JP6285756B2 - 照明用ｌｅｄ電源 - Google Patents

Description

本発明は、調光機能付きの照明用ＬＥＤ電源に関する。

照明用の発光ダイオード（ＬＥＤ）の電源装置は、ＬＥＤの順方向電圧と順方向電流の特性上、基本的には定電流制御を要する。この定電流制御において、連続電流をＬＥＤに供給するために、インダクタンス素子、スイッチング素子および電解コンデンサなどの蓄電素子を内蔵するスイッチング回路が広く用いられてきた。

スイッチング素子を駆動するための従来の制御回路は、アナログ回路で構成されていた。例えば、図１６のアナログ式の制御回路では、ＬＥＤの順方向電流を検出し、この順方向電流と目標電流との差分をコンパレータなどで得て、差分に応じたＰＷＭ信号を作成して、スイッチング素子を駆動している。

特許文献１には、ＬＥＤの順方向電流の検出値をフィードバック制御するアナログ回路を使って、外部からの調光信号に応じた調光制御を実行することが開示されている。特許文献１の調光制御は、振幅制御方式であり、順方向電流のフィードバック制御によって電流の振幅が調整されるので、順方向電流は調光信号に応じた連続電流になる。しかし、０％近辺の深い調光では、順方向電流の検出が困難になるという理由で、順方向電流の検出を停止し、目標電流値のみに応じた振幅制御に切り換えている。

しかし、アナログ式制御回路には、入力電圧の変動に対する応答性が悪いといった問題があり、特に、電流の僅かな変動に敏感に反応してしまう照明用ＬＥＤでは、その問題が顕著になるため、改善の余地があった。

一方、特許文献２には、マイクロコンピュータ（以下、マイコンと呼ぶ）による調光制御が開示されている。特許文献２の調光制御では、浅い領域の調光では、振幅制御によってＬＥＤに調光信号に応じた連続電流を供給する。しかし、深い領域の調光では、振幅制御を停止し、ＬＥＤに直列に接続されたスイッチング素子を１００Ｈｚ〜数ｋＨｚ程度の低周波で駆動する。これにより順方向電流は低周波で断続的に休止し、その電流休止期間の長さを調光率によって調整している（断続電流制御方式）。ＬＥＤは低周波で点滅することになるので、その光出力の平均値が調光率に応じて調整されるというわけである。

特開２０１０−０６７８３１号公報 特開２００９−１２３６８１号公報

特許文献２では、調光の浅い深いに関わらず、順方向電流のフィードバックを実行するが、特許文献１においても説明されているように、０％近辺の深い調光の場合、順方向電流の検出が困難になるという課題があった。その理由を簡単に説明する。

ＬＥＤの電源装置は、漏れ磁束の発生源を多く含み、周囲に磁場や電場が飛び交うことになる。磁場や電場によって回路素子に起電力が生じ、これがフィードバック信号のような制御信号のノイズになる。特に、調光の深い領域では、フィードバック信号が小さくなり、ノイズと信号のレベル差（ＳＮ比）がほとんどなくなるのでノイズの影響を受け易い。この背景には、電源装置の小型化、高効率化を図るため、回路素子を非常に狭い空間に密集させていることや、これ伴って制御信号のレベルも小さく設計しなければならないという事情がある。このような環境下で、フィードバック制御を行うと、ノイズの影響で正確なフィードバック信号が得られなくなり、ＬＥＤの順方向電流が乱れ、チラツキが生じてしまう。

なお、特許文献１では、深い調光の場合に、順方向電流のフィードバック制御を停止するという方法をとっている。このフィードバック制御は、スイッチング回路の入力電圧やＬＥＤの順方向電圧（ここでは負荷電圧とも呼ぶ。）の変動が生じた場合の対策になっているため、これを停止すると、順方向電流が電圧変動の影響をそのまま受けてしまい、チラツキの原因になる。また、特許文献１では、調光の浅い領域から深い領域へ移行する場合と、深い領域から浅い領域へ移行する場合にも、チラツキが発生しやすいという問題もある。

また、特許文献２では、深い調光の場合に上述の断続電流制御が開始されると、電源装置が断続的（１００Ｈｚ〜数ｋＨｚ程度）に動作するので、インダクタやトランスにうなりが発生するという問題もある。

