CN104582101A - 光源驱动电路、控制提供给光源的电能的控制器及方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种光源驱动电路、控制提供给光源的电能的控制器及方法。光源驱动电路包括变换器和控制器，变换器中的开关根据驱动信号交替地闭合和断开，以控制流经光源的电流。控制器产生驱动信号，驱动信号是周期信号。驱动信号在每个周期的第一时间间隔内具有第一状态，开关闭合；驱动信号在第二和第三时间间隔内具有第二状态，开关断开。控制器控制第一和第二时间间隔均以第一变化率发生变化，并控制第三时间间隔等于第一和第二时间间隔之和与第一变化率的乘积。在驱动信号的每个周期内，第一时间间隔的平方除以周期的商不随第一时间间隔发生变化，从而使电流不发生变化。本发明的光源驱动电路降低了电磁干扰并提高了流经光源的电流的稳定性。

Description

光源驱动电路、控制提供给光源的电能的控制器及方法

技术领域

本发明涉及一种驱动电路，尤其涉及一种光源驱动电路、控制提供给光源的电能的控制器以及方法。

背景技术

在电子领域中，电磁干扰（Electromagnetic Interference，EMI）是指干扰电缆信号并降低信号完好性的电子噪音。电磁兼容性（Electromagnetic Compatibility，EMC）是指设备或系统在其电磁环境中正常运行，并且避免对其他设备产生超过预设标准的电磁干扰的能力。

发光二极管（Light Emitting Diode，LED）光源的驱动电路通常包括变换器，用于从电网接收输入交流电压，并产生直流电压，以驱动LED光源。变换器中的开关可根据脉冲宽度调制（Pulse Width Modulation，PWM）信号交替地闭合和断开，为LED光源提供电能并控制调光。然而，开关的闭合和断开使得流经光源的电流为周期性的非正弦电流。在频谱分析中，该电流由一个基频正弦波和多个谐波频率的正弦波组成。谐波频率是基频的整数倍，例如基频为50赫兹，则二次谐波的频率为100赫兹，三次谐波的频率为150赫兹。因此，流经LED光源的电流波形可能由基频正弦波、二次谐波、三次谐波以及更高次谐波组成。谐波电流可能通过辐射或传导的方式进入同一电网下的其他弱电系统（例如音频系统或视频系统），从而干扰这些系统的正常工作。因此，传统的驱动电路具有相对较差的电磁兼容性。

开关频率调制是一种传统的降低电磁干扰的方法（例如，Reduction ofPower Supply EMI Emission by switching Frequency Modulation,IEEETransactions on Power Electronics,VOL.9,No.1,January 1994,by FengLin,Member,IEEE,and Dan Y.Chen,Senior Member,IEEE）。变换器通过调制开关频率引入边带能量，并将谐波电流的信号辐射特征从窄带噪声变为宽带噪声。例如，控制开关频率在一个预设频率范围内随机的或有规律的变化，可以使得噪声能量分散在此预设范围的频率点，从而有效地衰减了谐波频率处的电流峰值，降低了电磁干扰。然而，开关频率的变化会造成流经LED光源的电流随之发生变化，从而降低了LED光源的电流稳定性，导致LED光源闪烁。例如，若设置开关频率的变化范围为5%，则流过LED光源的电流大小也相应有5%的变化。

发明内容

本发明要解决的技术问题在于提供一种光源驱动电路、控制提供给光源的电能的控制器以及方法，可降低电磁干扰并提高流经光源的电流的稳定性。

为解决上述技术问题，本发明提供了一种光源驱动电路。该光源驱动电路包括变换器和耦合于变换器的控制器。变换器用于提供输出电压以驱动光源；变换器包括开关，开关根据驱动信号交替地闭合和断开，以控制流经光源的电流。控制器用于产生驱动信号，其中，驱动信号是周期信号，且驱动信号在每个周期的第一时间间隔内具有第一状态，在每个周期的第二时间间隔和第三时间间隔内具有第二状态。当驱动信号处于第一状态时，开关闭合；当驱动信号处于第二状态时，开关断开。控制器控制第一时间间隔和第二时间间隔均以第一变化率发生变化，并控制第三时间间隔发生变化使其等于第一时间间隔和第二时间间隔之和与第一变化率的乘积。在驱动信号的每一个周期内，第一时间间隔的平方除以周期的商不随第一时间间隔的变化而发生变化，从而使得电流不随第一时间间隔的变化而发生变化。

本发明还提供了一种控制提供给光源的电能的控制器。该控制器包括信号发生器和耦合于信号发生器的输出电路。信号发生器用于产生斜坡信号和控制信号。输出电路用于根据斜坡信号和控制信号产生驱动信号，其中，驱动信号是周期信号，且驱动信号在每个周期的第一时间间隔内具有第一状态，在每个周期的第二时间间隔和第三时间间隔内具有第二状态。当驱动信号处于第一状态时，开关闭合；当驱动信号处于第二状态时，开关断开，从而调节流经所述光源的电流。控制器控制第一时间间隔和第二时间间隔均以第一变化率发生变化，并控制第三时间间隔发生变化使其等于第一时间间隔和第二时间间隔之和与第一变化率的乘积。在驱动信号的每一个周期内，第一时间间隔的平方除以周期的商不随第一时间间隔的变化而发生变化，从而使得电流不随第一时间间隔的变化而发生变化。

