JP2874220B2 - 多重電流形インバータの制御方法 - Google Patents
多重電流形インバータの制御方法Info
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- JP2874220B2 JP2874220B2 JP1274509A JP27450989A JP2874220B2 JP 2874220 B2 JP2874220 B2 JP 2874220B2 JP 1274509 A JP1274509 A JP 1274509A JP 27450989 A JP27450989 A JP 27450989A JP 2874220 B2 JP2874220 B2 JP 2874220B2
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、交流電動機の精密な制御に適した多重電流
形インバータの制御方式に関する。
形インバータの制御方式に関する。
第５図は周知の電流形インバータによる駆動を行う場
合の構成図を示している。第５図の電流形インバータを
単位インバータとして第２図に示すように各単位インバ
ータの出力の各相を直接に接続する方式が直結多重方式
である。
合の構成図を示している。第５図の電流形インバータを
単位インバータとして第２図に示すように各単位インバ
ータの出力の各相を直接に接続する方式が直結多重方式
である。
これに対して、第７図に示すように各単位インバータ
を変圧器を介して結合する方式が変圧器結合形の多重電
流形インバータである。多重電流形インバータは、単位
電流形インバータに比べて比較的波形が良くなることの
ために使用される。例えば第６図の直結二重形では、各
単位インバータは電気角（以下同じ）30°の相差を有し
て運転されるので、第８図に示すように波形が良くな
る。
を変圧器を介して結合する方式が変圧器結合形の多重電
流形インバータである。多重電流形インバータは、単位
電流形インバータに比べて比較的波形が良くなることの
ために使用される。例えば第６図の直結二重形では、各
単位インバータは電気角（以下同じ）30°の相差を有し
て運転されるので、第８図に示すように波形が良くな
る。
単位インバータでは、第８図（ａ），（ｂ）に示すよ
うに、ＩR1,IR2の高調波成分は5,7,11,13次の順に20％,
14.3％,9.1％,7.7％程度含まれる。これに対してｉR＝
ｉR1＋ｉR2の高調波成分は、第８図（ｃ）に示すように
5,7,11,13次の順に、5.4％,3.8％,9.1％,7.7％となっ
て、５次と７次の成分が低減する。しかし、低次の5,7
次成分によるトルク脈動のため、低速において速度が変
動して、精密な速度制御ができない場合がある。そこ
で、各単位インバータの電流をパルス幅変調（以下「PW
M」という）する方法が用いられる。
うに、ＩR1,IR2の高調波成分は5,7,11,13次の順に20％,
14.3％,9.1％,7.7％程度含まれる。これに対してｉR＝
ｉR1＋ｉR2の高調波成分は、第８図（ｃ）に示すように
5,7,11,13次の順に、5.4％,3.8％,9.1％,7.7％となっ
て、５次と７次の成分が低減する。しかし、低次の5,7
次成分によるトルク脈動のため、低速において速度が変
動して、精密な速度制御ができない場合がある。そこ
で、各単位インバータの電流をパルス幅変調（以下「PW
M」という）する方法が用いられる。
従来、特公昭60-52670号公報に示される制御方式があ
る。これは、第９図（ａ），（ｂ）に示すように単位イ
ンバータの出力電流ｉR1,iR2を300°区間PWMし、同図
（ｃ）に示すように合成電流ｉRが平均的には台形波に
なるように制御される。この場合、単位インバータが同
時に転流すると、負荷である電動機を通して転流が行わ
れず、単位インバータ間で転流する。電流形インバータ
は、転流の際、負荷の誘起電圧を利用して転流するの
で、負荷を通さず単位インバータ間で転流すると転流失
敗する場合がある。この現象を避けるため、第９図の例
では、一方の単位インバータがPWMにより転流している
場合は他の単位インバータはPWMを行わないようにして
いる。
る。これは、第９図（ａ），（ｂ）に示すように単位イ
ンバータの出力電流ｉR1,iR2を300°区間PWMし、同図
（ｃ）に示すように合成電流ｉRが平均的には台形波に
なるように制御される。この場合、単位インバータが同
時に転流すると、負荷である電動機を通して転流が行わ
れず、単位インバータ間で転流する。電流形インバータ
は、転流の際、負荷の誘起電圧を利用して転流するの
で、負荷を通さず単位インバータ間で転流すると転流失
敗する場合がある。この現象を避けるため、第９図の例
では、一方の単位インバータがPWMにより転流している
場合は他の単位インバータはPWMを行わないようにして
いる。
しかし、第９図（ｃ）のｉRは平均的に台形波とする
ものであるから、高調波成分は5,7,11,13次の順に４％,
2％,0.8％,0.6％含まれる。ところが、低速での速度変
動はトルクリップルに依存するから、トルクリップルの
周波数が低いほど、速度変動が大きくなる。この場合、
