的相互耦合关系，使每一个输入只控制相应的一个输出，每一个输出又只受到一个控制的作用。

如本文所用，术语“功率因数”指交流电路中，电压与电流之间的相位差 (Φ)的余弦叫做功率因数，用符号cosΦ表示，在数值上，功率因数是有功功率和视在功率的比值，即cosΦ＝P/S。

基于电流源变流器的双馈电机变频调速系统

本实用新型相对于常规的基于电压源变流器的双馈系统而言，主要优点包括：(a)当双馈电机的工作状态变化时(例如，从超同步工作点转为同步)时，电流源变流器动态响应快，极大地缩短了系统电压、电流保持稳态的过渡时间； (b)由于电流源变流器自身的电路结构，因此具有较强的短路保护能力，并且容易实现多个变流器的并联。

下面结合具体实施例，进一步阐述本实用新型。应理解，这些实施例仅用于说明本实用新型而不用于限制本实用新型的范围。

需要说明的是，在本专利的权利要求和说明书中，诸如第一和第二等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个”限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。

实施例1

在本实用新型提及的所有文献都在本申请中引用作为参考，就如同每一篇文献被单独引用作为参考那样。此外应理解，在阅读了本实用新型的上述讲授内容之后，本领域技术人员可以对本实用新型作各种改动或修改，这些等价形式同样落于本申请所附权利要求书所限定的范围。

本实用新型提供了一种基于电流源变流器的双馈电机变频调速系统。图1为本实用新型的一个实施例中的基于电流源变流器的双馈电机变频调速系统100 的拓扑结构示意图。

如图1所示，该系统包括三相交流电源1，双馈电机2以及与所述双馈电机2转轴相连的机械负载3，还包括：机侧变流器4，网侧变流器5，机侧滤波器6，网侧滤波器7以及直流电感器8；

所述机侧变流器4包括多组并联连接的开关器，每组所述开关器包括两个串联连接的逆阻型IGBT9并具有集电极和发射极，每组所述开关器的集电极构成所述机侧变流器的机侧集电极，每组所述开关器的发射极构成所述机侧变流器的机侧发射极；

所述网侧变流器5与所述机侧变流器4结构相同且布置相反，所述网侧变流器5包括多组并联连接的开关器，每组所述开关器包括两个串联连接的逆阻型IGBT9并具有集电极和发射极，每组所述开关器的集电极构成所述网侧变流器5的网侧集电极，每组所述开关器的发射极构成所述网侧变流器5的网侧发射极；

所述机侧变流器4的机侧发射极与所述网侧变流器5的网侧集电极相连并且所述直流电感器8连接在所述机侧发射极和所述网侧集电极之间；所述机侧变流器4的机侧集电极与所述网侧变流器5的网侧发射极相连；

所述双馈电机的控制绕组与所述机侧变流器4相连，所述机侧滤波器6包括多个并联连接的机侧电容器并被连接在所述双馈电机的控制绕组和所述机侧变流器4的输入侧之间；

所述网侧滤波器7包括多个并联连接的网侧电容器和多个分别与所述网侧电容器串联连接的网侧电感器，所述网侧变流器被接入所述三相交流电源，所述网侧滤波器被连接在所述网侧变流器与所述三相交流电源之间；

所述双馈电机的功率绕组被接入所述三相交流电源。

在该实施例中，三相交流电源是指交流电网，也可以是三相负载，例如变压器等。机械负载3与双馈电机2的转轴连接，当机械负载3进行机械旋转时，带动双馈电机2转子转动并产生电压和电流，并入交流电网向电网供电；反过来，交流电网可以通过该系统向双馈电机2供电，从而双馈电机2控制机械负载的机械运动。

而且，该系统还装设有控制器，用于测量系统的电气参量控制信号，例如：定子电压、电流，转子电压、电流，双馈电机机械转动角度等；还用于将所测量的控制信号反馈至机侧变流器、网侧变流器和双馈电机，以及控制系统的稳态性能。

在该实施例中，双馈异步电机可以按照下列公式(5)-(8)进行控制：

双馈异步电机的功率则可按照公式(9)控制：

其中U代表电压，I代表电流，ψ代表磁链，下标s代表定子，下标r代表转子。ω_s是同步角频率，ω是电机机械角频率，s是转差率，n_p是电机的极对数，J是电机的转动惯量，T_e是电磁转矩，T_L是负载转矩。L_m是励磁电感，L_s是定子等效自感，L_r是转子等效自感。P_s，Q_s，P_r，Q_r分别是双馈电机(DFIG) 的定子有功、定子无功、转子有功、转子无功。带有下标d表示电机转子的直轴分量，下标q则表示电机转子的交轴分量。