本发明还提供了一种控制提供给光源的电能的方法，包括：根据开关的状态将输入电压转换为输出电压，以驱动光源；产生驱动信号，用于控制开关交替地闭合和断开，以控制流经光源的电流，其中，驱动信号是周期信号，且驱动信号在每个周期的第一时间间隔内具有第一状态，在每个周期的第二时间间隔和第三时间间隔内具有第二状态，当驱动信号处于第一状态时，开关闭合，当驱动信号处于第二状态时，开关断开；控制第一时间间隔和第二时间间隔均以第一变化率发生变化；及控制第三时间间隔发生变化使其等于第一时间间隔和第二时间间隔之和与第一变化率的乘积，在驱动信号的每一个周期内，第一时间间隔的平方除以周期的商不随第一时间间隔的变化而发生变化，从而使得电流不随第一时间间隔的变化而发生变化。

本发明的光源驱动电路、控制提供给光源的电能的控制器和方法，由于通过控制开关的切换频率随着驱动信号周期的变化而发生变化，因此提高了光源驱动电路的电磁兼容性。此外，通过设定驱动信号的每个周期内的第一时间间隔、第二时间间隔和第三时间间隔，使得在驱动信号的每一个周期内，第一时间间隔的平方除以周期的商不随该第一时间间隔的变化率而发生变化，从而使得流经光源的平均电流不随第一时间间隔的变化而发生变化。由此，避免了光源跟随开关的切换频率发生闪烁，提高了光源驱动电路的稳定性。

附图说明

以下通过对本发明的一些实施例结合其附图的描述，可以进一步理解本发明的目的、具体结构特征和优点。

图1A所示为根据本发明一个实施例的驱动电路的示意图；

图1B所示为根据本发明一个实施例的图1A中的变换器所接收和产生的信号的波形图；

图1C所示为根据本发明另一个实施例的驱动电路的示意图；

图1D所示为根据本发明另一个实施例的驱动电路的示意图；

图2A所示为根据本发明一个实施例的图1A中的控制器的示意图；

图2B所示为根据本发明一个实施例的图2A中的输出电路所接收和产生的信号的波形图；

图3所示为根据本发明一个实施例的图2A中的斜坡信号发生器的示意图；

图4所示为根据本发明一个实施例的图3中的抖动电流发生器的示意图；

图5所示为根据本发明一个实施例的图4中的触发器所接收和产生的信号的波形图；

图6所示为根据本发明一个实施例的控制提供给光源的电能的方法的流程图；

图7A所示为根据本发明另一个实施例的驱动电路的示意图；

图7B所示为根据本发明一个实施例的图7A中的变换器所接收和产生的信号的波形图；

图8A所示为根据本发明一个实施例的图7A中的控制器的示意图；

图8B所示为根据本发明一个实施例的图8A中的输出电路所接收和产生的信号的波形图；

图9A所示为根据本发明一个实施例的图8A中的信号发生器的示意图；

图9B所示为根据本发明一个实施例的恒定延迟发生器的示意图；

图10A所示为根据本发明一个实施例的第一延迟模块所接收和产生的信号的波形图；

图10B所示为根据本发明一个实施例的第二延迟模块所接收和产生的信号的波形图；

图11所示为根据本发明一个实施例的图9A中斜坡信号发生器中的抖动发生器的示意图；

图12所示为根据本发明一个实施例的第二延迟模块中的抖动发生器的示意图；及

图13所示为根据本发明另一个实施例的控制提供给光源的电能的方法的流程图。

具体实施方式

以下将对本发明的实施例给出详细的参考。尽管本发明通过这些实施方式进行阐述和说明，但需要注意的是本发明并不仅仅只局限于这些实施方式。相反，本发明涵盖后附权利要求所定义的发明精神和发明范围内的所有替代物、变体和等同物。

另外，为了更好的说明本发明，在下文的具体实施方式中给出了众多的具体细节。本领域技术人员将理解，没有这些具体细节，本发明同样可以实施。在另外一些实例中，对于大家熟知的方法、流程、部件和电路未作详细描述，以便于凸显本发明的主旨。

图1A所示为根据本发明一个实施例的驱动电路100的示意图。驱动电路100包括电源122、整流器102、控制器104、变换器120和LED光源118。电源122提供输入电压V_IN（例如：交流正弦电压）。整流器102对输入电压V_IN进行整流，并提供整流电压V_REC。变换器120将整流电压V_REC变换为输出电压V_OUT，输出电压V_OUT用于驱动LED光源118。控制器104用于控制变换器120，以控制流经LED光源118的电流。