第５及び第７調波成分のため、ｉRの基本波成分の周波
数ｆの６倍の周波数のトルクリップルが発生し、速度変
動が大きくなる。また、ブロワ等に見られるように機械
系の共振周波数が低い場合は、この周波数と6f成分のト
ルクリップルによる共振が発生するため、一般に低次の
5,6次調波を除去してトルクリップルの最低周波数を高
くすることが求められるが、第９図の制御方式では５
次,7次等の低次の成分を抑制することができないという
問題があった。
ものであるから、高調波成分は5,7,11,13次の順に４％,
2％,0.8％,0.6％含まれる。ところが、低速での速度変
動はトルクリップルに依存するから、トルクリップルの
周波数が低いほど、速度変動が大きくなる。この場合、
第５及び第７調波成分のため、ｉRの基本波成分の周波
数ｆの６倍の周波数のトルクリップルが発生し、速度変
動が大きくなる。また、ブロワ等に見られるように機械
系の共振周波数が低い場合は、この周波数と6f成分のト
ルクリップルによる共振が発生するため、一般に低次の
5,6次調波を除去してトルクリップルの最低周波数を高
くすることが求められるが、第９図の制御方式では５
次,7次等の低次の成分を抑制することができないという
問題があった。
そこで本発明は、単位インバータ間で同時に転流する
ことがなく、かつ低次の高調波成分を抑制するPWM方式
によるインバータの制御方法を提供することを目的とす
る。
ことがなく、かつ低次の高調波成分を抑制するPWM方式
によるインバータの制御方法を提供することを目的とす
る。
この目的を達成するため、本発明の多重電流形インバ
ータの制御方式は、複数台の単位電流形インバータの出
力を直接に又は変圧器を介して接続する交流電動機駆動
のための多重電流形インバータの制御方法において、少
なくとも交流電動機の低速運転範囲では波形の中央±30
°を除く部分をパルス幅変調するように各単位インバー
タを制御し、かつ、各単位インバータの転流間隔及び各
単位インバータ間の転流間隔がある一定以上になる条件
で、電流の調波成分により構成された評価指標が最小に
なるように各単位インバータを制御することを特徴とす
る。
ータの制御方式は、複数台の単位電流形インバータの出
力を直接に又は変圧器を介して接続する交流電動機駆動
のための多重電流形インバータの制御方法において、少
なくとも交流電動機の低速運転範囲では波形の中央±30
°を除く部分をパルス幅変調するように各単位インバー
タを制御し、かつ、各単位インバータの転流間隔及び各
単位インバータ間の転流間隔がある一定以上になる条件
で、電流の調波成分により構成された評価指標が最小に
なるように各単位インバータを制御することを特徴とす
る。
以下、本発明を実施例に基づいて具体的に説明する。
第１図は本発明実施例における電流波形を示してい
る。ｉR1はθ軸との交点、例えばθ＝０°，θ＝180°
などに対して点対称、波形の中央点、例えばθ＝90°，
θ＝270°に対して線対称であるとする。
る。ｉR1はθ軸との交点、例えばθ＝０°，θ＝180°
などに対して点対称、波形の中央点、例えばθ＝90°，
θ＝270°に対して線対称であるとする。
PWMする区間は中央の60°区間を除いた区間で行う。
ｉR2はｉR1と同じ波形であるが、ｉR1より位相が30°遅
れている。合成電流波形ｉR（ｉR＝ｉR1＋ｉR2）は、中
央の30°区間がPWMされない区間であり、それ以外の区
間でPWMされている。さらに、ｉR1の０〜60°区間を拡
大した図を第２図（ａ）に示している。０〜30°間の角
度α1〜αNに対して30〜60°区間は（60−αN），（60
−αN-1）・・・・（60−α1）となり、角度の独立変数
はＮ個となる。
ｉR2はｉR1と同じ波形であるが、ｉR1より位相が30°遅
れている。合成電流波形ｉR（ｉR＝ｉR1＋ｉR2）は、中
央の30°区間がPWMされない区間であり、それ以外の区
間でPWMされている。さらに、ｉR1の０〜60°区間を拡
大した図を第２図（ａ）に示している。０〜30°間の角
度α1〜αNに対して30〜60°区間は（60−αN），（60
−αN-1）・・・・（60−α1）となり、角度の独立変数
はＮ個となる。
ｉRをフーリエ級数に展開すると（１）式，（２）式
で表すことができる。
で表すことができる。
但し、θ＝ωt,n＝1,5,7,11,13,・・・ 一般に第２図のようなPWMを行うと（１）式の基本波
成分は、PWMしない場合に比べ小さくなる。また、交流
電動機の特性は、概略基本波成分で決定されるから、基
本波成分をある値以上にする必要がある。したがって、
αの決定にあたり、まず基本波成分の大きさをＰ1以上
になる条件を設ける。次に、αの選定によって低次の高
調波成分を零にする。この場合、独立変数の数Ｎに対し
て、１個は基本波成分の確保に、残りの（Ｎ−１）個が
高調波成分の抑制に用いられるので、（Ｎ−１）個の高
調波成分を発生しないようにすることが可能である。例
えばＮ＝４では、5,7,11次の成分を発生しないようにす
ることができる。そこで評価指標Ｐを（３）式のように
定める。
成分は、PWMしない場合に比べ小さくなる。また、交流
電動機の特性は、概略基本波成分で決定されるから、基