本発明は上記課題に鑑みて為されたものであり、その目的とするところは、順方向電流の検出およびそのフィードバック制御を不要とし、かつ、調光の浅い領域から深い領域までの全ての調光領域において、チラツキのないスムーズな調光制御を可能とする照明用ＬＥＤ電源を提供することにある。

上記課題を解決するために、発明者は、スイッチング回路の入力電圧やＬＥＤ負荷電圧がノイズの影響を受けにくいことに着目し、さらに、マイコンを使ってこれらの電圧の検出値を瞬時に処理して補正したオン幅でスイッチング素子を駆動すれば、順方向電流のフィードバック制御によらなくても、順方向電流の変動を抑制でき、良好な調光制御を実現できることを見出した。

すなわち、本発明の照明用ＬＥＤ電源は、
全波整流電圧または一定レベル以上の直流電圧を生じる電圧発生回路と、
前記電圧発生回路の出力電圧を受けて、内蔵するインダクタンス素子、スイッチング素子および蓄電素子の連動により、前記蓄電素子の端子間に接続される照明用のＬＥＤへの連続電流を生成するスイッチング回路と、
前記電圧発生回路の出力電圧を入力電圧 (Vin) として検出する入力電圧検出回路と、
前記ＬＥＤの負荷電圧 (Vf) を検出する負荷電圧検出回路と、
マイクロコンピュータと、を備える。
前記マイクロコンピュータは、
全光状態にするための前記ＬＥＤへの連続電流の大きさを示す電流指令値 (A) に、
前記入力電圧 (Vin) の検出信号に応じた入力電圧係数 (B) と、
前記負荷電圧 (Vf) の検出信号に応じた負荷係数 (C) と、
外部からの調光信号に応じた調光率 (D) と、
を掛けることによって、調光状態にするための前記ＬＥＤへの連続電流の大きさに、前記入力電圧(Vin)および前記負荷電圧(Vf)の電圧変動による前記ＬＥＤの連続電流の変動を除去するための補正値を掛けた値を算出し、算出された値に応じたオン幅で、前記スイッチング素子に矩形波電圧信号を出力することを特徴とする。

前記マイクロコンピュータは、前記負荷係数 (C) のデータテーブルを有し、該データテーブルは、前記負荷電圧 (Vf) の変化に対して前記ＬＥＤの定格電流が維持されるように設定された補正値の数列であることが好ましい。

ここで、前記マイクロコンピュータは、前記負荷係数のデータテーブルを、既に検出された信号を含む前記負荷電圧 (Vf) の検出信号の平均値によって索引して、該平均値に応じた負荷係数 (C) を取り出すことが好ましい。

前記マイクロコンピュータは、前記入力電圧係数 (B) のデータテーブルを有し、該データテーブルは、前記入力電圧 (Vin) の変化に対して前記ＬＥＤの定格電流が維持されるように設定された補正値の数列であることが好ましい。

ここで、前記電圧発生回路の出力電圧が全波整流波形の場合、前記マイクロコンピュータは、前記入力電圧係数のデータテーブルを、前記入力電圧 (Vin) の検出信号のうちの全波整流波形のピーク値によって索引し、若しくは、前記入力電圧 (Vin) の検出信号を全波整流波形のピーク値に換算した値によって索引して、該ピーク値若しくは該換算値に応じた入力電圧係数 (B) を取り出すことが好ましい。

一方、前記電圧発生回路の出力電圧が一定レベル以上の直流波形の場合、前記マイクロコンピュータは、前記入力電圧係数のデータテーブルを、前記入力電圧 (Vin) の検出信号の平均値によって索引して、該平均値に応じた入力電圧係数(B)を取り出すことが好ましい。

本発明では、インダクタンス素子、スイッチング素子および蓄電素子を含むスイッチング回路において、スイッチング素子がマイコンから出力される矩形波信号に基づいて駆動し、各素子の連動によって、調光率に応じた連続電流がＬＥＤに供給される。つまり、ＬＥＤの振幅制御が可能になる。マイコンには、ノイズの影響を受けにくい入力電圧 (Vin) および負荷電圧 (Vf) の各検出値が入力される。そして、マイコンが、全光状態（１００％点灯）にするための電流指令値 (A) に、入力電圧 (Vin) に応じた入力電圧係数 (B) と、負荷電圧 (Vf) に応じた負荷係数 (C) と、調光率 (D) とを掛けて、調光状態にするための前記ＬＥＤへの連続電流の大きさを算出する (A×B×C×D)。さらに、マイコンは、算出された連続電流の大きさに応じたオン幅で、スイッチング素子に矩形波電圧信号を出力する。

このようにマイコンを使えば、入力電圧および負荷電圧の検出値を瞬時に処理することができ、これらの電圧が変動した際には、検出値に基づいて瞬時に補正されたオン幅でスイッチング素子を駆動することができるので、順方向電流のフィードバック制御によらなくても、順方向電流の変動を抑制することができる。従って、本発明によれば、順方向電流の検出およびそのフィードバック制御を行なわなくても、調光の浅い領域から深い領域までの全ての領域において、チラツキのないスムーズな調光制御を良好に行えるという効果がある。

本発明の実施形態１の構成を示すブロック回路図である。 本発明の実施形態１の動作を示す演算フロー図である。 本発明の実施形態２の構成（ワンコンバーター方式）を示すブロック回路図。 本発明の実施形態３の構成（ツーコンバーター方式）を示すブロック回路図。 前記実施形態２のＬＥＤ順方向電圧のサンプリング方法を示す図である。 前記実施形態２の全波整流波形の入力電圧のサンプリング方法を示す図である。 前記実施形態３の一定レベル以上の直流波形の入力電圧のサンプリング方法を示す図である。 前記実施形態２のＬＥＤ順方向電圧の別のサンプリング方法を示す図である。 前記実施形態２の全波整流波形の入力電圧の別のサンプリング方法を示す図である。 本発明のスイッチング回路の動作例を説明するための図である。 本発明のスイッチング回路の動作シミュレーション例を示す波形図である。 １００Ｖ用電源装置の入力電圧に変動が生じた場合の順方向電流の動作シミュレーション例を示す波形図である。 １００Ｖ用電源装置の入力電圧に変動が生じた場合の順方向電流の動作シミュレーション例を示す波形図である。 ２００Ｖ用電源装置の入力電圧に変動が生じた場合の順方向電流の動作シミュレーション例を示す波形図である。 ２００Ｖ用電源装置の入力電圧に変動が生じた場合の順方向電流の動作シミュレーション例を示す波形図である。 従来のアナログ式制御回路を備えた電源装置の構成を示すブロック回路図。

（実施形態１）
本発明の実施形態１に係る照明用ＬＥＤ電源の回路構成を図１に示す。照明用ＬＥＤ電源１０は、電圧発生回路２と、スイッチング回路４と、ＬＥＤ負荷６と、マイコン８と、入力電圧検出回路１２と、負荷電圧検出回路１４とから構成される。

電圧発生回路２は、外部交流電源ＡＣからの交流電圧を所定の直流電圧に変換してスイッチング回路４に直流電圧を供給する。スイッチング回路４への入力電圧Ｖｉｎは、入力電圧検出回路１２によって検出され、検出値がマイコン８に入力される。

スイッチング回路４は、インダクタンス素子Ｌ１と、スイッチング素子Ｑ１と、電解コンデンサＣ１とから構成されている。電解コンデンサＣ１は、本発明の蓄電素子に相当する。スイッチング回路４は、入力電圧Ｖｉｎを受けると、インダクタンス素子Ｌ１、スイッチング素子Ｑ１および電解コンデンサＣ１が連動して、電解コンデンサＣ１に所定の電荷を蓄積して、この電解コンデンサＣ１の端子間に接続されたＬＥＤ負荷６に所定の連続電流を供給する。

ＬＥＤ負荷６の順方向電圧Ｖｆは、負荷電圧検出回路１４によって検出され、その検出値がマイコン８に入力される。また、外部の調光器などからの調光信号がマイコン８に入力される。マイコン８は、メモリなどに記憶された電流指令値と、入力電圧係数と、負荷係数と、調光信号に応じた調光率とに基づいて、ＬＥＤ負荷に流す連続電流の大きさを算出し、その連続電流の大きさに応じたオン幅で、スイッチング素子Ｑ１に矩形波信号を出力するために設けられている。マイコン８の具体的な動作例を図２に基づいて説明する。

