JP6895502B2 - 調光回路及び調光制御方法 - Google Patents

Description

本発明は、調光回路及び調光制御方法に関し、特には出力電流の精度を向上するための調光回路及び調光制御方法に関する。

ＬＥＤ等の照明技術は、省エネと環境保護に向けて発展している。一般に、ＬＥＤの輝度は駆動電流に比例する。そのため、ＬＥＤを駆動するための調光回路は、ＬＥＤの安全性を確保し、消費者が要求する輝度と精度を実現するために、安定した駆動電流を提供する必要がある。したがって、調光回路は、安定した駆動電流をＬＥＤに出力することが重要である。

図１は、従来の調光回路を示す模式的な回路図である。調光回路１'は、ＬＥＤデバイス等の負荷の駆動に用いられる。調光回路１'は、制御回路１０１'を備える。制御回路１０１'は、電源スイッチ１０２'を流れ、サンプリング抵抗１０３'を流れる電流を検出する。さらに、制御回路１０１'は、抵抗１０３'によってサンプリングされた電流に応じて、電源スイッチ１０２'のオン／オフ状態を制御する。しかしながら、制御回路１０１'は負荷の電流に応じて電源スイッチ１０２'の動作を直接制御するものではないため、負荷電流の精度が低下する結果となる。さらに、サンプリング抵抗１０３'を流れる電流は、電力の損失を増加させる結果となる。

さらに、電源スイッチ１０２'及びダイオードは寄生容量を有する。電源スイッチ１０２'の寄生容量とダイオードの寄生容量は、出力インダクタ１０４'と共に発振する場合がある。発振によって、出力インダクタ１０４'を流れる電流と、負荷を流れる電流とに乱れがもたらされる。言い換えると、調光回路１'の出力電流と、事前に設定された理想出力電流との間に誤差が生じ、負荷の精度が低下する結果となる。

したがって、従来の技術の欠点を克服するために、改善された調光回路、及び改善された調光制御方法を提供する必要がある。

本発明の目的は、出力電流の精度を向上するための、調光回路及び調光制御方法を提供することである。

本発明の一態様によれば、調光回路のための調光制御方法が提供される。調光回路は、ＤＣ／ＤＣコンバータユニットを備える。ＤＣ／ＤＣコンバータユニットは、入力電圧を受け、負荷に出力電圧を供給する。また、ＤＣ／ＤＣコンバータユニットの出力電流は、スイッチ制御信号に応じて調整される。スイッチ制御信号は、複数のスイッチング周期を有する。各複数のスイッチング周期は、ターンオン時間及びターンオフ時間を有する。ここで、調光制御方法は、次の工程を含む。はじめに、スイッチング周期基準が提供される。次に、入力電圧と、出力電圧とがサンプリングされ、入力電圧、出力電圧、及び基準電流信号に応じて、ターンオン時間が算出される。次に、周期的に変化する変動周期信号が提供される。次に、スイッチング周期基準、ターンオン時間、及び変動周期信号に応じて、パルス幅変調信号が生成される。次に、パルス幅変調信号に応じて、スイッチ制御信号が生成され、それにより、ＤＣ／ＤＣコンバータユニットの電源スイッチが制御される。

本発明の他の態様によれば、調光回路が供給される。調光回路は、ＤＣ／ＤＣコンバータユニット、制御モジュール、及び駆動モジュールを備える。ＤＣ／ＤＣコンバータユニットは、入力電圧を受け、負荷に出力電圧を供給する。ＤＣ／ＤＣコンバータユニットは、少なくとも１つの電源スイッチを含む。電源スイッチは、スイッチ制御信号に応じて制御される。スイッチ制御信号は、複数のスイッチング周期を含む。各複数のスイッチング周期は、ターンオン時間と、ターンオフ時間とを含む。制御モジュールは、入力電圧と、出力電圧とをサンプリングし、演算ユニットと、パルス幅変調ユニットとを備える。演算ユニットは、スイッチング周期基準を提供する。演算ユニットは、入力電圧、出力電圧、及び基準電流信号に応じて、ターンオン時間を生成する。演算ユニットは、周期的に変化する変動周期信号を生成する。パルス幅変調ユニットは、スイッチング周期基準、ターンオン時間、及び変動周期信号に応じて、パルス幅変調信号を生成する。駆動モジュールは、制御モジュールと、電源スイッチとに電気的に接続され、パルス幅変調信号に応じてスイッチ制御信号を生成する。

本発明の他の態様によれば、調光回路が提供される。調光回路は、ＤＣ／ＤＣコンバータユニット、制御モジュール、及び駆動モジュールを備える。ＤＣ／ＤＣコンバータユニットは入力電圧を受け、負荷に出力電圧を供給する。ＤＣ／ＤＣコンバータユニットは、少なくとも１つの電源スイッチを備える。電源スイッチは、スイッチ制御信号に従って制御される。ＤＣ／ＤＣコンバータユニットの出力電流は、スイッチ制御信号に応じて調整される。スイッチ制御信号は、周期的に変化する複数のスイッチング周期を含む。