本波成分をある値以上にする必要がある。したがって、
αの決定にあたり、まず基本波成分の大きさをＰ1以上
になる条件を設ける。次に、αの選定によって低次の高
調波成分を零にする。この場合、独立変数の数Ｎに対し
て、１個は基本波成分の確保に、残りの（Ｎ−１）個が
高調波成分の抑制に用いられるので、（Ｎ−１）個の高
調波成分を発生しないようにすることが可能である。例
えばＮ＝４では、5,7,11次の成分を発生しないようにす
ることができる。そこで評価指標Ｐを（３）式のように
定める。
但し、ａ5より後の数は（Ｎ−１）個である。
次に単位インバータ間の転流が同時に行われないよう
にするためには、ｉR1,iS1,iT1,iR2,iS2,iT2の角度の集
合の中の任意の二つの角度βとγに対して次式が成立す
るように角度を選ぶ。
にするためには、ｉR1,iS1,iT1,iR2,iS2,iT2の角度の集
合の中の任意の二つの角度βとγに対して次式が成立す
るように角度を選ぶ。
｜β−γ｜＞θmin・・・・・・・・・（４） ここで、θminは、サイリスタのターンオフタイムで
規定される転流時間に対応する角度である。（４）式の
条件によりPWMを行っても転流失敗がなく、安定した転
流が行われる。Ｐを最小で（４）式を満足するように角
度を決定する問題は、拘束条件付最適化の問題であり、
非線形計画法等で求められることは公知である。例え
ば、ある初期値を仮定し、（３）式，（４）式を満足す
るようにグラージエント法にてαを計算機で求める。
規定される転流時間に対応する角度である。（４）式の
条件によりPWMを行っても転流失敗がなく、安定した転
流が行われる。Ｐを最小で（４）式を満足するように角
度を決定する問題は、拘束条件付最適化の問題であり、
非線形計画法等で求められることは公知である。例え
ば、ある初期値を仮定し、（３）式，（４）式を満足す
るようにグラージエント法にてαを計算機で求める。
例えばＮ＝３ではα1＝8.4825°、α2＝12.293°、α
3＝24.05°となる。このときの基本波成分は94.4％、5,
7次調波は零となる。この場合の周波数スペクトラムを
第３図に示す。Ｎを多くすれば多くの高調波成分を抑制
できるが、（４）式の条件によってインバータの出力周
波数ｆが高くなると、Ｎを減少する必要がある。したが
って、電動機運転に対しては、第４図のようにパターン
数を切り替える。この場合、Ｎ＝０はPWM制御を行わな
い場合である。
3＝24.05°となる。このときの基本波成分は94.4％、5,
7次調波は零となる。この場合の周波数スペクトラムを
第３図に示す。Ｎを多くすれば多くの高調波成分を抑制
できるが、（４）式の条件によってインバータの出力周
波数ｆが高くなると、Ｎを減少する必要がある。したが
って、電動機運転に対しては、第４図のようにパターン
数を切り替える。この場合、Ｎ＝０はPWM制御を行わな
い場合である。
なお、（３）式の評価指標に対して、銅損を最小にす
るような場合では、高調波電流の実効値が最小になるよ
うに角度を選ぶように変形できることは言うまでもな
い。直結形の三重以上では、一般に他重数をＫとすると
単位インバータ間の位相差が60/K〔度〕となる点が異な
るが、角度の求め方は連結二重の場合と同様である、第
７図の変圧器結合形では、直結形と同様に、各単位イン
バータは60/K〔度〕の位相差で運転される。また、変圧
器結合形では、PWMなしで特定の高調波が発生しない。
例えば、二重形ではINV1に接続された変圧器の巻線をＹ
結線に、INV2に結合されたそれをΔ結線にすると、５次
と７次の高調波は発生しない。したがって、（３）式の
Ｐは、変圧器で消去される高調波以外を用いることによ
り、直結形と同様にして転流角度を求めることができ
る。
るような場合では、高調波電流の実効値が最小になるよ
うに角度を選ぶように変形できることは言うまでもな
い。直結形の三重以上では、一般に他重数をＫとすると
単位インバータ間の位相差が60/K〔度〕となる点が異な
るが、角度の求め方は連結二重の場合と同様である、第
７図の変圧器結合形では、直結形と同様に、各単位イン
バータは60/K〔度〕の位相差で運転される。また、変圧
器結合形では、PWMなしで特定の高調波が発生しない。
例えば、二重形ではINV1に接続された変圧器の巻線をＹ
結線に、INV2に結合されたそれをΔ結線にすると、５次
と７次の高調波は発生しない。したがって、（３）式の
Ｐは、変圧器で消去される高調波以外を用いることによ
り、直結形と同様にして転流角度を求めることができ
る。
以上に述べたように、本発明によれば、安定な転流を
行いながら高調波を抑制できるので、トルク脈動が小さ
くなり、これに基づく速度変動も小さくなり、従来方式
に比べてより低速での精密な交流電動機の運転が可能と
なる。
行いながら高調波を抑制できるので、トルク脈動が小さ
くなり、これに基づく速度変動も小さくなり、従来方式
に比べてより低速での精密な交流電動機の運転が可能と
なる。
第１図及び第２図は本発明の実施例による波形図、第３
図は本発明の実施例における電流の周波数スペクトラム
図、第４図は実施例のPWMパターンの切り替えの説明
図、第５図は単位インバータによる交流電動機の駆動の