在图1A所示的实施例中，控制器104包括DRV端口、CS端口、COMP端口和GND端口。变换器120可以是（但并不限于）降压变换器，该降压变换器包括开关106、二极管108、电阻112、能量存储元件114（例如：电感）和电容116。控制器104的GND端口连接至控制器104的参考地GND1，且其COMP端口通过电容110耦合于控制器104的参考地GND1。在一个实施例中，控制器104的参考地GND1和驱动电路100的参考地GND2不同。电阻112用于感应流经电感114的电流，并产生指示流经LED光源118的电流的感应信号132。控制器104通过CS端口接收感应信号132，并根据感应信号132产生驱动信号130。控制器104通过DRV端口提供驱动信号130至变换器120中的开关106。在一个实施例中，开关106根据驱动信号130交替地闭合和断开，以调节流经电感114的电流，从而进一步调节流经LED光源118的电流。

在一个实施例中，驱动信号130是周期信号（其周期表示为T_SW）。驱动信号130在一个周期内具有第一状态（例如高电平）和第二状态（例如低电平）。当驱动信号130处于第一状态时，开关106闭合。此时，电感114上的电流I_L流经开关106、电阻112、电感114、LED光源118到驱动电路100的参考地GND2，为电感114充电。电流I_L逐渐上升。电流I_L的增加值I_{L_UP}可由式（1）表示：

I_{L_UP}=(V_REC-V_OUT)*T_ON/L   (1)

其中，T_ON表示驱动信号130处于第一状态的持续时间，L表示电感114的电感值。当驱动信号130处于第二状态时，开关106断开。此时，电感114放电，电感114上的电流I_L流经二极管108、电阻112、电感114和LED光源118。电流I_L逐渐下降。电流I_L的减小值I_{L_DOWN}可由式（2）表示：

I_{L_DOWN}=-V_OUT*T_DOWN/L   (2)

其中，T_DOWN表示驱动信号130处于第二状态时电流I_L下降至零的时间间隔（即下降时间）。由于在驱动信号130的一个周期内，电流I_L的增加值I_{L_UP}和减小值I_{L_DOWN}之和为零（I_{L_UP}+I_{L_DOWN}=0）。因此，电流I_L的持续时间T_ON和下降时间T_DOWN之间的关系可由式（3）表示：

T_DOWN=(V_REC-V_OUT)/V_OUT*T_ON   (3)

因此，可进一步推出式（4）：

T_ON+T_DOWN=V_REC/V_OUT*T_ON   (4)

电容116用于过滤电感114的电流I_L的抖动，因此，流经LED光源118的电流大致等于电流I_L的平均电流I_{L_A}。

图1B所示为根据本发明一个实施例的变换器120所接收和产生的信号波形图140。图1B将结合图1A进行描述。在一个实施例中，变换器120工作于非连续模式。图1B描述了当变换器120工作在非连续模式时，驱动信号130和电流I_L的波形图。

如图1B所示，在非连续模式下，驱动信号130的一个周期T_SW包括第一时间间隔（即持续时间）T_ON和第二时间间隔T_OFF。在第一时间间隔T_ON内，驱动信号130为高电平，则电流I_L上升。在第二时间间隔T_OFF内，驱动信号130为低电平。第二时间间隔T_OFF包括下降时间T_DOWN和恒定时间T_CONS。在下降时间T_DOWN内，电流I_L逐渐下降直到下降至零。在恒定时间T_CONS内，电流I_L保持为零，直至驱动信号130再次变为高电平（表示进入下一个周期）。因此，周期T_SW大于持续时间T_ON和下降时间T_DOWN之和。根据图1B所示的电流I_L的波形，可推导出流经LED光源118的平均电流I_{L_A}，由式（5）表示：

I_{L_A}=1/2*(I_{L_UP}*T_ON+|I_{L_DOWN}|*T_DOWN)/T_SW   (5)

根据式（1）、式（4）和式（5），平均电流I_{L_A}可进一步改写为式（6）：

I_{L_A}=1/2*I_{L_UP}*(T_ON+T_DOWN)/T_SW

=1/(2L)*(V_REC-V_OUT)*T_ON*(T_ON+T_DOWN)/T_SW

=1/(2L)*(V_REC-V_OUT)*(T_ON ²/T_SW)*(V_REC/V_OUT)。   (6)