图3是本实用新型的一个实施例中的机侧变流器的逻辑控制框图，机侧变流器采用基于定子磁链定向矢量控制方法。

具体地说，在定子磁链定向的条件下，可以令ψ_sd＝ψ_s，ψ_sq＝0，即忽略暂态量、定子电阻和转子电阻，根据公式(5)-(6)推导可得到公式(10)：

如图4所示，整个双馈电机变频调速系统的电磁功率参考值为根据公式(10)得到双馈电机转子电流q轴分量和d轴分量基于基尔霍夫电流定律，流入机侧变流器的电流等于双馈电机的转子电流与转子电容电流之和，图4中的I_crd和I_crq分别为转子电容电流的d轴分量和q轴分量，可以分别通过公式(11)～(12)计算得到：

即，I_crd＝-sω_sC_RSCU_rq——(11)

/_crq＝sω_sC_RSCU_rd——(12)

其中，其中s是电机的转差率，ω_s是同步角频率，C_RSC是机侧变流器电容(即转子并联电容)，U_rd和U_rq分别代表转子电容电压的d轴分量和q轴分量。

转子电流的d轴分量与转子电容电流的d轴分量相加后得到流入机侧变流器的电流的d轴分量I_{RSC_d}，转子电流的q轴分量与转子电容电流的q轴分量相加后得到流入机侧变流器的电流的q轴分量I_{RSC_q}，I_{RSC_d}和I_{RSC_q}经过空间矢量调制(SVM)算法模块后输出6路PWM波(脉冲宽度调制波)，并且，作为转子相位角也输入SVM算法模块。

上述6路PWM波输入到机侧变流器中用于控制机侧变流器的6个开关管 (图1中未示出)的通断状态，从而输出所需的机侧三相电流I_{RSC_abc}。图4右下角为机侧的电气回路，该电气回路包括参量：机侧交流器变流侧的电容C_RSC，电感L_RSC和电阻R_RSC。而且，该电气回路还用于测量表征双馈电机电力状态的信号，并进一步对测量所得的信号进行坐标变换以用于系统控制。图4中所包含的需测量的信号包括但不限于：转子三相电压U_{RSC_abc}，转子三相电流I_rabc，定子三相电流I_sabc，定子三相电压U_sabc以及电机转子转过的机械角度θ_r。图4包含坐标变换模块2r/3s、2r/2s和2s/3s。

转子三相电压U_{RSC_abc}经过2r/3s模块转换为转子dq轴电压U_{RSC_dq}；转子三相电流I_rabc经过2r/3s模块转换为I_rdq；电机转子转过的机械角度θ_r经过微分模块 d/dt微分得到得到电机转子的机械角速度ω_r；定子三相电流I_sabc经过2s/3s模块转换为两相静止坐标系下的定子两相电流I_sαβ，并进一步经过2r/2s模块从I_sαβ转换为来两相旋转坐标下的定子两相电流I_sdq；定子三相电压U_sab_c经过2s/3s模块转换为两相静止坐标系下的定子两相电流U_sαβ，并进一步经过2r/2s模块从U_sαβ转换为来两相旋转坐标下的定子两相电流U_sdq。

进一步地，图3左下角为双馈电机定子磁链观测器，用于根据定子电压U_sαβ和电流I_sαβ来估算定子磁链的幅值ψ_s和相角作为双馈电机变频调速系统的控制参量。

图4是本实用新型的一个实施例中的网侧变流器的控制框图，该网侧变流器采用基于电网电压定向矢量控制的控制方式。网侧变流器用于维持该变频调速系统的直流电流稳定，同时向电网注入一定量的无功功率，使得并网电流能够满足电网的功率因数要求。

如图4所示，该系统(以下“系统”均指“本实用新型的变频调速系统”)，的直流母线电流的参考值为实际值为I_dc，两个电流信号之差经过PI控制器后得到网侧并网电流的有功分量与网侧电容电流的d轴分量I_cid相加后得到流入网侧变流器的电流的d轴分量I_{GSC_d}。网侧并网电流的无功分量为预先设定值，在一个实施例中，可以为0。网侧变流器与机侧变流器的电气结构类似，流入网侧变流器的电流等于网侧并网电流与网侧电容电流之和，也就是，网侧并网电流的无功分量与网侧电容电流的q轴分量I_ciq相加后得到流入网侧变流器的电流的q轴分量I_{GSC_q}。其中，I_cid和I_ciq分别根据公式(13)-(14) 计算得到：