本発明の上記の内容は、以下の詳細な説明及び添付図面をレビューすることによって、当業者にとって、より容易に明らかになるであろう。
図１は、従来の調光回路を示す模式的な回路図である。 図２は、本発明の実施形態に係る調光回路を示す模式的なブロック図である。 図３は、本発明の実施形態に係る調光回路の模式的な回路図である。 図４は、図２の調光回路のＤＣ／ＤＣコンバータユニットを示す模式的な回路図である。 図５Ａは、電源スイッチがオン状態のときの図２の調光回路のＤＣ／ＤＣコンバータユニットを示す模式的な回路図である。 図５Ｂは、電源スイッチがオフ状態のときの、図２の調光回路のＤＣ／ＤＣコンバータユニットを示す模式的な回路図である。 図６は、図２の調光回路によって処理された関連する電圧及び電流を示す模式的なタイミング波形図であり、ここで変動周期信号は、スイッチング周期基準に組み合わせられる。 図７Ａは、図２の調光回路の電圧及び電流の波形のグラフであり、ここで電源スイッチがオンのとき、インダクタを流れる電流は０より大きい。 図７Ｂは、図２の調光回路の電圧及び電流の波形のグラフであり、ここで電源スイッチがオンのとき、インダクタを流れる電流は０より小さい。 図８Ａは、本発明の第一の実施形態に係るスイッチ制御信号の複数のスイッチング周期を示す模式的なタイミング波形図である。 図８Ｂは、本発明の第二の実施形態に係るスイッチ制御信号の複数のスイッチング周期を示す模式的なタイミング波形図である。 図９は、図２の調光回路によって処理された関連する電圧及び電流を示す模式的なタイミング波形図であり、ここで変動周期信号はターンオン時間に組み合わせられる。 図１０は、図２の調光回路のための調光制御方法を示すフローチャートである。

本発明を以下の実施形態を参照してより具体的に説明する。以下の本発明の好ましい実施形態の説明は、例示及び説明のみを目的として本明細書に公開されることに留意されたい。網羅的であること又は開示された正確な形態に限定されることは意図されていない。

図２は本発明の実施形態に係る調光回路を示す模式的なブロック図である。図３は本発明の実施形態に係る調光回路の模式的な回路図である。図２及び３に示されるように、調光回路１は、ＤＣ／ＤＣコンバータユニット１１、制御モジュール１２及び駆動モジュール１３を含む。

ＤＣ／ＤＣコンバータユニット１１の例は、バックコンバータ、ブーストコンバータ、バック−ブーストコンバータ又はフライバックコンバータを含むが、これらに限定されない。ＤＣ／ＤＣコンバータユニット１１は、入力側、出力側及び電源スイッチ１１１を有する。ＤＣ／ＤＣコンバータユニット１１の入力側は、正の入力端子２１ａ及び負の入力端子２１ｂを有する。ＤＣ／ＤＣコンバータユニット１１の出力側は、正の出力端子２２ａ及び負の出力端子２２ｂを有する。ＤＣ／ＤＣコンバータユニット１１の入力側は、入力電圧Ｖｉｎを受けるために電源Ｐに電気的に接続されている。電源スイッチ１１１は交互にオン、オフされる。その結果、入力電圧Ｖ_ｉｎは、ＤＣ／ＤＣコンバータユニット１１により、出力電圧Ｖ_ｏｕｔに変換される。出力電圧Ｖ_ｏｕｔが、負荷Ｌに供給される。例えば、負荷ＬはＬＥＤデバイスである。ＤＣ／ＤＣコンバータユニット１１の電源スイッチ１１１は、スイッチ制御信号を受信する。電源スイッチ１１１は、スイッチ制御信号に従って、選択的にオンにされ、又はオフにされる。スイッチ制御信号は、複数のスイッチング周期を有する。各スイッチング周期は、ターンオン時間とターンオフ時間とを有する。ターンオン時間の間、電源スイッチ１１１はオンにされる。ターンオフ時間の間、電源スイッチ１１１はオフにされる。電源スイッチ１１１の動作は、スイッチ制御信号に従って制御されるため、ＤＣ／ＤＣコンバータユニット１１からの出力電流Ｉ_ｏｕｔは、それに応じて調整される。