因此，流经LED光源118的平均电流I_{L_A}的电流值是持续时间T_ON的平方除以周期T_SW的商（即T_ON ²/T_SW）的函数。

控制器104控制驱动信号130的周期T_SW和持续时间T_ON均发生变化。也就是说，在驱动信号130的不同周期中，其周期T_SW可以在预设范围内随机的变化或按照预设方式规律地变化。举例说明，当驱动电路100上电启动后，驱动信号130按照第一个周期T_SW1、第二个周期T_SW2、第三个周期T_SW3、第四个周期T_SW4以及后续周期（例如周期T_SW6至T_SW10）依次运行。如果设定周期T_SW的最大变化率为10%，则第二个周期T_SW2、第三个周期T_SW3、第四个周期T_SW4和后续周期相对于第一个周期T_SW1的变化率小于或等于10%。如表1所示，第一个周期T_SW1、第二个周期T_SW2、第三个周期T_SW3、第四个周期T_SW4、第五个周期T_SW5、第六个周期T_SW6、第七个周期T_SW7、第八个周期T_SW8、第九个周期T_SW9和第十个周期T_SW10的周期值可以分别等于T_{SW_M}、1.01*T_{SW_M}、1.02*T_{SW_M}、1.03*T_{SW_M}、1.04*T_{SW_M}、1.05*T_{SW_M}、1.06*T_{SW_M}、1.07*T_{SW_M}、1.08*T_{SW_M}和1.09*T_{SW_M}。其中，T_{SW_M}表示驱动信号130的预设基础周期。在一个实施例中，在驱动电路100上电启动后，驱动信号130的第一个周期T_SW1的周期值默认等于预设基础周期T_{SW_M}。在另一个实施例中，第二个周期T_SW2、第三个周期T_SW3、第四个周期T_SW4以及后续周期相对于第一个周期T_SW1的变化率可以等于其他满足最大变化率为10%的随机数值，例如表2所示，第一个周期T_SW1、第二个周期T_SW2、第三个周期T_SW3、第四个周期T_SW4、第五个周期T_SW5、第六个周期T_SW6、第七个周期T_SW7、第八个周期T_SW8、第九个周期T_SW9和第十个周期T_SW10的周期值可以分别等于T_{SW_M}、1.03*T_{SW_M}、1.07*T_{SW_M}、1.02*T_{SW_M}、1.05*T_{SW_M}、1.01*T_{SW_M}、1.03*T_{SW_M}、1.02*T_{SW_M}、1.08*T_{SW_M}和1.06*T_{SW_M}。

表1

周期数	周期值	变化率
			TSW1	TSW_M	0

TSW2	1.01*TSW_M	1%
			TSW3	1.02*TSW_M	2%
TSW4	1.03*TSW_M	3%
			TSW5	1.04*TSW_M	4%
TSW6	1.05*TSW_M	5%
			TSW7	1.06*TSW_M	6%
TSW8	1.07*TSW_M	7%
			TSW9	1.08*TSW_M	8%
TSW10	1.09*TSW_M	9%

表2

周期数	周期值	变化率
			TSW1	TSW_M	0
TSW2	1.03*TSW_M	3%
			TSW3	1.07*TSW_M	7%
TSW4	1.02*TSW_M	2%
			TSW5	1.05*TSW_M	5%
TSW6	1.01*TSW_M	1%
			TSW7	1.03*TSW_M	3%
TSW8	1.02*TSW_M	2%
			TSW9	1.08*TSW_M	8%
TSW10	1.06*TSW_M	6%

有利的是，开关106的切换频率随着周期T_SW的变化而发生了变化。由于切换频率引入电流I_L的噪声能量分散到不同的频带，电流I_L的某一个频率点上的噪声能量相对较低。因此，提高了驱动电路100的电磁兼容性。

同时，控制器104通过设定持续时间T_ON的变化率，可以使得在驱动信号130的每一个周期内，持续时间T_ON的平方值除以周期T_SW的商基本上不随该周期T_SW的变化而发生变化。根据式（6），流经LED光源118的平均电流I_{L_A}则基本上不随周期T_SW的变化而发生变化。由此，避免了LED光源118跟随切换频率而发生闪烁，提高了驱动电路100的稳定性。

以下将进一步描述持续时间T_ON和周期T_SW的变化率的设定。

在一个实施例中，控制器104控制周期T_SW具有变化率例如其中T_{SW_M}表示驱动信号130的预设基础周期。控制器104控制持续时间T_ON具有变化率β，例如T_ON=T_{ON_M}*(1+β)，其中T_{ON_M}表示驱动信号130的预设基础持续时间。在一个实施例中，在驱动电路100上电启动后，驱动信号130的启始周期T_SW（即第一个周期T_SW1）默认等于预设基础周期T_{SW_M}，且启始周期T_SW中的持续时间T_ON默认等于预设基础持续时间T_{ON_M}。在后续周期中，周期T_SW和持续时间T_ON分别在预设基础周期T_{SW_M}和预设基础持续时间T_{ON_M}的基础上变化。因此，T_ON ²/T_SW可由式（7）表示：

${T_{\mathrm{ON}}}^2/T_{\mathrm{SW}}={[T_{\mathrm{ON}\_M}*(1+\mathrm{\β})]}^2/[T_{\mathrm{SW}\_M}*(1+\∂)]$

$={T_{\mathrm{ON}\_M}}^2/T_{\mathrm{SW}\_M}*(1+2\mathrm{\β}+{\mathrm{\β}}^2)/(1+\∂)---\left(7\right)$

根据式（7），控制器104通过设置和β，使得此时，在后续周期中，持续时间T_ON的平方除以周期T_SW的商保持等于预设基础持续时间T_{ON_M}的平方除以预设基础周期T_{SW_M}的商。换句话说，控制器104控制周期T_SW的变化率和持续时间T_ON的变化率β满足式（8）的关系，则T_ON ²/T_SW不随周期T_SW的变化率而变化。