I_cid＝-ω_sC_GSCU_gq——(13)

I_crq＝ω_sC_GSCU_gd——(14)

其中ω_s是同步角频率，C_GSC是网侧变流器电容，U_gd和U_gq代表网侧电容电压的d轴分量和q轴分量。

电流I_{GSC_d}和I_{GSC_q}通过空间矢量调制(SVM)算法模块后输出6路PWM波，该PWM波输入到网侧变流器用于控制网侧变流器的留个开关管的通断状态，从而输出所需的网侧三相电流I_{GSC_abc}。图5右下角是网侧变流器的电气回路，该电气回路包括网侧变流器交流侧的电容C_GSC、电感L_GSC和电阻R_GSC，并且该电气回路与交流电网之间还存在并网线路电感L_g。进一步地，该电气回路还用于测量表征双馈电机电力状态的信号，并进一步对测量所得的信号进行坐标变换以用于系统控制。图5中所包含的需测量的信号包括但不限于：网侧变流器三相电压U_{GSC_a}b_c，并网三相电流I_gabc，电网三相电压U_gabc；还包括坐标变换模块 2r/3s、2r/2s和2s/3s。

网侧变流器三相电压U_{GSC_abc}经过2r/3s模块转换为转子dq轴电压U_{GSC_dq}；并网三相电流I_gabc经过2r/3s模块转换为I_gdq；电网三相电压U_gabc经过2r/3s模块转换为两相静止坐标系下的电网电压U_gdq，并进一步经过网侧PLL(锁相环)根据U_gdq计算得到网侧相位角θ_g和从网侧计算的网侧角速度ω_g。

进一步的，根据图4所示的网侧变流器的控制框图，控制器能够控制网侧变流器交流侧的电压和电流。

在本实用新型进一步的实施例中，双馈电机变频调速系统100采用最小直流电流控制方法，该方法用于控制系统在直流电流取最小值的情况下运行。具体的说，该方法包括：分别计算机侧变流器和网侧变流器的交流电流的幅值

I_{m_rsc}和I_{m_gsc}；由于变流器不能出现过调制，从而变流器的调制比应在0～1之间，所以选取两者中的较大值作为系统内直流电流的参考值I_{dc_ref}，即 I_{dc_ref}＝max{I_{m_rsc}，I_{m_gsc}}。

系统控制器将根据上述所测量和转换的电气参量对系统的稳态特性进行调节。

由于直流电流这样做会带来两点好处：一是使直流回路和变流器的有功损耗达到最小，提升了系统运行效率；二是可以减小直流电流造成的电阻发热和电流应力，从而优化系统运行，提升系统寿命。

实施例2

基于电流源变流器的双馈电机变频调速系统200

图2是本实用新型的一个实施例中的基于电流源变流器的双馈风力发电系统200的拓扑结构。该拓扑结构包括变压器(接入三相交流电源1)，双馈电机以及与所述双馈电机转轴相连的风力机；还包括：机侧变流器4，网侧变流器5，机侧滤波器6，网侧滤波器7以及直流电感器8；

所述机侧变流器4包括多组并联连接的开关器，每组所述开关器包括两个串联连接的逆阻型IGBT9并具有集电极和发射极，每组所述开关器的集电极构成所述机侧变流器的机侧集电极，每组所述开关器的发射极构成所述机侧变流器的机侧发射极；

所述网侧变流器5与所述机侧变流器4结构相同且布置相反，所述网侧变流器5包括多组并联连接的开关器，每组所述开关器包括两个串联连接的逆阻型IGBT9并具有集电极和发射极，每组所述开关器的集电极构成所述网侧变流器5的网侧集电极，每组所述开关器的发射极构成所述网侧变流器5的网侧发射极；

所述机侧变流器4的机侧发射极与所述网侧变流器的网侧集电极相连并且所述直流电感器8连接在所述机侧发射极和所述网侧集电极之间；所述机侧变流器4的机侧集电极与所述网侧变流器5的网侧发射极相连；

所述双馈电机的控制绕组与所述机侧变流器4相连，所述机侧滤波器6包括多个并联连接的机侧电容器并被连接在所述双馈电机的控制绕组和所述机侧变流器4的输入侧之间；

所述网侧滤波器7包括多个并联连接的网侧电容器和多个分别与所述网侧电容器串联连接的网侧电感器，所述网侧变流器5被接入所述三相交流电源，所述网侧滤波器7被连接在所述网侧变流器5与所述三相交流电源1之间；