制御モジュール１２は、演算ユニット１２２と、パルス幅変調（ＰＷＭ）ユニット１２３とを含む。スイッチ制御信号のスイッチング周期基準Ｔｓは、演算ユニット１２２に記憶される。さらに、制御モジュール１２は、入力電圧Ｖ_ｉｎ及び出力電圧Ｖ_ｏｕｔをサンプリングする。また、入力電圧Ｖ_ｉｎ、出力電圧Ｖ_ｏｕｔ、及び演算ユニット１２２内の基準電流信号によって、スイッチ制御信号のスイッチング周期のターンオン時間Ｔ_ｏｎが算出される。また、演算ユニット１２２は、周期的に変化する変動周期信号を記憶する。ＰＷＭユニット１２３は、スイッチング周期基準Ｔｓ、ターンオン時間Ｔ_ｏｎ、及び変動周期信号に応じて、ＰＷＭ信号を生成する。ここで、制御モジュール１２は、例えば、ＭＣＵ、ＤＳＰ等のデジタルプロセッサとできる。

調光回路１は、入力電圧検出器１４１及び出力電圧検出器１４２をさらに備える。入力電圧検出器１４１は、ＤＣ／ＤＣコンバータユニット１１の入力側と電気的に接続されている。入力電圧検出器１４１は、入力電圧Ｖ_ｉｎをサンプリングし、入力電圧Ｖ_ｉｎのサンプリング結果に応じて、演算ユニット１２２へ送信するために用いられる。出力電圧検出器１４２は、ＤＣ／ＤＣコンバータユニット１１の出力側と電気的に接続されている。出力電圧検出器１４２は、出力電圧Ｖ_ｏｕｔをサンプリングし、出力電圧Ｖ_ｏｕｔのサンプリング結果に応じて、演算ユニット１２２へ送信するために用いられる。

駆動モジュール１３は、制御モジュール１２のＰＷＭユニット１２３と、ＤＣ／ＤＣコンバータユニット１１の電源スイッチ１１１とに電気的に接続されている。駆動モジュール１３は、ＰＷＭユニット１２３からＰＷＭ信号を受信し、ＰＷＭ信号に従って、ＤＣ／ＤＣコンバータユニット１１の電源スイッチ１１１に対するスイッチ制御信号を生成する。制御スイッチ信号に従って、電源スイッチ１１１の動作が制御される。

図４は、図２の調光回路のＤＣ／ＤＣコンバータユニットを示す模式的な回路図である。図４に示されるように、ＤＣ／ＤＣコンバータユニット１１は、ダイオード１１２、インダクタ１１３、及びコンデンサ１１４をさらに備える。電源スイッチ１１１は、第一の端子１１１ａ、第二の端子１１１ｂ及び第三の端子１１１ｃを備える。電源スイッチ１１１の第一の端子１１１ａは、駆動モジュール１３と電気的に接続され、駆動モジュール１３からスイッチ制御信号を受信する。電源スイッチ１１１の第二の端子１１１ｂは、接地端子と電気的に接続されている。電源スイッチ１１１の第三の端子１１１ｃは、ダイオード１１２のアノードとインダクタ１１３の第一の端子に電気的に接続されている。ダイオード１１２のカソードは、正の入力端子２１ａと、コンデンサ１１４の第一の端子と、正の入力端子２２ａとに電気的に接続されている。インダクタ１１３の第二の端子は、コンデンサ１１４の第二の端子と、負の出力端子２２ｂとに電気的に接続されている。インダクタ１１３と負荷Ｌは互いに直列に接続されているため、インダクタ１１３を流れる平均電流と負荷Ｌを流れる平均電流は等しい。駆動モジュール１３からのスイッチ制御信号に従い、ＤＣ／ＤＣコンバータユニット１１の電源スイッチ１１１は、交互にオン、オフされる。その結果、出力電流Ｉ_ｏｕｔはそれに応じて調整される。

ＤＣ／ＤＣコンバータユニット１１の動作を、図４、５Ａ、５Ｂ、及び６を参照して説明する。図５Ａは、電源スイッチがオン状態のときの、図２の調光回路のＤＣ／ＤＣコンバータユニットを示す模式的な回路図である。図５Ｂは、電源スイッチがオフの状態のときの、図２の調光回路のＤＣ／ＤＣコンバータユニットを示す模式的な回路図である。図６は、図２の調光回路によって処理される、関連する電圧と電流を示す模式的な波形タイミング図であり、この図では、変動周期信号がスイッチング周期基準に組み合わせられている。