$\∂=2\mathrm{\β}+{\mathrm{\β}}^2---\left(8\right)$

因此，只要周期T_SW的变化率和持续时间T_ON的变化率β满足公式（8），则流经LED光源118的平均电流I_{L_A}基本上不随周期T_SW的变化而发生变化。术语“基本上不随”表示整流电压V_REC或输出电压V_OUT可能会跟随变化率的变化而发生变化，但是该变化限制于一个特定范围内，从而不会使得LED光源118产生闪烁。

在一个实施例中，如果设定变化率β的最大值小于预设变化率，例如：β小于5%，则可以忽略式（8）中等式右边二次项β²。因此，由式（8）可以近似推导出式（9）：

$\∂=2\mathrm{\β}---\left(9\right)$

由式（9）所示，在一个实施例中，控制器104可以设定周期T_SW的变化率和持续时间T_ON的变化率β成比例。更进一步说，控制器104可以设定周期T_SW的变化率大约等于持续时间T_ON的变化率β的两倍。在变化率β小于预设变化率（例如5%）的情况下，通过这种方式的设定，可以使得驱动信号130的持续时间T_ON的平方除以周期T_SW的商基本上不随周期T_SW的变化而发生变化。本领域的技术人员应该知道，控制器104可以设定变化率和变化率β之间的比例为接近2的其他值，例如：或只要设定的变化率和变化率β的值可以防止LED光源118产生闪烁，都在本发明的保护范围内。

图1C所示为根据本发明另一个实施例的驱动电路150的示意图。图1C与图1A中标号相同的部件具有类似的功能。图1C将结合图1A进行描述。在图1C的实施例中，变换器160是升压变换器。变换器160还可以包含其他结构，且不局限于图1A和图1C的实施例。

驱动电路150包括电源122、整流器102、控制器104、变换器160和LED光源118。在图1C所示的实施例中，变换器160包括开关166、二极管168、电阻172、能量存储元件174（例如：电感）和电容176。当驱动信号130处于第一状态（例如高电平）时，开关166闭合。此时，电感174上的电流I_L’流经电感174、开关166和电阻172，为电感174充电。此时，电流I_L’逐渐上升。当驱动信号130处于第二状态（例如低电平）时，开关166断开。此时，电感174放电，电感174上的电流I_L’从电感174流经二极管168至LED光源118。此时，电流I_L’逐渐下降。根据类似于图1A中公式的推导过程，可以推导出流经LED光源118的平均电流I_{L_A}’，由式（10）表示：

I_{L_A}’=1/2*I_{L_UP}’*T_DOWN’/T_SW’

=1/(2L’)*V_REC*T_ON’*T_DOWN’/T_SW’

=1/(2L’)*(T_ON’²/T_SW’)*V_REC ²/(V_OUT-V_REC)   (10)

其中，I_{L_UP}’表示驱动信号130处于第一状态时电流I_L’的增加值，T_ON’表示驱动信号130处于第一状态的持续时间，T_DOWN’表示驱动信号130处于第二状态时电流I_L’下降至零的时间间隔（即下降时间），T_SW’表示驱动信号130的周期，L’表示电感174的电感值。因此，流经LED光源118的平均电流I_{L_A}’的电流值是持续时间T_ON’的平方除以周期T_SW’的商（即T_ON’²/T_SW’）的函数。有利的是，与图1A的描述类似，控制器104控制驱动信号130的周期T_SW’和持续时间T_ON’均发生变化，提高了驱动电路150的电磁兼容性。同时，控制器104还通过设定周期T_SW’的变化率和持续时间T_ON’的变化率，使得持续时间T_ON’的平方值除以周期T_SW’的商基本上不随该周期T_SW’的变化而发生变化，从而控制流经LED光源118的平均电流I_{L_A}’基本上不随周期T_SW’的变化而发生变化。由此，提高了驱动电路150的稳定性。

图1D所示为根据本发明另一个实施例的驱动电路180的示意图。图1D与图1A中标号相同的部件具有类似的功能。在图1D的实施例中，变换器182是低侧降压变换器（Low-side Buck Converter）。变换器182包括串联耦合的二极管184、开关186和电阻188，以及能量存储元件114（例如：电感）和电容116。变换器182还可以包含其他结构，且不局限于图1A、图1C和图1D的实施例。图1D中的驱动电路180与图1A中的驱动电路100相似。