所述双馈电机的功率绕组被接入所述三相交流电源。

进一步地，图2所示的拓扑结构还包括：

撬棍装置15，所述撬棍装置被连接于所述双馈电机的控制绕组和所述机侧滤波器之间；

斩波器装置16，所述斩波器装置被接在所述直流电感器的两端；

并网接触器17，所述并网接触器被接在所述变压器18与所述双馈电机的功率绕组之间，用于接通和断开所述双馈电机与所述三相交流电源的连接。

其中，双馈电机的转轴直接与风力机10的转轴相连，同时风力机10还可配备增速器11(升速齿轮箱)、制动器12、变桨单元13、偏航装置14等。

在一个测试例中，风力机(风力发电机)按照图2所示的拓扑结构搭建仿真模型，并且采用2MW双馈风力发电机的参数，参数如表1所示。

表1 2MW双馈电机参数表

变流器与滤波器采用表2的参数进行设计：

表2变流器与滤波器参数表

其中，机侧滤波器的谐振频率理论值为800Hz，网侧滤波器的谐振频率理论值为400Hz，最大直流纹波理论值为40A。

图5则为2MW风力机的功率曲线和转速曲线示意图。风力机包括三种工作状态：超同步、同步和次同步。因此分别选取对应这三种状态的工作点进行仿真分析，例如，根据图6选取：超同步工作点为风速16m/s，电机转速1800rpm，机械功率2000kW；同步工作点为风速6.7m/s，电机转速1500rpm，机械功率 400kW；以及，次同步工作点为风速5.5m/s，电机转速1200rpm，机械功率 200kW。

然后采用仿真软件对该双馈风机发电系统进行稳态仿真分析，以测试图2 所示的基于电流源变流器的系统的变频调速能力的优劣。

稳态仿真结果如图6～11所示，反映了在风力发电机三种工作状态下电压和电流的变化曲线，工作状态分别为：超同步(电机转速1800rpm)、同步(电机转速1500rpm)、次同步(电机转速1200rpm)。

图6是上述超同步、同步和次同步工作点下的定子电压和电流的波形图。可以得到，系统稳态时，定子电压和电流的波形较好，定子侧以单位功率因数运行，符合并网要求，这里并网是指安全接入图2所示的变压器，进而安全接入三相交流电网。

图7是上述超同步、同步和次同步工作点下的转子相电压和转子相电流的波形图，其中，黑线为电压波形，白线为电流波形。从图10中可以得到，转子电流波形较好，而电压波形由于含有较多的开关次谐波导致波形出现毛刺、凸起等。应注意，在同步工作点下，转子电压和电流在理论上应为0，因此转子电压和电流的波形表现为两条直线。

图8是上述超同步、同步和次同步工作点下的网侧变流器交流电压和电流的波形图，其中，黑线为电压波形，白线为电流波形。从图11中可以得到，系统稳态时，网侧变流器电压和电流的波形较好，网侧变流器侧以单位功率因数运行，符合并网要求。

图9是上述超同步、同步和次同步工作点下的双馈电机转速和转矩的稳态波形图，其中超同步工作点下电机转速为1800rpm，理论转矩-10610Nm，实际转矩-10689Nm；同步工作点下电机转速为1500rpm，理论转矩-2546Nm，实际转矩-2422Nm；次同步工作点下电机转速为1200rpm，理论转矩-1592Nm，实际转矩-1547Nm。

图10是上述超同步、同步和次同步工作点下的直流电流波形图，其中，超同步工作点下直流电流理论值为825A，仿真结果825A；同步工作点下直流电流理论值为304A，仿真结果304A；次同步工作点下直流电流理论值为266A，仿真结果266A。三种工作点下均采用了最小直流电流控制方法，即根据公式 I_{sc_ref}＝max{I_{m_rsc}，I_{m_gsc}}对该系统进行调控。可以看出，该系统在三种工作点下运行时的系统直流电流值均与理论值一致。

图11是上述超同步、同步和次同步工作点下的折算到定子侧的转子电流dq分量的波形。在该实施例中，双馈电机内设有测量模块，该测量模块中的参考坐标系是根据定子电压进行定向，从而实际dq分量(即直轴/交轴分量)之间相差90度相角，即实际d轴分量等于负的q轴分量，实际q轴分量等于d 轴分量。经测算，超同步时I_rd理论值618A，仿真结果649A；I_rq理论值2054A，仿真结果1980A；同步时I_rd理论值618A，仿真结果600A；I_rq理论值493A，仿真结果461A；次同步时I_rd理论值618A，仿真结果626A；I_rq理论值308A，仿真结果296A。下列表3描述了三种工作点下双馈电机功率、转矩、直流电流、转子电流的理论值与仿真值：