ＤＣ／ＤＣコンバータユニット１１の電源スイッチ１１１が、駆動モジュール１３からのスイッチ制御信号に従ってオン状態のとき、電源スイッチ１１１の第一の端子１１１ａと、電源スイッチ１１１の第二の端子１１１ｂとの間の電圧は、Ｖｇｓである。一方、電源スイッチ１１１がオンにされると、ダイオード１１２はオフにされる。ＤＣ／ＤＣコンバータユニット１１が受け取った入力電流Ｉ_ｉｎは、コンデンサ１１４、インダクタ１１３、及び電源スイッチ１１１を、順に流れる。その結果、コンデンサ１１４は、入力電流Ｉ_ｉｎによってチャージされる。電源スイッチ１１１のターンオン時間においては、インダクタ１１３を流れる電流Ｉ_Ｌが徐々に増加する。図６に示されるように、時点ｔ０と時点ｔ１の間の時間間隔がターンオン時間Ｔ_ｏｎである。また、インダクタ１１３を流れる電流は、次の式で表すことができる。

上記の式において、Ｉ_ｐｅａｋは、電源スイッチ１１１のオン状態終了時に、インダクタ１１３を流れる電流であり、Ｉ_ｍｉｎは電源スイッチ１１１のオン状態が開始されたときにインダクタ１１３を流れる電流であり、Ｌはインダクタ１１３のインダクタンスである。

ターンオン時間Ｔ_ｏｎの後、ＤＣ／ＤＣコンバータユニット１１の電源スイッチ１１１は、駆動モジュール１３からのスイッチ制御信号に従ってオフ状態になる。すなわち、電源スイッチ１１１の第一の端子１１１ａと電源スイッチ１１１の第二の端子１１１ｂとの間の電圧は、０以下である。図５Ｂに示されるように、電源スイッチ１１１はオフにされる。インダクタ１１３の電流は、急激な変化をすることができないため、逆誘導電位が検知される。その間、ダイオード１１２は導通しており、インダクタ１１３を流れる電流Ｉ_Ｌは線形的に減少する。図６に示すように、ＤＣ／ＤＣコンバータユニット１１が連続電流モード（ＣＣＭ）で動作しているとき、時点ｔ１と時点ｔ２の間の時間間隔は、ターンオフ時間Ｔ_ｏｆｆである。また、インダクタ１１３を流れる電流は、次の式で表すことができる。

上記の式において、Ｉ_ｐｅａｋは、電源スイッチ１１１のオン状態の終了時にインダクタ１１３を流れる電流であり、Ｌはインダクタ１１３のインダクタンスであり、Ｉ_{Ｌ＿Ｔｏｆｆ}は、電源スイッチ１１１のオフ状態の終了時に、インダクタ１１３を流れる電流であり、Ｔ_ｏｆｆは、電源スイッチ１１１のオフ状態の継続時間である。ＤＣ／ＤＣコンバータユニット１１が連続電流モードで動作しているとき、Ｉ_ｍｉｎはＩ_{Ｌ＿Ｔｏｆｆ}に等しい。

しかしながら、ＤＣ／ＤＣコンバータユニット１１が非連続電流モード（ＤＣＭ）であり、かつ、電源スイッチ１１１のオフ状態の終了時に、インダクタ１１３を流れる電流は減少して０になる。次のスイッチング周期で、電源スイッチ１１１は再びオンになる。すなわち、Ｉ_{Ｌ＿Ｔｏｆｆ}＝Ｉ_ｍｉｎ＝０であり、Ｔ'_ｏｆｆは、電源スイッチ１１１をオフにした時点から、インダクタ１１３を流れる電流が０になる時点までの時間である。式（１）及び（２）に従い、以下の式が導かれる。

時間内にインダクタ１１３に流れる電流Ｉ_Ｌの平均は、次の式で算出される。

上記の式で、Ｉ_{Ｌ＿ａｖｇ}はスイッチング周期でインダクタ１１３を流れる電流Ｉ_Ｌの平均、Ｔｓは電源スイッチ１１１のスイッチング周期（すなわち、ｔ０〜ｔ３）であり、Ｔｓは電源スイッチ１１１のターンオン時間（すなわち、ｔ０〜ｔ１）と、電源スイッチ１１１のターンオフ時間（例えば、ｔ１〜ｔ３）とを含む。時点ｔ２では、インダクタ１１３を流れる電流は０である。電源スイッチ１１１のターンオフ時間（例：ｔ１〜ｔ３）は、時点ｔ１と時点ｔ２の時間間隔に、不連続期間（すなわち、ｔ２〜ｔ３）を加えたものに等しい。理想的には、電流は不連続期間中、ゼロに維持される。

電源スイッチ１１１のスイッチング周波数とスイッチング周期の関係は、次の式を満たす。

上記の式で、ｆｓは電源スイッチ１１１のスイッチング周波数である。

式（３）、（４）及び（６）を式（５）に代入すると、出力電流Ｉ_ｏｕｔの理想的な大きさは以下の式によって算出される。

その結果、本発明の調光回路１は、入力電圧Ｖ_ｉｎ及び出力電圧Ｖ_ｏｕｔに応じて、出力電流Ｉ_ｏｕｔを正確に算出する。

上記のように、従来の調光回路１'は、電源スイッチ１０２'を流れる電流のサンプルに応じて、電流の負荷を制御する。その結果、従来の調光回路１'からの出力電流の精度が損なわれる。本発明によれば、ＤＣ／ＤＣコンバータユニット１１からの出力電流Ｉ_ｏｕｔは、入力電圧Ｖ_ｉｎ及び出力電圧Ｖ_ｏｕｔに応じて調整される。このような状況下では、負荷電流の精度が向上し、サンプリング抵抗における損失がない。

理想的には、非連続電流モードにおいては、インダクタ１１３を流れる電流Ｉ_Ｌは減少して０になり、ダイオード１１２はオンにならない。その結果、出力電流Ｉ_ｏｕｔはゼロで維持される。しかしながら、図４を参照すると、実際の状況では、電源スイッチ１１１には寄生容量Ｃ１が含まれている可能性があり、ダイオード１１２には寄生容量Ｃ２が含まれている可能性がある。電源スイッチ１１１がオフ状態であり、ダイオード１１２が導通していない場合、電源スイッチ１１１の寄生容量Ｃ１はインダクタ１１３と共に発振し、ダイオード１１２の寄生容量Ｃ２はインダクタ１１３と共に発振する可能性がある。その結果、インダクタ１１３を流れる電流Ｉ_Ｌは変動する。図６に示されるように、インダクタ１１３の発振は発振周期Ｔｃを有する。発振周期Ｔｃは、次の式で表すことができる。

上記の式において、Ｌは、インダクタ１１３のインダクタンス、Ｃは、電源スイッチ１１１の寄生容量Ｃ１と、ダイオード１１２の寄生容量Ｃ２との合計容量である。

上記したように、電源スイッチ１１１が再びオンにされたとき、発振により、インダクタ１１３を流れる電流Ｉ_Ｌの初期値は０ではなくなる。この状況では、上記の式（３）から逸脱する。つまり、実際の出力電流Ｉ_ｏｕｔは、式（６）から得られる理想的な出力電流から逸脱する。

図７Ａは、図２の調光回路に関係する電圧と電流を示す模式的な波形タイミング図であり、ここで、電源スイッチをオンにしたとき、電流Ｉ_Ｌは０よりも大きくなっている。たとえば、電源スイッチのオン状態が開始するとき、インダクタ１１３を流れる電流Ｉ_Ｌは０よりも高い値に発振する。図７Ａに示されるように、電流Ｉ_Ｌの大きさはゼロより高い値から徐々に増加する。その結果、出力電流Ｉ_ｏｕｔは理想値よりも高くなる。

図７Ｂは、図２の調光回路に関連する電圧と電流を示す、模式的なタイミング波形図であり、ここで、電源スイッチがオンになったとき、電流Ｉ_Ｌは０よりも低い。たとえば、インダクタ１１３のオン状態が開始すると、インダクタ１１３を流れる電流Ｉ_Ｌは０より低い値に発振する。図７Ｂに示されるように、電流Ｉ_Ｌの大きさはゼロより低い値から徐々に増加する。その結果、出力電流Ｉ_ｏｕｔは理想値よりも低くなる。

上記の欠点を回避するために、本発明は、変動周期信号に応じて制御スイッチ信号のスイッチング周期を調整し、電源スイッチ１１１の寄生容量Ｃ１とインダクタ１１３との間の発振、及びダイオード１１２の寄生容量Ｃ２とインダクタ１１３との間の発振の影響を低減する。関連する制御方法と動作原理を以下に説明する。

図８Ａ及び図２〜６を参照。図８Ａは、本発明の第一の実施形態に係るスイッチ制御信号の複数のスイッチング周期を示す模式的なタイミング波形図である。この実施形態において、スイッチ制御信号の各スイッチング周期は、変動周期信号に関連するＰＷＭ信号に従って制御される。演算ユニット１２２は、変動周期信号の周期を、発振周期Ｔｃに等しくなるよう設定する。変動周期信号は、周期的な三角波又は周期的な正弦波の波形のトレンドを有する。この実施形態において、スイッチ制御信号の各スイッチング周期は、変動周期信号を含むＰＷＭ信号に従って制御され、各スイッチング周期は設定変動ΔＴずつ、徐々に変化する。いくつかの実施形態において、設定変動ΔＴはＴｃ／ｎに等しく、Ｔｃは発振周期であり、ｎは２以上の整数である。この実施形態において、変動周期信号は周期的な三角波の波形を有する。あるいは、別の実施形態では、変動周期信号は周期的な正弦波の波形を有する。他のいくつかの実施形態においては、各スイッチング周期の設定変動が異なる場合がある。変動周期信号の波形は制限されないことに留意されたい。

変動周期信号が追加されていない場合、最初の演算信号に対応するスイッチング周期（スイッチング周期基準とも呼ばれる）の継続時間はＴｓである。

いくつかの実施形態においては、演算ユニット１２２からの変動周期信号がスイッチング周期基準に組み合わせられる。このようにして、スイッチング周期の継続時間Ｔｓは周期的に調整され、２つの隣接するスイッチング周期間の変化量はすべて、ΔＴに等しくなる。変動周期信号はスイッチング周期基準に加算されないため、入力電圧及び出力電圧に依存するターンオン時間の継続時間は変化しない。周期的に変化するスイッチング周期の継続時間は、電源スイッチ１１１の各スイッチング周期のターンオフ時間の継続時間が周期的に変化することを示す。図８Ａを参照。スイッチング周期基準の継続時間はＴｓに等しい。次に、各スイッチング周期の継続時間は、設定変動ΔＴずつ徐々に増加する。スイッチング周期基準後の最初のスイッチング周期の継続時間は、Ｔｓ＋ΔＴ（＝Ｔｓ＋Ｔｃ／ｎ）に等しい。スイッチング周期基準後の２番目のスイッチング周期の継続時間は、Ｔｓ＋２ΔＴ（＝Ｔｓ＋２Ｔｃ／ｎ）に等しい。残りは、スイッチング周期の継続時間がＴｓ＋Ｔｃ／２に達するまで（最大スイッチング周期とも呼ばれる）、類推によって推定できる。その後、各スイッチング周期の継続時間は、設定変動ΔＴずつ徐々に減少する。最大のスイッチング周期後の最初のスイッチング周期の継続時間は、Ｔｓ＋Ｔｃ／２−Ｔｃ／ｎに等しい。最大のスイッチング周期後の２番目のスイッチング周期の継続時間は、Ｔｓ＋Ｔｃ／２−２Ｔｃ／ｎに等しい。残りは、スイッチング周期の継続期間がＴｓ−Ｔｃ／２に達するまで（最小スイッチング周期とも呼ばれる）、類推によって推定できる。その後、各スイッチング周期の継続時間は、設定変動ΔＴずつ徐々に増加する。ｎ／２のスイッチング周期の後、スイッチング周期の継続時間はＴｓに達する。上記のプロセスは繰り返し行われる。その結果、スイッチ制御信号の複数のスイッチング周期の継続時間は周期的に調整される。

変動周期信号がスイッチング周期基準に追加され、対応するＰＷＭ信号が生成されるため、スイッチ制御信号の複数のスイッチング周期の継続時間は変動周期信号に応じて調整される。各スイッチング周期のターンオフ時間の継続時間は周期的に変化するため、出力電流Ｉ_ｏｕｔはそれに応じて調整される。

図６及び８Ａを参照。複数のスイッチング周期を有するスイッチ制御信号は、調光回路１に適用される。たとえば、最初のスイッチング周期では、時点ｔ０と時点ｔ３との間の時間間隔が、スイッチング周期基準Ｔｓである。ターンオン時間が固定されていると仮定すると、２番目のスイッチング周期では、ターンオフ時間は最初のスイッチング周期に対してＴｃ／ｎ分増加する。３番目のスイッチング周期では、ターンオフ時間は、２番目のスイッチング周期に対してＴｃ／ｎ増加し、Ｔｓ＋Ｔｃ／２に等しくなる。４番目のスイッチング周期では、ターンオフ時間は３番目のスイッチング周期に対してＴｃ／ｎ分減少する。次に、スイッチング周期の継続時間は、スイッチング周期が減少してＴｓ−Ｔｃ／２になるまで、Ｔｃ／ｎの設定変動ずつ徐々に減少する。上記のプロセスは繰り返し行われる。言い換えると、各スイッチング周期のターンオフ時間の継続時間は、周期的に変化する。電源スイッチ１１１のオン状態が開始すると、異なるスイッチング周期における電流Ｉ_Ｌの大きさは、ゼロより大きい（すなわち、出力電流Ｉ_ｏｕｔは理想値より大きい）か、又はゼロになる（すなわち、出力電流Ｉ_ｏｕｔは理想値に等しい）か、又はゼロより低く（すなわち、出力電流Ｉ_ｏｕｔは理想値より低く）なる得る。理想値よりも高い出力電流Ｉ_ｏｕｔと、理想値よりも低い出力電流Ｉ_ｏｕｔとのバランスが取れているため、出力電流Ｉ_ｏｕｔの平均値は長時間理想値に近くなる。また、電源スイッチ１１１の寄生容量Ｃ１とインダクタ１１３との間の発振、及び、ダイオード１１２の寄生容量Ｃ２とインダクタ１１３と間の発振の影響が排除されるため、出力電流Ｉ_ｏｕｔの精度が向上する。

図８Ｂは、第二の本発明の実施形態に係るスイッチ制御信号の複数のスイッチング周期を示す模式的なタイミング波形図である。スイッチング周期基準の継続時間はＴｓである。次に、各スイッチング周期の継続時間は、設定変動ΔＴずつ徐々に減少する。スイッチング周期基準後の最初のスイッチング周期の継続時間は、Ｔｓ−ΔＴ（＝Ｔｓ−Ｔｃ／ｎ）である。スイッチング周期基準後の２番目のスイッチング周期の継続時間は、Ｔｓ−２ΔＴ（＝Ｔｓ−２Ｔｃ／ｎ）である。残りは、スイッチング周期の継続時間がＴ−Ｔｃ／２に達するまで（最小スイッチング周期とも呼ばれる）、類推により推定できる。次に、各スイッチング周期の継続時間は、設定変動ΔＴずつ徐々に増加する。最小スイッチング周期後の最初のスイッチング周期の継続時間は、Ｔｓ−Ｔｃ／２＋Ｔｃ／ｎに等しい。最小のスイッチング周期の後の２番目のスイッチング周期の継続時間は、Ｔｓ−Ｔｃ／２＋２Ｔｃ／ｎに等しい。残りは、スイッチング周期の継続時間がＴ＋Ｔｃ／２に達するまで（最大スイッチング周期とも呼ばれる）、類推により推定できる。次に、各スイッチング周期の継続時間は、設定変動ΔＴずつ徐々に減少する。ｎ／２のスイッチング周期の後、スイッチング周期の継続時間はＴｓに到達する。上記のプロセスは繰り返し行われる。その結果、スイッチ制御信号の複数のスイッチング周期の継続時間は、周期的に調整される。

いくつかの実施形態において、演算ユニット１２２からの変動周期信号がターンオン時間に加算される。このようにして、スイッチング周期のターンオン時間の継続時間は、周期的に調整される。図９は、図２の調光回路に関連する電圧及び電流を示す模式的なタイミング波形図である。この実施形態では、変動周期信号がターンオン時間に加算され、それにより対応するＰＷＭ信号が生成される。たとえば、時点ｔ０と時点ｔ３との間の時間間隔は、スイッチング周期基準Ｔｓである。時点ｔ０と時点ｔ１との間の時間間隔は、スイッチング周期基準のターンオン時間であり、変動周期信号は０である。次に、各スイッチング周期のターンオン時間の継続時間は、増加したターンオン時間の継続時間がＴｃ／２になるまで、設定変動ΔＴ（＝Ｔｃ／ｎ）ずつ、徐々に増加する。その後、各スイッチング周期のターンオン時間の継続時間は、減少したターンオン時間の継続時間がＴｃ／２になるまで、設定変動ΔＴ（＝Ｔｃ／ｎ）ずつ、徐々に減少する。上記のプロセスは繰り返し行われる。駆動モジュール１３がＰＷＭ信号に従ってスイッチ制御信号を生成すると、スイッチ制御信号の複数のスイッチング周期のターンオン時間の継続時間が、変動周期信号に応じて調整される。各スイッチング周期のターンオン時間の継続時間は周期的に変化するため、図６と同様の効果が達成される。すなわち、出力電流Ｉ_ｏｕｔは、それに応じて調整される。また、電源スイッチ１１１の寄生容量Ｃ１とインダクタ１１３との間の発振、及びダイオード１１２の寄生容量Ｃ２とインダクタ１１３との間の発振の影響が排除されるため、出力電流Ｉ_ｏｕｔの精度が向上する。図９の調光回路の動作は、図６の調光回路の動作と類似するため、ここでは重複して説明しない。

いくつかの実施形態において、調光回路１の制御モジュール１２は、調光信号Ｓを受信するための調光信号演算ユニット１２４をさらに含む。調光信号Ｓに応じて、調光信号演算ユニット１２４は基準電流信号を生成する。調光信号演算ユニット１２４は、入力電圧、出力電圧、及び基準電流信号に従って、ＰＷＭユニット１２３に対するターンオン時間を生成する。その結果、ＰＷＭユニット１２３は、駆動モジュール１３に対するＰＷＭ信号を生成する。駆動モジュール１３は、ＰＷＭ信号に従って、対応するスイッチング周期のターンオン時間を制御する。

図１０は、図２の調光回路の調光制御方法を示すフローチャートである。

はじめに、ステップＳ１はスイッチング周期基準を提供する。次に、ステップＳ２では、入力電圧と出力電圧とをサンプリングし、入力電圧、出力電圧，及び基準電流信号に応じてターンオン時間を生成する。次に、ステップＳ３は、周期的に変化する変動周期信号を提供する。次に、ステップＳ４は、スイッチング周期基準、ターンオン時間及び変動周期信号に応じて、パルス幅変調信号を生成する。次に、ステップＳ５では、パルス幅変調信号に応じてスイッチ制御信号を生成し、それによりＤＣ／ＤＣコンバータユニットの電源スイッチが制御される。スイッチ制御信号は、複数のスイッチング周期を有する。各スイッチング周期には、ターンオン時間及びターンオフ時間が含まれる。スイッチ制御信号は、変動周期信号に従って、定期的に調整され、電源スイッチのスイッチング周期を制御する。

上記の説明から、本発明は調光回路を提供する。ＤＣ／ＤＣコンバータユニットからの出力電流は、ＤＣ／ＤＣコンバータユニットの入力電圧及び出力電圧に応じて調整される。出力電流をサンプリングする必要がないため、電力損失が減少し、調光回路の効率が向上する。さらに、変動周期信号が、スイッチング周期基準又はターンオン時間に加算された後、ＰＷＭ信号が生成され、各スイッチング周期の、ターンオフ時間又はターンオン時間の継続時間が、周期的に調整される。その結果、出力電流の平均は理想値に近くなる。さらに、寄生容量とインダクタとの間の発振の影響が排除されるため、出力電流の精度が向上する。

現在最も実用的かつ好ましい実施形態であると考えられるものに関して本発明を説明したが、本発明は開示された実施形態に限定される必要はないことを理解されたい。対照的に、添付の特許請求の範囲の趣旨及び範囲内に含まれる様々な変形及び類似の配置を含み、そのような変形及び類似の構造をすべて包含するように最も広い解釈が与えられるものとする。

Claims (9)

1. 調光回路のための調光制御方法であって、
   前記調光回路はＤＣ／ＤＣコンバータユニットを備え、
   前記ＤＣ／ＤＣコンバータユニットは、入力電圧を受け、負荷に出力電圧を供給し、
   前記調光制御方法は、
   スイッチング周期基準を提供する工程、
   前記入力電圧及び前記出力電圧をサンプリングして、前記入力電圧、前記出力電圧、及び基準電流信号に応じてターンオン時間を算出する工程、
   周期的に変化する変動周期信号を提供する工程、
   前記スイッチング周期基準、前記ターンオン時間及び前記変動周期信号に応じて、パルス幅変調信号を生成する工程、及び
   前記パルス幅変調信号に応じてスイッチ制御信号を生成する工程を含み、
   前記スイッチ制御信号は複数のスイッチング周期を有し、
   各複数のスイッチング周期はターンオン時間及びターンオフ時間を有する、方法。
2. 請求項１に記載の調光制御方法であって、周期的に変化する前記複数のスイッチング周期を制御するために、前記変動周期信号が、前記スイッチング周期基準と組み合わせられる、方法。
3. 請求項１に記載の調光制御方法であって、周期的に変化する前記複数のスイッチング周期を制御するために、前記変動周期信号が、前記ターンオン時間と組み合わせられる、方法。
4. 請求項１に記載の調光制御方法であって、前記ＤＣ／ＤＣコンバータユニットは、ダイオードと、インダクタとを備え、
   前記ダイオードと、前記インダクタは、電源スイッチに電気的に接続され、
   前記電源スイッチがオフにされ、かつ、前記ダイオードがオフにされたとき、前記電源スイッチの第一の寄生容量は、前記インダクタで発振し、前記ダイオードの第二の寄生容量は前記インダクタで発振し、
   前記インダクタと前記第一の寄生容量と前記第二の寄生容量との間で生じる前記発振は、発振周期を有し、前記発振周期は以下の式で表され、
   Ｌは前記インダクタのインダクタンスであり、Ｃは前記第一の寄生容量と前記第二の寄生容量との合計容量であり、Ｔｃは前記発振周期である、方法。
   

   
5. 請求項４に記載の調光制御方法であって、前記変動周期信号に応じて、最小スイッチング周期は、（Ｔｓ−Ｔｃ／２）に等しく、最大スイッチング周期は、（Ｔｓ＋Ｔｃ／２）に等しく、Ｔｓは、前記スイッチング周期基準である、方法。
6. 請求項５に記載の調光制御方法であって、前記変動周期信号の変動のトレンドは、周期的な三角波形である、方法。
7. 請求項６に記載の調光制御方法であって、各スイッチング周期は、その前のスイッチング周期に対して、設定変動の分だけ変化し、前記設定変動はＴｃ／ｎであり、ｎは２以上の整数である、方法。
8. 請求項５に記載の調光制御方法であって、前記変動周期信号の変動のトレンドは、周期的な正弦波形である、方法。
9. 請求項１に記載の調光制御方法であって、調光信号を受信し、前記調光信号に応じて、前記基準電流信号を生成する工程を更に含む、方法。

Images