图2A所示为根据本发明一个实施例的控制器104的示意图。图2A中与图1A至图1C标号相同的部件具有类似的功能。图2A将结合图1A至图1C进行描述。

在一个实施例中，控制器104包括斜坡信号发生器202、感应电路212和输出电路214。感应电路212通过CS端口接收感应信号132。感应信号132指示流经LED光源118的电流。感应电路212根据感应信号132在COMP端口产生参考信号134。斜坡信号发生器202产生斜坡信号RAMP。在一个实施例中，斜坡信号RAMP是周期性地上升和下降的周期信号，在每个周期中，斜坡信号RAMP从谷值V_N上升到峰值V_P，再由峰值V_P下降到谷值V_N。此外，斜坡信号发生器202还产生控制信号CTR。在一个实施例中，控制信号CTR是方波信号。在斜坡信号RAMP上升的时间间隔内，控制信号CTR处于第三状态（例如：高电平）；在斜坡信号RAMP下降的时间间隔内，控制信号CTR处于第四状态（例如：低电平）。输出电路214接收参考信号134和斜坡信号RAMP，并根据参考信号134和斜坡信号RAMP在控制器104的DRV端口产生驱动信号130，以控制开关106交替地闭合和断开。在一个实施例中，斜坡信号发生器202调节斜坡信号RAMP的上升速率和下降速率，以控制驱动信号130处于第一状态的持续时间T_ON和驱动信号130的周期T_SW均发生变化。例如，驱动信号130的周期T_SW的变化率为，持续时间T_ON的变化率为β，且变化率和β满足式（8）或（9），从而使得流经LED光源118的平均电流I_{L_A}基本上不随周期T_SW的变化而发生变化。斜坡信号发生器202的操作将在图3的实施例中进一步描述。

在一个实施例中，感应电路212包括滤波器204和误差放大器206。滤波器204接收指示流经LED光源118的电流I_L的感应信号132，并对感应信号132进行滤波，以产生滤波信号216。在一个实施例中，滤波信号216指示流经LED光源118的平均电流I_{L_A}。误差放大器206的反向输入端口接收滤波信号216，其正向输入端口接收预设参考信号REF。预设参考信号REF指示流经LED光源118的平均电流I_{L_A}的目标电流值。误差放大器206根据滤波信号216和预设参考信号REF产生参考信号134。在一个实施例中，参考信号134由预设参考信号REF和滤波信号216之间的差值决定。

输出电路214包括比较器208和触发器210。比较器208比较斜坡信号RAMP和参考信号134。触发器210根据比较器208的比较结果和控制信号CTR产生驱动信号130，以控制开关106交替地闭合和断开。

图2B所示为根据本发明一个实施例的输出电路214所接收和产生的信号的波形图220。图2B将结合图2A进行描述。图2B示出了控制信号CTR、斜坡信号RAMP和驱动信号130。

在一个实施例中，输出电路214接收斜坡信号RAMP和控制信号CTR。如图2B所示，控制信号CTR为脉冲宽度调制（Pulse-WidthModulation，PWM）信号。在T₀至T₂的时间间隔T_UP中，斜坡信号RAMP上升，控制信号CTR具有高电平；在T₂至T₃的时间间隔T_DW中，斜坡信号RAMP下降，控制信号CTR具有低电平。更具体地说，斜坡信号RAMP的一个周期包括T₀至T₁的第一时间间隔和T₁至T₃的第二时间间隔。其中，在时刻T₀，斜坡信号RAMP等于谷值V_N，控制信号CTR被切换至高电平。在T₀至T₁的第一时间间隔内，斜坡信号RAMP从谷值V_N上升至等于参考信号134的电压值。由于斜坡信号RAMP小于参考信号134且控制信号CTR为高电平，则驱动信号130处于第一状态（如高电平）。在T₁至T₃的第二时间间隔内，斜坡信号RAMP从参考信号134的电压值上升至峰值V_P，并继续从峰值V_P下降至谷值V_N。具体而言，在T₁至T₂的时间间隔内，斜坡信号RAMP从参考信号134的电压值上升至峰值V_P。由于斜坡信号RAMP大于参考信号134且控制信号CTR为高电平，则驱动信号130处于第二状态（如低电平）。在时刻T₂，当斜坡信号RAMP上升至等于峰值V_P时，控制信号CTR被切换至低电平。在T₂至T₃的时间间隔内，斜坡信号RAMP从峰值V_P下降至谷值V_N。由于控制信号CTR为低电平，则驱动信号130保持第二状态（如低电平）。在时刻T₃，控制器104进入新的周期。

如图2B所示，驱动信号130处于第一状态的持续时间T_ON等于斜坡信号RAMP从谷值V_N上升至等于参考信号134的电压值的第一时间间隔。因此，斜坡信号RAMP的上升速率的变化率决定了持续时间T_ON的变化率。在一个实施例中，通过设置指示斜坡信号RAMP的上升速率的上升时间T_UP的变化率为β，从而使得持续时间T_ON的变化率为β。此外，驱动信号130的周期T_SW等于斜坡信号RAMP从谷值V_N上升至峰值V_P的上升时间T_UP与斜坡信号RAMP从峰值V_P下降至谷值V_N的下降时间T_DW之和。因此，斜坡信号RAMP的上升速率的变化率决定了斜坡信号RAMP的上升时间T_UP的变化率，斜坡信号RAMP的下降速率的变化率决定了斜坡信号RAMP的下降时间T_DW的变化率。也就是说，斜坡信号RAMP的上升速率的变化率和下降速率的变化率共同决定了驱动信号130的周期T_SW的变化率。在一个实施例中，斜坡信号RAMP的周期等于驱动信号130的周期T_SW。通过设置指示上升速率和下降速率的斜坡信号RAMP的周期的变化率为2β，从而使得驱动信号130的周期T_SW的变化率为2β。有利的是，斜坡信号发生器202通过控制斜坡信号RAMP的周期T_SW和上升时间T_UP均发生变化，使其变化率分别为2β和β，可使得驱动信号130的周期T_SW和持续时间T_ON的变化率分别为2β和β，从而使得流经LED光源118的电流基本上不随周期T_SW的变化而发生变化。

图3所示为根据本发明一个实施例的斜坡信号发生器202的示意图。图3中与图2A标号相同的部件具有类似的功能。图3将结合图2A和图2B进行描述。

在一个实施例中，斜坡信号发生器202包括电流发生器306、开关310、开关312、能量存储元件322（例如：电容）和控制电路318。在一个实施例中，电流发生器306耦合于控制电路318，用于产生充电电流I_CH和放电电流I_DISCH。开关310根据控制信号CTR选择性地导通充电电流I_CH的电流通路，为电容322充电。开关312根据控制信号CTR选择性地导通放电电流I_DISCH的电流通路，为电容322放电。电容322用于提供斜坡信号RAMP。控制电路318根据斜坡信号RAMP产生控制信号CTR，以控制开关310和312。

更具体地说，当控制信号CTR为高电平时，开关312断开，开关310闭合，因此，充电电流I_CH流入电容322，为电容322充电。此时，斜坡信号RAMP从谷值V_N逐渐上升到峰值V_P，其上升速率由充电电流I_CH决定。当控制信号CTR为低电平时，开关310断开，开关312闭合，此时，放电电流I_DISCH从电容322流出，为电容322放电。斜坡信号RAMP从峰值V_P下降到谷值V_N，其下降速率由放电电流I_DISCH决定。

在一个实施例中，控制电路318包括比较器314和触发器316。比较器314用于比较斜坡信号RAMP与第一阈值（例如：峰值V_P），并比较斜坡信号RAMP与第二阈值（例如：谷值V_N），以及根据前述两个比较结果产生触发信号TRG。触发器316根据触发信号TRG产生控制信号CTR。结合图2B进行描述，当斜坡信号RAMP上升至第一阈值V_P时（如在时刻T₂），触发信号TRG切换至第五状态（如低电平），从而复位触发器316，使得控制信号CTR由高电平变为低电平。此时，控制电路318导通放电电流I_DISCH的电流通路，电容322开始放电，斜坡信号RAMP开始下降。当斜坡信号RAMP下降至第二阈值V_N时（如在时刻T₃），触发信号TRG切换至第六状态（如高电平），从而置位触发器316，使得控制信号CTR由低电平变为高电平。此时，控制电路318导通充电电流I_CH的电流通路，电容322开始充电，斜坡信号RAMP开始上升。

在一个实施例中，电流发生器306调节充电电流I_CH和放电电流I_DISCH，以实现驱动信号130的周期T_SW和持续时间T_ON在不同周期内发生变化，且变化率满足公式（8）或公式（9）。在图3的实施例中，电流发生器306包括恒定电流发生器302和抖动电流发生器304。恒定电流发生器302用于产生第一电流I₁和第二电流I₂。抖动电流发生器304用于产生第一抖动电流I_J1和第二抖动电流I_J2。斜坡信号发生器202融合第一电流I₁和第一抖动电流I_J1，以产生充电电流I_CH；斜坡信号发生器202融合第二电流I₂和第二抖动电流I_J2，以产生放电电流I_DISCH。在一个实施例中，第一电流I₁和第二电流I₂保持恒定。但是，第一抖动电流I_J1和第二抖动电流I_J2在驱动信号130的不同周期内具有不同电流值，从而使得充电电流I_CH和放电电流I_DISCH在驱动信号130的不同周期内具有不同电流值，进而使得斜坡信号RAMP的上升速率和下降速率发生变化。抖动电流发生器304将在图4中进一步描述。

在一个实施例中，根据式（9），为了使得持续时间T_ON和周期T_SW的变化率分别为β和2β，恒定电流发生器302保持第二电流I₂和第一电流I₁之间的比例为第一预设值k，即I₂=k*I₁。此外，抖动电流发生器304保持第二抖动电流I_J2和第一抖动电流I_J1之间的比例为第二预设值a*k，即I_J2=a*k*I_J1。也就是说，当斜坡信号RAMP下降至谷值V_N时，第一电流I₁和第二电流I₂保持恒定，且第二电流I₂和第一电流I₁之间的比例为第一预设值；此外，第一抖动电流I_J1和第二抖动电流I_J2会发生变化，且第二抖动电流I_J2和第一抖动电流I_J1之间的比例恒定。例如，第一抖动电流I_J1的电流值从I_{J1_1}调节至I_{J1_2}，第二抖动电流I_J2的电流值从I_{J2_1}调节至I_{J2_2}，其中，I_{J2_1}和I_{J1_1}之间的比例等于I_{J2_2}和I_{J1_2}之间的比例，且I_{J2_1}和I_{J1_1}之间的比例为第二预设值。以下将推导参数a和k的设定。值得说明的是，在以下描述中，预设值a和k的推导是基于第一抖动电流I_J1和第二抖动电流I_J2在相对较小范围内变化的前提下进行的（例如变化率β小于5%）。因此，根据泰勒级数的线性近似的原理，变量1/（1+β）可以线性近似为1-β，同理，变量1+2β可以线性近似为1/（1-2β）。