マイコン８は、図２のような複数のデータテーブルを持っている。

電流指令値データテーブルＡは、電流指令値の数列であり、この電流指令値は、全光状態（１００％調光）にするための必要な順方向電流（ＬＥＤへの連続電流）の大きさを示す。通常、３００ｍＡ〜２０００ｍＡの範囲の数列にする。例えば、ソフトスタート機能に対応した電流指令値の数列としてもよい。定格電流が６００ｍＡの場合、点灯スタートから数百ミリ秒を掛けて緩やかに順方向電流を６００ｍＡまで増加させるように、点灯スタートからの経過時間に応じた電流指令値の数列をデータテーブルとして設けてもよい。
その他、ＬＥＤ負荷の経時変化に対応した電流指令値の数列としてもよい。
なお、データテーブルを設けず、電流指令値として固定された値がマイコンに書き込まれていてもよい。

入力電圧係数データテーブルＢは、入力電圧Ｖｉｎの検出信号に応じた入力電圧係数の数列である。通常、０．６〜１．４の範囲の数列にする。例えば、入力電圧Ｖｉｎが変動した場合でもＬＥＤの定格電流が維持されるように設定された補正値の数列とすることができる。これによって、交流電源ＡＣなどからの入力電圧Ｖｉｎの変動によるＬＥＤの順方向電流の変動を除去することができる。

負荷係数データテーブルＣは、負荷電圧Ｖｆの検出信号に応じた負荷係数の数列である。通常、０．６〜１．４の範囲で数列を設定する。例えば、負荷電圧Ｖｆが変動した場合でもＬＥＤの定格電流が維持されるように設定された補正値の数列とすることができる。

なお、調光信号は、０％調光〜１００％調光の範囲でマイコンに入力される。

マイコン８でのオン幅算出ルーチンは以下のようになる。まず、現時点での電流指令値を電流指令値データテーブルＡから読み出す。例えば、ＬＥＤ負荷の定格電流の６００ｍＡを読み出す。負荷係数データテーブルＣからは、負荷電圧Ｖｆの検出信号に応じた負荷係数を読み出す。ここでは、ＬＥＤ素子の一つが破損して負荷電圧Ｖｆが変動した場合を想定して、例えば０．９を読み出す。０．９とするのは、供給電流を抑えるためである。入力電圧係数データテーブルＢからは、入力電圧Ｖｉｎの検出信号に応じた入力電圧係数を読み出す。ここでは、交流電源ＡＣが変動して、入力電圧Ｖｉｎが低下した場合を想定して、例えば１．２を読み出す。また、現時点でマイコン８に入力されている調光信号Ｄは、５％の調光率を示しているとする。このような場合に、マイコン８は、電流指令値（６００ｍＡ）に、負荷係数（０．９）と、入力電圧係数（１．２）と、調光率（０．０５）とを掛け合わせて(６００×０．９×１．２×０．０５＝３２．４)、調光状態にするための順方向電流の大きさとして３２．４ｍＡを算出する。このように定格電流が６００ｍＡであれば５％調光の順方向電流は３０ｍＡになるが、電圧変動に基づく補正の結果、電圧変動がない場合に３２．４ｍＡの順方向電流を流すことができるオン幅でスイッチング素子Ｑ１が駆動し、入力および負荷に電圧変動がなかった場合と同じ３０ｍＡが流れることになる。そのオン幅でスイッチング素子Ｑ１に矩形波電圧信号（例えば、０−５Ｖ信号）を出力する。以上で、オン幅算出ルーチンが１回終了する。

この算出ルーチンは、電圧のサンプリングピッチ毎に実行される。マイコン（ＭＰＵ）の処理能力によるが、およそ１００〜１０００μ秒毎に算出ルーチンが実行されるのが好ましい。なお、スイッチング素子の駆動電圧が１２Ｖである場合は、図１のようにマイコン８の出力電圧５Ｖを１２Ｖに変換するレベル変換回路１６をマイコン８とスイッチング素子Ｑ１の中間に設けるとよい。

特許文献１，２では、順方向電流のフィードバック制御によって、入力電圧の変動に対応していた。しかし、本実施形態では、特許文献１，２のような順方向電流のフィードバック制御は無く、代わりに本実施形態のマイコン８には、ノイズの影響を受けにくい入力電圧Ｖｉｎと負荷電圧Ｖｆの各検出値が入力される。マイコン８は、入力電圧Ｖｉｎおよび負荷電圧Ｖｆの検出値を瞬時に処理することができ、これらの電圧が変動した際には、検出値に基づいて瞬時に補正されたオン幅でスイッチング素子Ｑ１を駆動することができるので、順方向電流の変動を抑制することができる。従って、順方向電流の検出およびそのフィードバック制御を行なわなくても、調光の浅い領域から深い領域までの全ての領域において、チラツキのないスムーズな調光制御を良好に行える。

また、この算出ルーチンを用いれば、調光率の大小によっても調光制御方式は変わらない。よって、特許文献１のような制御方式の移行に伴う「チラツキ」は生じず、特許文献２のような制御方式の移行に伴う「うなり」も生じないで済む。

（実施形態２）
本発明の実施形態２に係る照明用ＬＥＤ電源の回路構成を図３に示す。照明用ＬＥＤ電源１１０は、本発明を絶縁型のワンコンバーターに採用した場合の回路構成になる。

図３に示すように、１１はＥＭＩ対策のフィルター回路、２１は全波整流器、４１はスイッチング回路、８１は制御回路でＭＰＵ（マイクロ・プロセッサー・ユニット）を内蔵している。スイッチング回路４１はフライバックコンバータであり、抵抗Ｒ１１および抵抗Ｒ１２の分圧回路と、フライバックトランスＴ１と、スイッチング素子Ｑ１と、ダイオードＤ１と、電解コンデンサＣ２と、抵抗Ｒ２１および抵抗Ｒ２２の分圧回路とから構成されている。トランスＴ１は本発明のインダクタンス素子に相当する。ＭＰＵは、スイッチング素子Ｑ１を駆動する矩形波信号のオン幅を算出する。５１は調光信号を絶縁して制御回路８１内のＭＰＵが認識し易い形式の信号に加工するインターフェイス回路である。

全波整流器２１の後段にコンデンサＣ１が設けられている。コンデンサＣ１の端子間に接続された抵抗Ｒ１１および抵抗Ｒ１２の分圧回路によって、入力電圧係数を算出するための全波整流電圧Ｖ１（入力電圧Ｖｉｎに相当する。）の分圧が、制御回路８１内部のＭＰＵのＡ／Ｄコンバーターに供給される。

コンデンサＣ１の端子間には、さらに、トランスＴ１の一次コイルとスイッチング素子Ｑ１の直列回路が接続されている。スイッチング素子Ｑ１のドレイン、ソース間には、スイッチング周期の変動を伴ったオンオフ駆動（疑似共振方式）を実行するために、コンデンサＣ３が接続されている。

フライバックトランスＴ１の２次コイルには、ダイオードＤ１と電解コンデンサＣ２の直列回路が接続されている。電解コンデンサＣ２の端子間に接続された抵抗Ｒ２１と抵抗Ｒ２２の分圧回路によって、負荷係数を算出するためのＬＥＤ負荷の順方向電圧Ｖｆの分圧が、絶縁アンプ３１を介して制御回路８１内のＭＰＵのＡ／Ｄコンバーターに供給される。
このようにして本実施形態のＭＰＵに、全波整流電圧Ｖ１と順方向電圧Ｖｆの各検出値が入力され、ＭＰＵはこれらの検出値を瞬時に処理し、検出値に基づいて瞬時に補正されたオン幅でスイッチング素子Ｑ１を駆動する。その結果、ＬＥＤ負荷６１の順方向電流の変動を抑制することができる。従って、絶縁型のワンコンバーターにおいて、チラツキのないスムーズな調光制御を良好に行うことができる。

（実施形態３）
本発明の実施形態３に係る照明用ＬＥＤ電源の回路構成を図４に示す。照明用ＬＥＤ電源２１０は、本発明を非絶縁型のツーコンバーターに採用した場合の回路構成になる。

図４に示すように、１１はＥＭＩ対策のフィルター回路、２１は全波整流器、４３はスイッチング回路、８３は制御回路でＭＰＵを内蔵している。スイッチング回路４３は、降圧チョッパ回路であり、抵抗Ｒ１１および抵抗Ｒ１２の分圧回路と、ダイオードＤ１と、電解コンデンサＣ２と、コイルなどのインダクタンス素子Ｌ１と、スイッチング素子Ｑ１と、抵抗Ｒ２１および抵抗Ｒ２２の分圧回路とから構成されている。ＭＰＵは、スイッチング素子Ｑ１を駆動する矩形波のオン幅を算出する。５１は調光信号を絶縁して制御回路８３内のＭＰＵが認識し易い形式の信号に加工するインターフェイス回路である。７１は昇圧ショッパ回路などで構成された力率改善回路であり、全波整流器２１と力率改善回路７１の間にコンデンサＣ１が設けられ、力率改善回路７１とスイッチング回路４３の間に電解コンデンサＣ３が設けられている。

電解コンデンサＣ３の端子間に接続された抵抗Ｒ１１と抵抗Ｒ１２の分圧回路によって、入力電圧係数を算出するための力率改善回路の出力電圧Ｖ２（入力電圧Ｖｉｎに相当する。）の分圧が、制御回路８３内部のＭＰＵのＡ／Ｄコンバーターに供給される。

電解コンデンサＣ３の端子間には、さらに、電解コンデンサＣ２と、インダクタンス素子Ｌ１と、スイッチング素子Ｑ１との直列回路が接続されている。なお、電解コンデンサＣ２とインダクタンス素子Ｌ１の直列回路の端子間にはダイオードＤ１が接続されており、スイッチング素子Ｑ１のオフ期間にインダクタンス素子Ｌ１からの回生電流がダイオードＤ１を通って電解コンデンサＣ２の正極側に流れるようになっている。また、インダクタンス素子Ｌ１とスイッチング素子Ｑ１の直列回路の端子間には、抵抗Ｒ２１および抵抗Ｒ２２の分圧回路が接続されている。

この抵抗Ｒ２１と抵抗Ｒ２２の分圧回路によって、電解コンデンサＣ２の負極側電圧Ｖ３の分圧が制御回路８３内のＭＰＵのＡ／Ｄコンバーターに供給される。ＭＰＵの内部プログラムにより、Ｖ２−Ｖ３＝Ｖｆの演算が実行され、ＬＥＤ負荷の順方向電圧Ｖｆが得られる。
このようにして本実施形態のＭＰＵに、力率改善回路の出力電圧Ｖ２と順方向電圧Ｖｆの各検出値が入力され、ＭＰＵはこれらの検出値を瞬時に処理し、検出値に基づいて瞬時に補正されたオン幅でスイッチング素子Ｑ１を駆動する。その結果、ＬＥＤ負荷６１の順方向電流の変動を抑制することができる。従って、非絶縁型のツーコンバーターにおいて、チラツキのないスムーズな調光制御を良好に行うことができる。

図５は、実施形態２、３での負荷係数の読み出し方法を示す。ＬＥＤ負荷の順方向電圧Ｖｆの平均値から負荷係数データテーブルＣを索引して負荷係数を読み出す。検出値の最大値と最小値を平均した値を使って索引してもよい。このデータテーブルＣは、ＬＥＤ負荷の順方向電圧Ｖｆが変化した場合にも、定格電流（全光時）が流れるようにするための補正値の数列である。

図６は、実施形態２のワンコンバーター方式における入力電圧係数の読み出し方法を示す。脈動する全波整流電圧Ｖ１のピーク値をキーとして入力電圧係数データテーブルＢを索引し、入力交流電圧係数を読み出す。このデータテーブルＢは、全波整流電圧Ｖ１が変化した場合にも、定格電流（全光時）が流れるようにするための補正値の数列である。

図７は、実施形態３のツーコンバーター方式における入力電圧係数の読み出し方法を示す。力率改善回路７１の出力電圧Ｖ２の平均値によりデータテーブルＢ’を索引して入力電圧係数を読み出す。電圧発生回路としての力率改善回路７１の出力電圧Ｖ２は一定レベル以上の直流波形になっている。検出値の最大値と最小値を平均した値を使って索引してもよい。このデータテーブルＢ’は、交流電圧の変動などの影響を受けて力率改善回路７１の出力電圧Ｖ２が変化した場合にも、定格電流（全光時）が流れるようにするための補正値の数列である。

図８は、実施形態２、３での負荷係数の別の読み出し方法を示す。この例で、制御回路８１、８３内のＭＰＵは、負荷係数データテーブルを、既に検出された信号を含む負荷電圧Ｖｆの検出信号の平均値によって索引して、この平均値に応じた負荷係数を取り出す。この例で特徴的なことは、脈動する負荷電圧Ｖｆの検出値をそのまま加算平均するのではなく、交流電源の一周期に対応する期間での特定のタイミングで、負荷電圧Ｖｆをサンプリングすることである。そのサンプリングは交流電源の周期に合わせて実行される。取得した検出値を平均化した値をテーブルデータの索引用のキーとして使用する。

図９は、実施形態２での入力電圧係数の別の読み出し方法を示す。全波整流電圧Ｖ１の変動の検出タイミングは、この例では交流電源の一周期当り１０ポイントある。制御回路８１内のＭＰＵは、入力電圧係数データテーブルＢを、全波整流電圧Ｖ１のサンプル点１〜１０のうちの全波整流波形のピーク値（サンプル点３、８）によって索引し、若しくは、３、８以外のサンプル点を全波整流波形のピーク値に換算した値によって索引して、ピーク値若しくはピーク値への換算値に応じた入力電圧係数を取り出す。

この例で特徴的なことは、瞬時入力交流電圧の低下が生じた際に、どのサンプル点であっても、全波整流電圧Ｖ１の検出値に基づいて瞬時に索引キーが変わり、入力電圧係数データテーブルＢの索引する位置が瞬時に移動することにある。これによって、新しい入力電圧係数によってスイッチング素子Ｑ１のオン幅が算出され、瞬時入力交流電圧の低下に瞬時に対応できるようになった。なお、一周期当りのサンプル点は、５ポイントから１００ポイントの範囲で設定することが好ましい。

図１０に実施形態２のワンコンバーター方式の電源回路の動作例を示す。横方向に左から調光率１００％、６０％、２０％におけるそれぞれの全波整流電圧Ｖ１，矩形波信号、順方向電流Ｉｆの各波形を並べた。

調光率１００％における矩形波信号のオン幅を１．０で表すと、調光率６０％でのオン幅は０．６、調光率２０％でのオン幅は０．２と表すことができる。ただし、入力電圧Ｖ１や負荷電圧Ｖｆに変動がない場合のオン幅を示す。ワンコンバーター方式ではフライバック回路を用いるため、矩形波信号のオフ時にトランスＴ１の２次側の電流が増加し、オン時には減少する。三角波形で示されるトランス２次側電流波形の平均値が、ＬＥＤの順方向電流Ｉｆになる。ここでは、疑似共振方式を採用しているため、オン幅の変化に伴ってスイッチング周期も変化する。

調光率を１００％から６０％にすると、電圧変動が無い条件では、オン幅が単純に０．６になる。調光率を６０％から２０％まで下げる場合も、電圧変動が無い条件では、オン幅が単純に０．２になる。しかし、調光率が６０％のときに、図１０に示すように全波整流電圧Ｖ１が瞬時に低下（Ａ→Ｂ）したとすると、直後のサンプル点での検出値に応じてオン幅がすぐに０．６から０．８に変更される。これによって、順方向電流Ｉｆが変動前のレベルを維持されて、全波整流電圧Ｖ１の低下の影響をカバーすることができる。更に、電圧Ｖ１の低下が進んだ場合は、続くサンプル点での検出値に応じて、更にオン幅が０．８から０．８５に変更される。

図１１に、実施形態２のワンコンバーター方式の電源回路の動作シミュレーションの例を示す。浅い領域の調光と深い領域の調光との間を自在に変化させた場合の、スイッチング素子Ｑ１のゲート電圧波形を下段に、ドレイン電圧波形を上段に並べた。右側の波形になるほど、ゲート波形のオン期間Ｔ１が狭くなっていく。スイッチング周期は疑似共振方式を採用しているために変動していることが分かる。また、オン幅Ｔ１の変化に伴って、ドレイン電圧波形の零電圧の期間Ｔ２も徐々に狭くなっていく様子が分かる。

図１２〜１５に、実施形態２のワンコンバーター方式の電源回路における電源電圧降下応答特性の動作シミュレーションの例を示す。
入力交流電源電圧が３０ミリ秒間、３０％だけ電圧降下した時のＬＥＤの順方向電流Ｉｆの応答波形を示す。交流電源の周波数は６０ヘルツである。各波形に付した角度は、電圧降下の開始時の電圧波形の位相角度を示す。
図中、上段の波形は、ＬＥＤの順方向電流Ｉｆの波形であり、下段の波形は、全波整流電圧Ｖ１の波形である。中段の波形において電圧が立っている期間は、マイコンが認識した入力交流電源電圧の降下期間を示す。
なお、図１２、１３はＬＥＤの定格電圧が１００Ｖである場合を示し、図１３、１４はＬＥＤの定格電圧が２００Ｖである場合を示した。
どの位相角（５°、２０°、４５°、７０°、９０°、１１０°、１３５°、１５０°、１７５°）で電圧降下が起きたとしても、ＬＥＤの出力波形に乱れは生じず、整然とした出力波形が得られることが分かる。

４、４１、４３ スイッチング回路
６、６１ ＬＥＤ負荷
８、８１、８３ 制御回路（マイコン）
１０、１１０、２１０ 照明用ＬＥＤ電源
１１ フィルター回路
１２ 入力電圧検出回路
１４ 負荷電圧検出回路
１６ レベル変換回路
２１ 全波整流器（電圧発生回路）
５１ インターフェイス回路
７１ 力率改善回路（電圧発生回路）
Ａ 電流指令値データテーブル
Ｂ 入力電圧係数データテーブル
Ｃ 負荷係数データテーブル
Ｖ１ 全波整流電圧（本発明の入力電圧に相当する。）
Ｖ２ 力率改善回路の出力電圧（本発明の入力電圧に相当する。）
Ｖｆ 負荷電圧（順方向電圧）

Claims (4)

1. 全波整流電圧または一定レベル以上の直流電圧を生じる電圧発生回路と、
   前記電圧発生回路の出力電圧を受けて、内蔵するインダクタンス素子、スイッチング素子および蓄電素子の連動により、前記蓄電素子の端子間に接続される照明用のＬＥＤへの連続電流を生成するスイッチング回路と、
   前記電圧発生回路の出力電圧を入力電圧(Vin)として検出する入力電圧検出回路と、
   前記ＬＥＤの負荷電圧(Vf)を検出する負荷電圧検出回路と、
   マイクロコンピュータと、を備える照明用ＬＥＤ電源であって、
   前記マイクロコンピュータは、前記入力電圧(Vin)の変化に対して前記ＬＥＤの定格電流が維持されるように設定された補正値の数列である入力電圧係数のデータテーブル、および、前記負荷電圧(Vf)の変化に対して前記ＬＥＤの定格電流が維持されるように設定された補正値の数列である負荷係数のデータテーブルを有し、
   前記マイクロコンピュータは、
   全光状態にするための前記ＬＥＤへの連続電流の大きさを示す電流指令値に、
   前記入力電圧(Vin)の検出信号に応じた入力電圧係数と、
   前記負荷電圧(Vf)の検出信号に応じた負荷係数と、
   外部からの調光信号に応じた調光率と、
   を掛けることによって、調光状態にするための前記ＬＥＤへの連続電流の大きさに、前記入力電圧(Vin)および前記負荷電圧(Vf)の電圧変動による前記ＬＥＤの連続電流の変動を除去するための補正値を掛けた値を算出し、算出された値に応じたオン幅で、前記スイッチング素子に矩形波電圧信号を出力することを特徴とする照明用ＬＥＤ電源。
2. 請求項１記載の照明用ＬＥＤ電源において、
   前記マイクロコンピュータは、前記負荷係数のデータテーブルを、既に検出された信号を含む前記負荷電圧(Vf)の検出信号の平均値によって索引して、該平均値に応じた負荷係数(C)を取り出すことを特徴とする照明用ＬＥＤ電源。
3. 請求項１記載の照明用ＬＥＤ電源において、
   前記電圧発生回路の出力電圧が全波整流波形の場合、前記マイクロコンピュータは、前記入力電圧係数のデータテーブルを、前記入力電圧(Vin)の検出信号のうちの全波整流波形のピーク値によって索引し、若しくは、前記入力電圧(Vin)の検出信号を全波整流波形のピーク値に換算した値によって索引して、該ピーク値若しくは該換算値に応じた入力電圧係数を取り出すことを特徴とする照明用ＬＥＤ電源。
4. 請求項１記載の照明用ＬＥＤ電源において、
   前記電圧発生回路の出力電圧が一定レベル以上の直流波形の場合、前記マイクロコンピュータは、前記入力電圧係数のデータテーブルを、前記入力電圧(Vin)の検出信号の平均値によって索引して、該平均値に応じた入力電圧係数を取り出すことを特徴とする照明用ＬＥＤ電源。