表3双馈电机有功功率和无功功率的理论结果和仿真结果

从表3中可以看出，双馈电机的电气参量的理论值与仿真值基本一致，证明按照最小直流电流控制方法能够实现对该双馈风力发电系统的有效调控，使得该系统具有优秀的稳态性能。

图12是上述超同步、同步和次同步工作点下的风速变化、风机工作点改变时的直流电流和转矩的波形图。在该实施例中，设定在1.0s时，风力机运行工作点从超同步转为同步；在1.5s时，风力机运行工作点从同步转为次同步。从图12的波形可以看出，直流电流、转矩从超同步转为同步的调节时间仅约 0.06s(即相当于三个工频周期)，说明该系统具有较高的动态响应速度。

Claims (7)

1.一种基于电流源变流器的双馈电机变频调速系统，包括三相交流电源，双馈电机以及与所述双馈电机转轴相连的机械负载，其特征在于，还包括：机侧变流器，网侧变流器，机侧滤波器，网侧滤波器以及直流电感器；机侧变流器和网侧变流器均是电流源型的变流器；

所述机侧变流器包括多组并联连接的开关器，每组所述开关器包括两个串联连接的逆阻型IGBT并具有集电极和发射极，每组所述开关器的集电极构成所述机侧变流器的机侧集电极，每组所述开关器的发射极构成所述机侧变流器的机侧发射极；

所述网侧变流器与所述机侧变流器结构相同且布置相反，所述网侧变流器包括多组并联连接的开关器，每组所述开关器包括两个串联连接的逆阻型IGBT并具有集电极和发射极，每组所述开关器的集电极构成所述网侧变流器的网侧集电极，每组所述开关器的发射极构成所述网侧变流器的网侧发射极；

所述机侧变流器的机侧发射极与所述网侧变流器的网侧集电极相连并且所述直流电感器连接在所述机侧发射极和所述网侧集电极之间；所述机侧变流器的机侧集电极与所述网侧变流器的网侧发射极相连；

所述双馈电机的控制绕组与所述机侧变流器相连，所述机侧滤波器包括多个并联连接的机侧电容器并被连接在所述双馈电机的控制绕组和所述机侧变流器的输入侧之间；

所述网侧滤波器包括多个并联连接的网侧电容器和多个分别与所述网侧电容器串联连接的网侧电感器，所述网侧变流器被接入所述三相交流电源，所述网侧滤波器被连接在所述网侧变流器与所述三相交流电源之间；

所述双馈电机的功率绕组被接入所述三相交流电源。

2.如权利要求1所述的双馈电机变频调速系统，其特征在于，所述机侧变流器使用定子磁链定向的矢量控制方法，用于实现对定子有功和无功的解耦控制。

3.如权利要求1所述的双馈电机变频调速系统，其特征在于，所述网侧变流器使用电网电压定向的矢量控制方法，用于维持直流电流恒定。

4.如权利要求1所述的双馈电机变频调速系统，其特征在于，所述系统还包括最小直流电流控制模块，所述最小直流控制模块根据I_{dc_ref}＝max{I_{m_rsc}，I_{m_gsc}}控制所述系统的直流电流，其中I_dc__ref为所述系统的直流电流值，I_{m_rsc}为所述机侧变流器的交流电流的幅值，I_{m_gsc}为所述网侧变流器的交流电流的幅值。

5.如权利要求1所述的双馈电机变频调速系统，其特征在于，所述系统不包括三相交流电源，所述双馈电机的功率绕组、所述网侧变流器与一负载相连。

6.如权利要求1所述的双馈电机变频调速系统，其特征在于，所述系统还包括：

撬棍装置，所述撬棍装置被连接于所述双馈电机的控制绕组和所述机侧滤波器之间；

斩波器装置，所述斩波器装置与所述直流电感器相并联；

并网接触器，所述并网接触器被接在变压器与所述双馈电机的功率绕组之间，用于接通和断开所述双馈电机与所述三相交流电源的连接。

7.如权利要求3所述的双馈电机变频调速系统，其特征在于，所述网侧变流器还用于向所述三相交流电源提供无功功率。