ための回路図、第６図は直結多重形の回路図、第７図は
変圧器結合形の回路図、第８図はPWMしない場合の直結
二重形の電流波形図、第９図は従来方式の電流波形例を
示す波形図である。 INV1〜INVK：単位インバータ M:交流電動機 T:変圧器 ＶS,VS1〜ＶSK：直流電源
図は本発明の実施例における電流の周波数スペクトラム
図、第４図は実施例のPWMパターンの切り替えの説明
図、第５図は単位インバータによる交流電動機の駆動の
ための回路図、第６図は直結多重形の回路図、第７図は
変圧器結合形の回路図、第８図はPWMしない場合の直結
二重形の電流波形図、第９図は従来方式の電流波形例を
示す波形図である。 INV1〜INVK：単位インバータ M:交流電動機 T:変圧器 ＶS,VS1〜ＶSK：直流電源
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H02M 7/42 - 7/98
Claims (1)
- 【請求項１】複数台の単位電流形インバータの出力を直
接に又は変圧器を介して接続する交流電動機駆動のため
の多重電流形インバータの制御方法において、 少なくとも交流電動機の低速運転範囲では波形の中央±
30°を除く部分をパルス幅変調するように各単位インバ
ータを制御し、かつ、各単位インバータの転流間隔及び
各単位インバータ間の転流間隔がある一定以上になる条
件で、電流の調波成分により構成された評価指標が最小
になるように各単位インバータを制御することを特徴と
する多重電流インバータの制御方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1274509A JP2874220B2 (ja) | 1989-10-20 | 1989-10-20 | 多重電流形インバータの制御方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1274509A JP2874220B2 (ja) | 1989-10-20 | 1989-10-20 | 多重電流形インバータの制御方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03139173A JPH03139173A (ja) | 1991-06-13 |
| JP2874220B2 true JP2874220B2 (ja) | 1999-03-24 |
Family
ID=17542689
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1274509A Expired - Fee Related JP2874220B2 (ja) | 1989-10-20 | 1989-10-20 | 多重電流形インバータの制御方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2874220B2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN107196630A (zh) * | 2017-05-16 | 2017-09-22 | 深圳市盛弘电气股份有限公司 | 一种强制关断晶闸管的系统以及方法 |
| CN109327175A (zh) * | 2017-07-26 | 2019-02-12 | 比亚迪股份有限公司 | 基于dsp的中间60度调制方法及系统 |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP5904883B2 (ja) * | 2012-06-13 | 2016-04-20 | 三菱電機株式会社 | 変圧器多重電力変換装置 |
| JP6921273B1 (ja) * | 2020-04-17 | 2021-08-18 | 三菱電機株式会社 | 回転機制御装置 |
-
1989
- 1989-10-20 JP JP1274509A patent/JP2874220B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN107196630A (zh) * | 2017-05-16 | 2017-09-22 | 深圳市盛弘电气股份有限公司 | 一种强制关断晶闸管的系统以及方法 |
| CN107196630B (zh) * | 2017-05-16 | 2021-04-27 | 深圳市盛弘电气股份有限公司 | 一种强制关断晶闸管的系统以及方法 |
| CN109327175A (zh) * | 2017-07-26 | 2019-02-12 | 比亚迪股份有限公司 | 基于dsp的中间60度调制方法及系统 |
| CN109327175B (zh) * | 2017-07-26 | 2020-11-06 | 比亚迪股份有限公司 | 基于dsp的中间60度调制方法及系统 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH03139173A (ja) | 1991-06-13 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |