JP6711123B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

本発明は、スイッチとリアクトルとを備え、入力された電圧を降圧又は昇圧して出力する電力変換装置に関する。

従来、リアクトルと、電源からリアクトルに電流を供給してリアクトルにエネルギーを蓄積させるメインスイッチと、リアクトルに蓄積されたエネルギーを放出させる同期整流スイッチと、を備えた電力変換装置が知られている。例えば特許文献１に開示された電力変換装置では、メインスイッチの端子間電圧の遷移状態を示す「スイッチング遷移時間」に基づいてメインスイッチ及び同期整流スイッチを制御する。これにより、リアクトル電流を検出することなく、電流臨界モードでの制御を可能としている。
ここで、降圧コンバータの場合、高電位スイッチがメインスイッチ、低電位スイッチが同期整流スイッチに相当する。また、昇圧コンバータの場合、低電位スイッチがメインスイッチ、高電位スイッチが同期整流スイッチに相当する。

例えば降圧コンバータでは、リアクトルに蓄積されたエネルギーが放出されるとき、同期整流スイッチである低電位側スイッチをオフした後、リアクトル電流がゼロ以下になるまで減少してから、メインスイッチである高電位スイッチをオンする。したがって、高電位スイッチのドレイン−ソース間電圧がゼロの状態で高電位スイッチの通電が開始されるため、いわゆる「ゼロ電圧スイッチング」が実現され、ターンオン損失を低減することができる。

特開２０１５−９５９３５号公報

特許文献１によると、スイッチング遷移時間目標値は、リアクトルのインダクタンス、スナバ用コンデンサの容量及び回路の寄生容量によって構成される共振回路の共振周期に基づいて、例えば共振周期の４分の１に設定されている。一般に共振周期は、共振回路のインダクタンス成分及び容量成分に基づいて、数式により理論的に算出可能である。

しかし、回路の浮遊容量や配線インダクタンスによるばらつきや温度特性、劣化等の要因により、実際の共振周期が理論値とずれる可能性がある。すると、理論的に算出された共振周期に基づいて設定されたスイッチング遷移時間目標値に従ってスイッチを制御したとき、損失が増加するおそれがある。

本発明はこのような点に鑑みて創作されたものであり、その目的は、共振回路の実際の共振周期を検出可能な電力変換装置を提供することにある。

本発明の電力変換装置は、いずれか一方が電源（Ｂ１）に接続され他方が負荷又は別の電源（Ｂ２）に接続された第１端（１１）及び第２端（１２）の間に設けられる。この電力変換装置は、第１端の電圧である第１電圧（Ｖ１）及び第２端の電圧である第２電圧（Ｖ２）について、一方から入力された電圧を降圧又は昇圧して他方に出力する。
この電力変換装置は、高電位スイッチ（Ｓ１、Ｓ３）及び低電位スイッチ（Ｓ２、Ｓ４）と、リアクトル（５１、５２）と、コンデンサ（４１、４２、４３、４４）と、共振周期検出器（７０、７０１、７０２、７０３）とを備える。
高電位スイッチ及び低電位スイッチは、第１端又は第２端の両端子間に直列接続され、相補的にオン／オフする。
本発明において「リアクトル」とは、インダクタンス成分を有するコイル部品又はインダクタを総称する。リアクトルは、高電位スイッチと低電位スイッチとの接続点（Ｎ１、Ｎ３）に一端又は両端が接続され、通電及び遮断によりエネルギーを蓄積及び放出可能である。
コンデンサは、高電位スイッチ及び低電位スイッチと並列に接続され、リアクトルと共に共振回路を構成する。

共振周期検出器は、高電位スイッチ及び低電位スイッチのスイッチング動作により共振回路に発生する共振の周期（Ｔｒｅｓ）を検出する。共振周期の検出は、電力変換装置の駆動開始時又は駆動条件変更時に実施されてもよく、駆動中に実施されてもよい。
共振周期検出器は、高電位スイッチをオフした状態で、低電位スイッチをターンオンしてから電圧印加時間（Ｔｉｍｐ）経過後にターンオフした時に発生する高電位スイッチ又は低電位スイッチの端子間電圧の減衰振動波形を基準電圧と比較し、当該比較に基づき、共振周期を検出する。
このように本発明の電力変換装置は、共振周期検出器を備えることにより、共振回路の実際の共振周期を検出することができる。

好ましくは、本発明は、共振周期検出器が検出した共振周期に基づいて、高電位スイッチ及び低電位スイッチのスイッチング動作を制御する制御器（６０）をさらに備える。

また、入力された電圧を降圧して出力する電力変換装置における高電位スイッチ、又は、入力された電圧を昇圧して出力する電力変換装置における低電位スイッチを「メインスイッチ」とする。制御器は、共振周期検出器が検出した共振周期の４分の１の期間を、メインスイッチの端子間電圧の遷移状態を示す「スイッチング遷移時間」の目標値として設定することが好ましい。これにより、実際の共振周期に基づいてスイッチング遷移時間目標値を適切に設定することができるため、損失の増加を防止することができる。

さらに好ましい電力変換装置は、リアクトルに流れるリアクトル電流の最小領域において、リアクトル電流を負の値まで減少させ、リアクトルに蓄積されたエネルギーの放出を完了させる電流臨界モードで動作する。制御器は、リアクトル電流が負となる負電流期間に、低電位スイッチをターンオフし、高電位スイッチをターンオンする。

第１〜第３実施形態による電力変換装置（降圧コンバータ）の概略構成図。 電流臨界モードの全体動作を説明する図。 電流臨界モードのリアクトル電流最小領域における動作を説明する図。 第１実施形態の共振周期検出器の回路図。 （ａ）第１実施形態の共振周期検出に用いる電圧波形図、（ｂ）ピーク電圧を説明する波形図。 第１〜第３実施形態による共振周期検出のフローチャート。 第２実施形態の共振周期検出器の回路図。 第３実施形態の共振周期検出器の回路図。 （ａ）第２、（ｂ）第３実施形態の共振周期検出に用いる電圧波形図。 第４実施形態による補助回路を備えた電力変換装置の概略構成図。 アシストモードの全体動作を説明する図。 アシストモードのリアクトル電流最小領域における動作を説明する図。 第５実施形態による電力変換装置（昇圧コンバータ）の概略構成図。 第６実施形態による電力変換装置（双方向コンバータ）の概略構成図。 第６実施形態による共振周期検出処理のフローチャート。 電流連続モードの全体動作を説明する図。

以下、電力変換装置の複数の実施形態を図面に基づいて説明する。複数の実施形態において、実質的に同一の構成には同一の符号を付して説明を省略する。
各実施形態の電力変換装置は、いずれか一方が電源に接続され他方が負荷又は別の電源に接続された第１端及び第２端の間に設けられる。そして、第１端の電圧である第１電圧及び第２端の電圧である第２電圧について、一方から入力された電圧を降圧又は昇圧して他方に出力するという点で共通している。

そのうち、第１〜第４実施形態は、第１端から入力された電圧を降圧して第２端に出力する「降圧コンバータ」である。第５実施形態は、第１端から入力された電圧を昇圧して第２端に出力する「昇圧コンバータ」である。これらは、入力側と出力側とを逆にして動作させることもできる。また、第６実施形態は、第１端又は第２端から入力された電圧を双方向に降圧して他方に出力可能な「双方向コンバータ」である。
本明細書では、これらの第１〜第６実施形態を包括して「本実施形態」という。

以下、特許文献１（特開２０１５−９５９３５号公報）に開示された従来技術を、後述する第２従来技術と区別して「第１従来技術」という。
第４実施形態を除く各実施形態の電力変換装置は、第１従来技術による電力変換装置に対し、制御回路以外の構成はほぼ共通である。したがって、第１従来技術との共通部分については、詳細な説明を適宜省略する。

（第１〜第３実施形態）
最初に図１〜図３を参照し、降圧コンバータとして機能する第１〜第３実施形態の電力変換装置の構成及び動作について説明する。第１〜第３実施形態は、後述する「共振周期検出器」に係る構成のみが異なる。
図１に示すように、電力変換装置１０１は、フィルタコンデンサ２１、２２、スイッチＳ１、Ｓ２を含むスイッチ部３０１、スナバ用コンデンサ４１、４２、リアクトル５１、制御器６０及び駆動回路６１、６２、共振周期検出器７０等を備える。

図１に示す構成では、入力側の第１端１１は、「電源」としての高電圧バッテリＢ１に接続され、出力側の第２端１２は、「別の電源」としての低電圧バッテリＢ２に接続される。なお、他の実施形態では、第２端１２は負荷に接続されてもよい。或いは、第２端１２が入力側、第１端１１が出力側となる構成では、第２端１２が電源に接続され、第１端１１が負荷又は別の電源に接続されてもよい。
また、第１端１１及び第２端１２は、バッテリ等の直流電源に接続される以外に、例えば整流素子を介して交流電源に接続されてもよい。

図１の構成において、第１端１１及び第２端１２の低電位側端子に共に接続される経路をゼロ電位ラインＬｇとする。また、第１端１１の高電位側端子に接続される経路を高電位ラインＬｐとする。
以下、第１端１１の両端子間の電圧を第１電圧Ｖ１といい、第２端１２の両端子間の電圧を第２電圧Ｖ２という。第１〜第３実施形態では、第１電圧Ｖ１は入力側電圧であり、第２電圧Ｖ２は出力側電圧である。フィルタコンデンサ２１は第１電圧Ｖ１を平滑化し、フィルタコンデンサ２２は第２電圧Ｖ２を平滑化する。

高電位スイッチＳ１及び低電位スイッチＳ２は、例えばＭＯＳＦＥＴ等の半導体スイッチング素子で構成される。なお、他の実施形態では、スイッチＳ１、Ｓ２として、ＩＧＢＴ等のトランジスタを用いてもよい。その場合、トランジスタのベース、コレクタ、エミッタを、それぞれゲート相当電極、ドレイン相当電極、ソース相当電極として解釈する。

高電位スイッチＳ１及び低電位スイッチＳ２は、第１端１１の両端子間に直列接続されている。すなわち、高電位スイッチＳ１のドレインは、高電位ラインＬｐに接続されており、低電位スイッチＳ２のソースはゼロ電位ラインＬｇに接続されている。高電位スイッチＳ１のソースと低電位スイッチＳ２のドレインとは、接続点Ｎ１で互いに接続される。
高電位スイッチＳ１及び低電位スイッチＳ２は、相補的にオン／オフする。降圧コンバータでは、高電位スイッチＳ１が第１従来技術の「メインスイッチ」に相当する。なお、低電位スイッチＳ２は第１従来技術の「同期整流スイッチ」に相当する。

スナバ用コンデンサ４１、４２は、高電位スイッチＳ１及び低電位スイッチＳ２と並列に接続され、スナバ回路を形成する。スナバ用コンデンサ４１、４２は、特許請求の範囲に記載の「コンデンサ」に相当する。ただし、実施形態では、フィルタコンデンサ２１、２２との区別のため、「スナバ用コンデンサ」と記載する。
リアクトル５１は、高電位スイッチＳ１と低電位スイッチＳ２との接続点Ｎ１に一端が接続され、通電及び遮断によりエネルギーを蓄積及び放出可能である。

スナバ用コンデンサ４１、４２の容量をＣ１、Ｃ２、リアクトル５１のインダクタンスをＬ１とする。これらの容量Ｃ１、Ｃ２及びインダクタンスＬ１により、スナバ用コンデンサ４１、４２及びリアクトル５１は共振回路を構成する。図１に太線の矢印で示すように、部分共振によって高電位側のスナバ用コンデンサ４１は放電され、低電位側のスナバ用コンデンサ４２は充電される。
また、リアクトル５１に流れる電流をリアクトル電流ＩＬという。リアクトル電流ＩＬは、第２端１２側から接続点Ｎ１に向かう方向を正とする。

制御器６０は、電力変換装置１０１の通常駆動時の動作として、電圧指令、時間指令、第１電圧Ｖ１、第２電圧Ｖ２等の情報に基づいて高電位スイッチＳ１及び低電位スイッチＳ２のスイッチング動作を制御する。すなわち、制御器６０は、スイッチＳ１、Ｓ２のターンオン、ターンオフタイミングを演算し、駆動回路６１、６２を介してスイッチＳ１、Ｓ２のゲートにゲート信号を指令する。

さらに、第１従来技術に開示されている通り、リアクトル電流ＩＬが最小となる領域において、「メインスイッチである高電位スイッチＳ１の端子間電圧の遷移状態を示すスイッチング遷移時間」を定義する。
ここで、高電位スイッチＳ１又は低電位スイッチＳ２の「端子間電圧」とはドレイン−ソース間電圧（以下「ＤＳ間電圧」）を意味する。また、図１に示すように、低電位スイッチＳ２のＤＳ間電圧を出力電圧Ｖｏｕｔと表す。

本実施形態の特徴構成である共振周期検出器７０は、共振回路の共振周期Ｔｒｅｓを検出する。本実施形態では主に、電力変換装置１０１の駆動開始時、又は駆動条件変更時にイニシャルチェックとして共振周期を検出することを想定している。
共振周期検出器７０は、制御器６０が駆動回路６１、６２に出力するゲート信号を取得し、スイッチＳ１、Ｓ２の動作状態を把握する。また、共振周期検出器７０は、共振周期Ｔｒｅｓを検出する情報として、例えば、破線で示すように、第２電圧Ｖ２及び出力電圧Ｖｏｕｔを取得する。後述するように、この例は第１実施形態を示すものであり、第２、第３実施形態では別の電圧情報を用いる。

共振周期検出器７０が検出した共振周期Ｔｒｅｓは制御器６０に通知される。そして、本実施形態の制御器６０は、共振周期検出器７０が検出した共振周期に基づいて、スイッチング遷移時間の目標値を設定する。具体的には、制御器６０は、共振周期検出器７０が検出した共振周期Ｔｒｅｓの４分の１の期間をスイッチング遷移時間の目標値として設定することにより、ゼロ電圧スイッチングの実現を図る。その詳細については後述する。
また、「４分の１」は原則的な値であり、特許文献１の段落［００３０］に記載されているように、検出回路の遅延時間等を考慮して、適宜修正した値を設定してもよい。

次に図２、図３を参照し、電力変換装置１０１の動作について説明する。
例えば第１従来技術の図４に開示されているように、リアクトル電流ＩＬは、高電位スイッチＳ１がオンで低電位スイッチＳ２がオフのとき増加し、低電位スイッチＳ２がオンで高電位スイッチＳ１がオフのとき減少する。

対比のため、第１従来技術よりもさらに以前の技術である「電流連続モード」を図１６（ａ）に示す。電流連続モードでは、リアクトル電流ＩＬの最小領域において、リアクトル電流ＩＬが正のとき、低電位スイッチＳ２をターンオフし、高電位スイッチＳ１をターンオンすることにより、リアクトル電流ＩＬが減少から増加に転じる。
図１６（ｂ）に、電流連続モードにおける高電位スイッチＳ１のＤＳ間電圧Ｖｄｓ１及びＤＳ間電流Ｉｄｓ１の変化を示す。電流連続モードでは、ＤＳ間電圧Ｖｄｓ１がゼロまで下がらないうちに高電位スイッチＳ１をターンオンして電流Ｉｄｓ１を流すため、電流と電圧との積によるターンオン損失が発生する。

これに対し、図２（ａ）に示すように、第１〜第３実施形態の電力変換装置１０１は、第１従来技術と同様の「電流臨界モード」で動作する。電流臨界モードでは、リアクトル電流ＩＬの最小領域において、リアクトル電流ＩＬをゼロ以下まで減少させ、リアクトル５１に蓄積されたエネルギーの放出を完了させる。そして、負電流期間Ｐｎｉに低電位スイッチＳ２をターンオフし、高電位スイッチＳ１をターンオンする。
これにより、図２（ｂ）に示すように、ゼロ電圧スイッチングを実現し、ターンオン損失をゼロにすることができる。

図３に示すように、第１従来技術では、低電位スイッチＳ２をターンオフした時刻ｔ２ｏｆｆから出力電圧Ｖｏｕｔが電圧閾値Ｖｔｈに到達するまでの時間に基づいて、ＸＯＲ回路によりスイッチング遷移時間を検出する。リアクトル電流ＩＬが最適値であるとき、ＸＯＲ回路の出力は時刻ｔｃＭでハイからローに移る。電流が過大又は過小のとき、出力がハイからローに移る時刻はｔｃ＋又はｔｃ−のように変化する。スイッチング遷移時間の経過後の時刻ｔ１ｏｎに高電位スイッチＳ１がターンオンされる。
第１従来技術では、スイッチング遷移時間が目標値に一致するように制御することで、リアクトル電流ＩＬが最適値になるように制御し、損失の低減を図っている。

また、特許文献１の段落［００３０］には、次のように記載されている。
「スイッチング遷移時間目標値は、リアクトルのインダクタンス、スナバ用コンデンサの容量及び回路の寄生容量によって構成される共振回路の共振周期に基づいて設定されている。例えば、共振周期の４分の１・・・に設定されている。」

この知見に基づき、スイッチング遷移時間目標値Ｔｔｒ及び共振周期Ｔｒｅｓを図３に書き加える。電流が最適の場合に共振波形がゼロから極小値となるまでの期間に相当する「共振周期の４分の１（Ｔｒｅｓ／４）」の期間がスイッチング遷移時間目標値Ｔｔｒとして設定される。
なお、図示において、出力電圧Ｖｏｕｔに対する閾値Ｖｔｈの設定に伴う時間のずれや回路の遅延時間等によるばらつきは無視する。

ところで、ＬＣ共振回路の共振周期Ｔｒｅｓは、回路のインダクタンス成分Ｌ及び容量成分Ｃに基づき、式（１．１）で表される。
Ｔｒｅｓ＝２π√（ＬＣ） ・・・（１．１）
そこで、リアクトル５１のインダクタンスＬ１及びスナバ用コンデンサ４１、４２の容量Ｃ１、Ｃ２を用い、「Ｌ＝Ｌ１、Ｃ＝Ｃ１＋Ｃ２」として式（１．１）を計算すれば、共振周期Ｔｒｅｓの理論値が算出される。また、式（１．２）により、共振周期Ｔｒｅｓの４分の１の期間をスイッチング遷移時間目標値Ｔｔｒとして算出することができる。

しかし、回路の浮遊容量や配線インダクタンスによるばらつきや温度特性、劣化等の要因により、実際の共振周期Ｔｒｅｓが理論値とずれる可能性がある。すると、理論的に算出された共振周期に基づいて設定されたスイッチング遷移時間目標値Ｔｔｒに従ってスイッチを制御したとき、損失が増加するおそれがある。

そこで、第１〜第３実施形態の電力変換装置１０１は、共振周期検出器７０により実際に検出した共振周期Ｔｒｅｓに基づいてスイッチング遷移時間の目標値Ｔｔｒを設定することにより、損失の増加を防止することを目的とする。
本実施形態では、制御器６０は、共振周期Ｔｒｅｓの理論値に基づくスイッチング遷移時間目標値Ｔｔｒを算出した上で、共振周期検出器７０による検出値を用いてスイッチング遷移時間目標値Ｔｔｒを「補正」する。なお。他の実施形態では、理論値を算出することなく、最初から検出値を用いてスイッチング遷移時間目標値Ｔｔｒを設定してもよい。

続いて、共振周期検出器７０に係る複数の構成を第１〜第３実施形態として説明する。第１〜第３実施形態の共振周期検出器７０の符号として、「７０」に続く３桁目に実施形態の番号を付して区別する。また、各実施形態の構成を示す図４、図７、図８において、制御器６０の図示を省略する。
第１実施形態の共振周期検出器の構成、及び、検出処理の作用について、図４〜図６を参照して説明する。図５（ａ）は、共振周期検出処理において低電位スイッチＳ２に出力されるゲート信号、及び、出力電圧Ｖｏｕｔ、すなわち低電位スイッチＳ２のＤＳ間電圧Ｖｄｓ２の波形を示す。

図４に示すように、共振周期検出器７０１は、コンパレータ７１、及び分圧抵抗７３−７６を含む。この共振周期検出器７０１の構成は、特許文献１の図２に開示された構成に準ずる。コンパレータ７１の非反転入力端（＋）は分圧抵抗７３、７４の直列接続点に接続されており、反転入力端（−）は分圧抵抗７５、７６の直列接続点に接続されている。
分圧抵抗７３の一端は、リアクトル５１の第２端１２側に接続されている。分圧抵抗７５の一端は、スイッチ部３０１の接続点Ｎ１に接続されている。分圧抵抗７４、７６の一端は、ゼロ電位ラインＬｇに接続されている。

したがって、コンパレータ７１の非反転入力端（＋）には第２電圧Ｖ２を反映した電圧が入力され、反転入力端（−）には出力電圧Ｖｏｕｔを反映した電圧が入力される。コンパレータ７１は、第２電圧Ｖ２を基準電圧として用い、出力電圧Ｖｏｕｔである低電位スイッチＳ２のＤＳ間電圧Ｖｄｓ２と基準電圧Ｖ２とを比較する。

図５（ａ）に示すように、共振周期検出器７０１は、高電位スイッチＳ１をオフした状態で、低電位スイッチＳ２をターンオンしてから電圧印加時間Ｔｉｍｐ経過後にターンオフした時に発生する出力電圧Ｖｏｕｔの波形を評価する。出力電圧Ｖｏｕｔは電圧印加時間Ｔｉｍｐ中にゼロとなる。低電位スイッチＳ２をターンオフすると、出力電圧Ｖｏｕｔの波形は、基準電圧Ｖ２に対して振動しながら収束する減衰振動波形となる。

この減衰振動波形が基準電圧とクロスするタイミング（以下「クロスタイミング」）の間隔は、共振周期Ｔｒｅｓの半周期に相当する。したがって、共振周期検出器７０１は、クロスタイミングの間隔に基づいて共振周期Ｔｒｅｓを検出する。
ここで、電圧印加時間Ｔｉｍｐ直後にはコンデンサの充電が完了しない可能性がある。そのため、一回目のクロスタイミングは検出データから除外し、二回目以降のクロスタイミングを用いて、定常状態でのクロスタイミングの間隔から共振周期Ｔｒｅｓを検出することが好ましい。また、共振周期検出器７０１は、二回以上の共振周期検出処理で得られた複数の検出値の平均値を算出することが好ましい。これにより、検出精度を向上させることができる。

また、低電位スイッチＳ２等の素子を保護するため、減衰振動波形のピーク電圧が第１電圧Ｖ１以下となるように電圧印加時間Ｔｉｍｐを設定することが好ましい。この観点によると、電圧印加時間Ｔｉｍｐの上限値は次のように算出される。
低電位スイッチＳ２をオンした状態でリアクトル５１に流れるリアクトル電流ＩＬは、式（２）で表される。

また、出力電圧Ｖｏｕｔが最大のピーク電圧Ｖ＿ｐｅａｋとなるのは、リアクトル５１に蓄積されたエネルギーが全てスナバ用コンデンサ４１、４２に移動したときであることから、式（３．１）が成り立つ。式（３．１）を変形すると、ピーク電圧Ｖ＿ｐｅａｋの式（３．２）が得られる。

式（３．２）に式（２）のＩＬを代入すると、式（４）が導かれる。式（４）より、ピーク電圧Ｖ＿ｐｅａｋは、電圧印加時間Ｔｉｍｐに比例する。

「ピーク電圧Ｖ＿ｐｅａｋが第１電圧Ｖ１以下」であるという式（５．１）の条件を式（４）に代入すると、電圧印加時間Ｔｉｍｐの式（５．２）が得られる。

よって、制御器６０は、共振周期検出処理において式（５．２）に基づいて低電位スイッチＳ２を操作することにより、共振回路に過剰な電圧が印加されることを防止することができる。

次に、共振周期検出処理のフローチャートを図６に示す。以下のフローチャートの説明で、記号「Ｓ」はステップを意味する。なお、ステップ番号の２桁目を後述の図１５と対応させるため、Ｓ０１、Ｓ０５を欠番とする。また、Ｓ０４の制御主体は共振周期検出器７０１であり、その他のステップの制御主体は制御器６０である。また、フローチャート中の「ゲートＯｎ／Ｏｆｆ」は、駆動回路６２から低電位スイッチＳ２のゲートにオン信号又はオフ信号を出力することを示す。明細書中では、「スイッチをオン／オフする」というように記載する。

このフローチャートは、動作準備の完了からスタートする。
制御器６０は、Ｓ０２で、時刻ｔｏｎに低電位スイッチＳ２をオンし、Ｓ０３で、時刻ｔｏｎから電圧印加時間Ｔｉｍｐ後の時刻ｔｏｆｆに低電位スイッチＳ２をオフする。
その後、Ｓ０４で、共振周期検出器７０１は共振周期Ｔｒｅｓを検出する。Ｓ０６で、制御器６０は、検出された共振周期Ｔｒｅｓに基づいて、スイッチング遷移時間目標値Ｔｔｒを補正する。以上で補正完了する。

共振周期検出器の構成、作用に係る第２、第３実施形態について、図７〜図９を参照して説明する。図７、図８において、電力変換装置の符号は第１実施形態の符号「１０１」を共用する。また、減衰振動波形のクロスタイミングに基づく共振周期Ｔｒｅｓの算出や処理ルーチン等に関しては、図５、図６に示す第１実施形態と同様である。

図７に示すように、第２実施形態の共振周期検出器７０２において、分圧抵抗７３、７５の一端は、高電位ラインＬｐに接続されている。分圧抵抗７４の一端は、リアクトル５１の第２端１２側に接続されている。分圧抵抗７６の一端は、スイッチ部３０１の接続点Ｎ１に接続されている。

したがって、コンパレータ７１の非反転入力端（＋）には、第１電圧Ｖ１と第２電圧Ｖ２との差分（Ｖ１−Ｖ２）を反映した電圧が入力され、反転入力端（−）には、第１電圧Ｖ１と出力電圧Ｖｏｕｔとの差分（Ｖ１−Ｖｏｕｔ）、すなわち、高電位スイッチＳ１のＤＳ間電圧Ｖｄｓ１を反映した電圧が入力される。
コンパレータ７１は、第１電圧Ｖ１と第２電圧Ｖ２との差分（Ｖ１−Ｖ２）を基準電圧として用い、第１電圧Ｖ１と出力電圧Ｖｏｕｔとの差分（Ｖ１−Ｖｏｕｔ）、すなわち、高電位スイッチＳ１のＤＳ間電圧Ｖｄｓ１と基準電圧（Ｖ１−Ｖ２）とを比較する。

図９（ａ）に示すように、共振周期検出器７０２は、低電位スイッチＳ２をターンオンしてから電圧印加時間Ｔｉｍｐ経過後にターンオフした時に発生する「第１電圧Ｖ１と出力電圧Ｖｏｕｔとの差分（Ｖ１−Ｖｏｕｔ）」の波形を評価する。
第１電圧Ｖ１と出力電圧Ｖｏｕｔとの差分（Ｖ１−Ｖｏｕｔ）は電圧印加時間Ｔｉｍｐ中に第１電圧Ｖ１に相当する最大値となる。低電位スイッチＳ２をターンオフすると、第１電圧Ｖ１と出力電圧Ｖｏｕｔとの差分（Ｖ１−Ｖｏｕｔ）の波形は、基準電圧（Ｖ１−Ｖ２）に対して振動しながら収束する減衰振動波形となる。

図８に示すように、第３実施形態の共振周期検出器７０３は、第１実施形態の共振周期検出器７０１に対し第２電圧Ｖ２を取得せず、代わりに基準電源７７が設けられている。基準電源７７の電圧Ｖｒｅｆは、コンパレータ７１の非反転入力端（＋）に入力される。基準電源７７の電圧Ｖｒｅｆは、例えば第２電圧Ｖ２と同等の値に設定されてもよい。
コンパレータ７１は、基準電源７７の電圧Ｖｒｅｆを基準電圧として用い、出力電圧Ｖｏｕｔである低電位スイッチＳ２のＤＳ間電圧Ｖｄｓ２と基準電圧ｒｅｆとを比較する。

図９（ｂ）に示すように、共振周期検出器７０３は、低電位スイッチＳ２をターンオンしてから電圧印加時間Ｔｉｍｐ経過後にターンオフした時に発生する出力電圧Ｖｏｕｔの波形を評価する。出力電圧Ｖｏｕｔは電圧印加時間Ｔｉｍｐ中にゼロとなる。低電位スイッチＳ２をターンオフすると、出力電圧Ｖｏｕｔの波形は、基準電圧Ｖｒｅｆに対して振動しながら収束する減衰振動波形となる。

第２、第３実施形態の減衰振動波形は、いずれも、スナバ用コンデンサ４１、４２の容量Ｃ１、Ｃ２、及びリアクトル５１のインダクタンスＬ１による共振により発生する波形である。したがって、共振周期検出器７０２、７０３は、この減衰振動波形に基づいて、第１実施形態と同様に共振周期Ｔｒｅｓを検出することができる。

（効果）
上記第１〜第３実施形態に共通の効果を説明する。
（１）共振周期検出器７０は、高電位スイッチＳ１及び低電位スイッチＳ２のスイッチング動作により共振回路に発生する共振の周期Ｔｒｅｓを検出する。このように電力変換装置１０１は、共振周期検出器７０を備えることにより、共振回路の実際の共振周期Ｔｒｅｓを検出することができる。

共振周期Ｔｒｅｓの検出は、例えば、電力変換装置１０１の駆動開始時又は駆動条件変更時に実施される。その後の駆動中における共振回路のインダクタンス成分や容量成分の特性が大きく変化しないと仮定すると、駆動開始時又は駆動条件変更時に、その後の駆動中における実際の共振周期Ｔｒｅｓを前もって把握することができる。

（２）電力変換装置１０１は、共振周期検出器７０が検出した共振周期Ｔｒｅｓに基づいて、高電位スイッチＳ１及び低電位スイッチＳ２のスイッチング動作を制御する制御器６０をさらに備える。制御器６０は、共振周期検出器７０が検出した共振周期Ｔｒｅｓの４分の１の期間をスイッチング遷移時間目標値Ｔｔｒとして設定し、理論的に算出されたスイッチング遷移時間目標値Ｔｔｒを補正する。これにより、理論共振周期と実際の共振周期とのずれによって生じる損失の増加を防止することができる。

（３）各実施形態の共振周期検出器７０１、７０２、７０３は、電圧印加時間Ｔｉｍｐに発生する出力電圧Ｖｏｕｔ、又は、第１電圧Ｖ１と出力電圧Ｖｏｕｔとの差分の減衰振動波形を基準電圧と比較する。そして、減衰振動波形と基準電圧とのクロスタイミングの間隔に基づいて共振周期Ｔｒｅｓを検出する。これにより、簡易な構成で適切に共振周期Ｔｒｅｓを検出することができる。

（第４実施形態）
第４、第５、第６実施形態の構成を示す図１０、図１３、図１４において、制御器６０及びその入出力信号は図１を援用して解釈するものとし、図示を省略する。
第４実施形態について、図１０〜図１２を参照して説明する。図１０の説明では、図１のリアクトル５１に相当するリアクトルを「主リアクトル５１」と表す。第４実施形態の電力変換装置１０４は、第１実施形態の電力変換装置１０１に対し、スイッチ部３０１の接続点Ｎと第２端１２との間の電流経路において、主リアクトル５１と並列に、補助回路５０が設けられている。補助回路５０は、補助スイッチＳａ、補助共振リアクトル５２及びダイオード５３が直列に接続されている。

この構成は、特開２００４−１２９３９３号公報に開示された技術（以下、「第２従来技術」）を応用したものである。この第２従来技術では、共振リアクトルと補助スイッチとを直列接続した補助共振回路を備え、補助スイッチがオンのときに出力側端子から共振リアクトルへ電気エネルギーを供給する。そこで蓄えられた電気エネルギーは、スナバ用コンデンサ等の容量成分と共振リアクトルとの共振動作に使用される。このような第２従来技術の動作を「アシストモード」という。

第２従来技術では、主リアクトル５１に相当するリアクトルを「平滑リアクトル」と称しているが、第４実施形態の主リアクトル５１は、平滑のみでなく、共振にも一部寄与する。そのため、本明細書では、二つのリアクトルを「主リアクトル５１」及び「補助共振リアクトル５２」と区別する。

第２従来技術を図１０の構成に当てはめて説明すると、補助スイッチＳａは、低電位スイッチＳ２がオンしている期間中にターンオンされ、高電位スイッチＳ１がオンしている期間中にターンオフされる。さらに、低電位スイッチＳ２と補助スイッチＳａとが同時にオンしている期間において、低電位スイッチＳ２に流れる電流がゼロになったときに低電位スイッチＳ２をターンオフすることにより、高電位スイッチＳ１のゼロ電圧スイッチングを確実に実現することができる。

第２従来技術では、主リアクトル５１に流れる電流を測定するセンサ、及び、補助共振リアクトル５２に流れる電流を測定するセンサを設け、これらのセンサの検出値に基づいて、低電位スイッチＳ２をターンオフするタイミングを制御している。
しかし、電流センサの検出値により補助回路電流を制御するため、入出力電圧の変化や電流センサの検出精度、スイッチの寄生容量、リアクトルのインダクタンスのばらつき、温度特性等による変動を考慮する必要がある。そのため、現実の回路設計において、ゼロ電圧スイッチングを確実に実現するために電流を余分に流すように設計する必要が生じ、損失を増加させる要因となる。
本発明の第４実施形態は、第１〜第３実施形態の作用効果に加え、この第２従来技術の課題解決を図るものである。

第４実施形態の補助回路５０において、補助スイッチＳａは、例えばＭＯＳＦＥＴで構成され、スイッチ部３０１のスイッチＳ１、Ｓ２と同様に、制御器６０からの指令に従って駆動回路６５が生成するゲート信号によりオン／オフする。
ダイオード５３は、補助スイッチＳａをオンしている間、第２端１２側から補助共振リアクトル５２及び補助スイッチＳａを経由してスイッチ部３０１に向かう方向にのみ電流が流れるようにする。

補助共振リアクトル５２のインダクタンスＬ２は、第２従来技術の知見の通り、リアクトル５１のインダクタンスＬ１より小さい値とすることが好ましい。補助共振リアクトル５２のインダクタンスＬ２が小さいほど、アシストモードでリアクトル電流ＩＬが減少する傾きが大きくなる。このとき、共振周期Ｔｒｅｓは、式（１．１）におけるインダクタンス成分を「Ｌ≒Ｌ２」とみなして算出することができる。

また、図１０に示す例では、Ｚ字状の記号で表すように、主リアクトル５１と補助共振リアクトル５２とは、例えばコアを共有することにより磁気結合している。これにより、励磁インダクタンスを除く漏れインダクタンスのみを利用し、アシストモードでリアクトル電流ＩＬを効率よく減少させることができる。なお、他の実施形態では、主リアクトル５１と補助共振リアクトル５２とは磁気結合していなくてもよい。

次に図１１、図１２を参照し、補助回路５０を用いた「アシストモード」による電力変換装置１０４の動作について説明する。図１１、図１２は、第１〜第３実施形態の「電流臨界モード」を示す図２、図３に対応する。また、図１１は、「電流連続モード」を示す図１６にも対応する。

図１１（ａ）に示すように、アシストモードでは、リアクトル電流ＩＬの最小領域において、補助回路５０を用いてリアクトル電流ＩＬを急速にゼロ以下まで減少させ、リアクトル５１に蓄積されたエネルギーの放出を完了させる。そして、負電流期間Ｐｎｉに低電位スイッチＳ２をターンオフし、高電位スイッチＳ１をターンオンする。
これにより、図１１（ｂ）に示すように、ゼロ電圧スイッチングを実現し、ターンオン損失をゼロにすることができる。また、図２に示す電流臨界モードに対しリアクトル電流ＩＬのリップルを抑制することができる。

図１２に示すように、アシストモードでは、リアクトル電流ＩＬの減少途中に補助スイッチＳａをターンオンし、リアクトル電流ＩＬが負になった後の時刻ｔ２ｏｆｆに低電位スイッチＳ２をターンオフする。そして、スイッチング遷移時間が経過した時刻ｔｅ後の時刻ｔ１ｏｎに高電位スイッチＳ１をターンオンする。
ここで、補助スイッチＳａをターンオンする時刻がｔａＭのときリアクトル電流ＩＬは最適値となる。最適時刻ｔａＭより早い時刻ｔａ＋に補助スイッチＳａをターンオンすると電流過大となり、最適時刻ｔａＭより遅い時刻ｔａ−に補助スイッチＳａをターンオンすると電流過小となる。

そこで第４実施形態では、電流最適状態に対応するスイッチング遷移時間目標値Ｔｔｒとして、共振周期検出器７０が検出した共振周期Ｔｒｅｓの４分の１の期間を設定する。
第２従来技術では、電流センサの検出値により補助回路電流を制御するため各種のばらつきや変動を考慮する必要があり、現実の回路設計において、ゼロ電圧スイッチングを確実に実現するために電流を余分に流すように設計する必要がある。
それに対し第４実施形態の電力変換装置１０４は、共振周期検出器７０が検出した共振周期Ｔｒｅｓに基づいて、スイッチング遷移時間目標値Ｔｔｒを設定し、各スイッチを動作させる。これにより、余分な補助回路電流を流さずに済む。

（第５、第６実施形態）
第５、第６実施形態について、図１３〜図１５を参照して説明する。
特許文献１及び特開２００４−１２９３９３号公報には、ＤＣ／ＤＣコンバータに係る発明を降圧型、昇圧型、双方向型の各ＤＣ／ＤＣコンバータに適用した実施形態が開示されている。それと同様に、本発明は、降圧コンバータに限らず、昇圧コンバータや双方向コンバータにも適用可能である。

図１３に示す第５実施形態の電力変換装置１０５は、リアクトル５１の第２端１２側にスイッチ部３０３を備え、入力された第１電圧Ｖ１を第２電圧Ｖ２に昇圧して出力する昇圧コンバータである。スイッチ部３０３は、第２端１２の両端子間に直列接続された高電位スイッチＳ３及び低電位スイッチＳ４を含み、高電位スイッチＳ３及び低電位スイッチＳ４の接続点Ｎ３にリアクトル５１の一端が接続されている。

高電位スイッチＳ３及び低電位スイッチＳ４は、制御器６０から駆動回路６３、６４を介して指令されるゲート信号により相補的にオン／オフする。昇圧コンバータでは、低電位スイッチＳ４が第１従来技術の「メインスイッチ」に相当する。なお、高電位スイッチＳ３は第１従来技術の「同期整流スイッチ」に相当する。
スナバ用コンデンサ４３、４４は、高電位スイッチＳ３及び低電位スイッチＳ４と並列に接続されている。スナバ用コンデンサ４３、４４の容量をＣ３、Ｃ４とする。

共振周期検出器７０は、スナバ用コンデンサ４３、４４の容量Ｃ３、Ｃ４とリアクトル５１のインダクタンスＬ１とによる共振の周期Ｔｒｅｓを上記実施形態と同様の要領で検出する。
このように、昇圧コンバータの構成でも、共振周期検出器７０により共振回路の実際の共振周期を検出することができる。また、検出された共振周期に基づいて制御器６０がスイッチング遷移時間目標値Ｔｔｒを補正することにより、損失の増加を防止することができる。

図１４に示す第６実施形態の電力変換装置１０６は、リアクトル５１の第１端１１側に第１実施形態と同様の第１スイッチ部３０１を備え、リアクトル５１の第２端１２側に第５実施形態と同様の第２スイッチ部３０３を備える。リアクトル５１は、第１スイッチ部３０１の接続点Ｎ１と第２スイッチ部３０３の接続点Ｎ３とに両端が接続される。

電力変換装置１０６は、適用されるシステムの状態に応じて、第１端１１から入力された第１電圧Ｖ１を降圧して第２端１２に出力するか、或いは、第２端１２から入力された第２電圧Ｖ２を降圧して第１端１１に出力する双方向コンバータとして機能する。
共振周期検出器７０は、スナバ用コンデンサ４１、４２の容量Ｃ１、Ｃ２又はスナバ用コンデンサ４３、４４の容量Ｃ３、Ｃ４とリアクトル５１のインダクタンスＬ１とによる共振の周期Ｔｒｅｓを検出する。

図１５に、第６実施形態による共振周期検出処理のフローチャートを示す。
（ａ）には、第１スイッチ部３０１のスナバ用コンデンサ４１、４２の容量Ｃ１、Ｃ２とリアクトル５１のインダクタンスＬ１とによる共振の周期Ｔｒｅｓを検出する処理を示す。

制御器６０は、Ｓ１１で、第２スイッチ部３０３の高電位スイッチＳ３をオンする。
次に制御器６０は、Ｓ１２、Ｓ１３では、第１スイッチ部３０１の低電位スイッチＳ２をオンし、電圧印加時間Ｔｉｍｐ後にオフする。
その後、Ｓ１４で、共振周期検出器７０は共振周期Ｔｒｅｓを検出する。
制御器６０は、Ｓ１５で、第２スイッチ部３０３の高電位スイッチＳ３をオフする。そして、Ｓ１６で、制御器６０は、検出された共振周期に基づいてＳ１のスイッチング遷移時間目標値Ｔｔｒを補正する。

（ｂ）には、第２スイッチ部３０３のスナバ用コンデンサ４３、４４の容量Ｃ３、Ｃ４とリアクトル５１のインダクタンスＬ１とによる共振の周期Ｔｒｅｓを検出する処理を示す。（ｂ）のＳ２１〜Ｓ２６は、（ａ）のＳ１１〜Ｓ１６に対応し、動作させるスイッチとして（ａ）のＳ３、Ｓ２をそれぞれＳ１、Ｓ４に置き換えたのみであるため、説明を省略する。（ｂ）では、Ｓ３のスイッチング遷移時間目標値Ｔｔｒを補正する。

このように、双方向コンバータの構成でも、降圧コンバータ及び昇圧コンバータと同様の作用効果が得られる。
また、第５、第６実施形態についても、第４実施形態のような補助回路を組み合わせてもよい。

（その他の実施形態）
（ａ）（削除）

（ｂ）本発明の電力変換装置は、制御器を備えず、共振周期Ｔｒｅｓを検出する機能のみを有してもよい。
（ｃ）上記実施形態では、電力変換装置の駆動開始時、又は駆動条件変更時に共振周期を検出することを想定している。ただし、本実施形態の技術的思想を利用して、電力変換装置の駆動中に、共振周期Ｔｒｅｓを随時検出しながらスイッチング遷移時間を制御することも可能である。

（ｄ）減衰振動波形に基づく共振周期検出の方法は、出力電圧Ｖｏｕｔと基準電圧とのクロスタイミングの間隔を検出する方法以外に、例えば出力電圧Ｖｏｕｔの時間変化率に基づいて、極大値同士の間隔、極小値同士の間隔等を検出してもよい。その場合も、共振周期検出器は、二回以上検出した共振周期Ｔｒｅｓの平均値を算出することが好ましい。

以上、本発明は、上記実施形態になんら限定されるものではなく、発明の趣旨を逸脱しない範囲において種々の形態で実施可能である。

１０１、１０４・・・降圧コンバータ（電力変換装置）、
１０５・・・昇圧コンバータ（電力変換装置）、
１０６・・・双方向コンバータ（電力変換装置）、
１１・・・第１端、 １２・・・第２端、
４１、４２、４３、４４・・・スナバ用コンデンサ、
５１、５２・・・リアクトル、
６０ ・・・制御器、
７０（７０１、７０２、７０３）・・・共振周期検出器、
Ｓ１、Ｓ３・・・高電位スイッチ、
Ｓ２、Ｓ４・・・低電位スイッチ。

Claims (10)

1. いずれか一方が電源（Ｂ１）に接続され他方が負荷又は別の電源（Ｂ２）に接続された第１端（１１）及び第２端（１２）の間に設けられ、前記第１端の電圧である第１電圧（Ｖ１）及び前記第２端の電圧である第２電圧（Ｖ２）について、一方から入力された電圧を降圧又は昇圧して他方に出力する電力変換装置であって、
   前記第１端又は前記第２端の両端子間に直列接続され、相補的にオン／オフする高電位スイッチ（Ｓ１、Ｓ３）及び低電位スイッチ（Ｓ２、Ｓ４）と、
   前記高電位スイッチと前記低電位スイッチとの接続点（Ｎ１、Ｎ３）に一端又は両端が接続され、通電及び遮断によりエネルギーを蓄積及び放出可能なリアクトル（５１、５２）と、
   前記高電位スイッチ及び前記低電位スイッチと並列に接続され、前記リアクトルと共に共振回路を構成するコンデンサ（４１、４２、４３、４４）と、
   前記高電位スイッチ及び前記低電位スイッチのスイッチング動作により前記共振回路に発生する共振の周期（Ｔｒｅｓ）を検出する共振周期検出器（７０、７０１、７０２、７０３）と、
   を備え、
   前記共振周期検出器は、
   前記高電位スイッチをオフした状態で、前記低電位スイッチをターンオンしてから電圧印加時間（Ｔｉｍｐ）経過後にターンオフした時に発生する前記高電位スイッチ又は前記低電位スイッチの端子間電圧の減衰振動波形を基準電圧と比較し、当該比較に基づき、前記共振周期を検出する電力変換装置。
2. 前記共振周期検出器（７０２）は、
   前記第１電圧（Ｖ１）と前記第２電圧（Ｖ２）との差分を前記基準電圧として用い、前記高電位スイッチの端子間電圧の減衰振動波形を前記基準電圧と比較する請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記共振周期検出器（７０３）は、
   基準電源（７７）の電圧（Ｖｒｅｆ）を前記基準電圧として用い、前記低電位スイッチの端子間電圧の減衰振動波形を前記基準電圧と比較する請求項１に記載の電力変換装置。
4. 前記共振周期検出器は、
   前記電圧印加時間が経過し前記低電位スイッチをターンオフした後、前記高電位スイッチ又は前記低電位スイッチの端子間電圧の減衰振動波形が前記基準電圧と二回目以降にクロスするタイミングの間隔に基づいて前記共振周期を検出する請求項１〜３のいずれか一項に記載の電力変換装置。
5. 前記共振周期検出器は、
   二回以上の共振周期検出処理で得られた複数の検出値の平均値を算出する請求項１〜４のいずれか一項に記載の電力変換装置。
6. 入力された前記第１電圧を前記第２電圧に降圧して出力する電力変換装置において、
   前記電圧印加時間は、
   前記第２電圧、前記電圧印加時間、前記共振回路のインダクタンス及び容量に基づいて算出されるピーク電圧（Ｖ＿ｐｅａｋ）が前記第１電圧以下となるように設定される請求項１〜５のいずれか一項に記載の電力変換装置。
7. 前記共振周期検出器が検出した共振周期に基づいて、前記高電位スイッチ及び前記低電位スイッチのスイッチング動作を制御する制御器（６０）をさらに備える請求項１〜６のいずれか一項に記載の電力変換装置。
8. 入力された電圧を降圧して出力する電力変換装置における前記高電位スイッチ、又は、入力された電圧を昇圧して出力する電力変換装置における前記低電位スイッチをメインスイッチとすると、
   前記制御器は、
   前記共振周期検出器が検出した前記共振周期の４分の１の期間を、前記メインスイッチの端子間電圧の遷移状態を示すスイッチング遷移時間の目標値として設定する請求項７に記載の電力変換装置。
9. 前記リアクトルに流れるリアクトル電流の最小領域において、前記リアクトル電流を負の値まで減少させ、前記リアクトルに蓄積されたエネルギーの放出を完了させる電流臨界モードで動作する電力変換装置であって、
   前記制御器は、前記リアクトル電流が負となる負電流期間に、前記低電位スイッチをターンオフし、前記高電位スイッチをターンオンする請求項７または８に記載の電力変換装置。
10. 前記制御器は、当該電力変換装置の通常駆動時の動作として、電圧指令、時間指令、前記第１電圧及び前記第２電圧に基づいて前記高電位スイッチ及び前記低電位スイッチのスイッチング動作を制御する請求項７〜９のいずれか一項に記載の電力変換装置。

Images