在一个实施例中，充电电流I_CH决定了斜坡信号RAMP的上升速率，更具体地说，充电电流I_CH与斜坡信号RAMP的上升时间T_UP成反比。如果设定上升时间T_UP的变化率为β（使得持续时间T_ON的变化率为β），则充电电流I_CH可以表示为I_CH=I_{CH_M}/(1+β)，其中I_{CH_M}表示充电电流I_CH的预设基础值。根据线性近似理论，充电电流I_CH可以表示为I_CH=I_{CH_M}*(1-β),也就是说，充电电流I_CH的变化率可近似为-β。因此，如果β被设定为相对较小值，通过设置充电电流I_CH的变化率为-β，可使得斜坡信号RAMP的上升时间T_UP的变化率为β，从而使得持续时间T_ON的变化率为β。例如，在斜坡信号RAMP的一个周期内，如果充电电流I_CH相对于前一周期下降了0.5%，则可以推出持续时间T_ON相对于前一周期近似上升了0.5%。

更具体地说，充电电流I_CH等于第一电流I₁和第一抖动电流I_J1之和，其中，第一电流I₁具有恒定的电流值，第一抖动电流I_J1决定了充电电流I_CH的变化率。在一个实施例中，通过设置第一抖动电流I_J1等于第一电流I₁乘以变化率-β，即：I_J1=(-β)*I₁，可使得充电电流I_CH具有变化率-β。其中，当变化率β为正值时，表示第一抖动电流I_J1与第一电流I₁的电流方向相反，也就是说，充电电流I_CH的电流值小于第一电流I₁的电流值。当变化率β为负值时，表示第一抖动电流I_J1与第一电流I₁的电流方向相同，也就是说，充电电流I_CH的电流值大于第一电流I₁的电流值。因此，充电电流I_CH可由式（11）表示：

I_CH=I₁+I_J1=I₁*(1-β)   (11)

同理，放电电流I_DISCH可由式（12）表示：

I_DISCH=I₂+I_J2=k*I₁*(1-a*β)   (12)

以下将推导如何设置参数a和k，以使得周期T_SW的变化率为2β。

根据图2B的描述，斜坡信号RAMP的上升时间T_UP和下降时间T_DW共同决定了斜坡信号RAMP的周期T_SW。周期T_SW可由式（13）表示：

T_SW=T_UP+T_DW=(V_P-V_N)*(C/I_CH+C/I_DISCH)   (13)

其中C表示电容322的电容值。将式（11）和式（12）代入式（13），即可得到式（14）：

$T_{\mathrm{SW}}=(V_P-V_N)*C\left(\frac{1-\frac{\mathrm{ak}+1}{1+k}\mathrm{\β}}{\frac{k{I}_1}{1+k}[1-(1+a)\mathrm{\β}+a{\mathrm{\β}}^2]}\right)---\left(14\right)$

如果驱动信号130的预设基础周期中，第一抖动电流I_J1和第二抖动电流I_J2均等于零，则预设基础周期可表示为：

$Y_{\mathrm{SW}\_M}=(V_P-V_N)*C*\left(\frac{1+k}{k{I}_1}\right),$ 从而后续周期可以表示为

如果设定周期T_SW相对于预设基础周期T_{SW_M}的变化率为2β，则周期T_SW可表示为T_SW=T_{SW_M}*(1+2β)。根据线性近似的理论，周期T_SW可进一步近似表示为T_SW=T_{SW_M}/(1-2β)，于是得出式（15）：

$\frac{1}{1-2\mathrm{\β}}=\frac{1-\frac{\mathrm{ak}+1}{1+k}\mathrm{\β}}{1-(1+a)\mathrm{\β}+a{\mathrm{\β}}^2}---\left(15\right)$

进一步化简后得出式（16）：

$1-(\frac{\mathrm{ak}+1}{1+k}+2)\mathrm{\β}+2*\frac{\mathrm{ak}+1}{1+k}{\mathrm{\β}}^2=1-(1+a)\mathrm{\β}+a{\mathrm{\β}}^2---\left(16\right)$

当变化率β在相对小范围内变化时（例如变化率β小于5%），可忽略式（16）两边β的二次项β²。由此，式（16）等式两边的一次项系数相等，即：即a=k+2。在一个实施例中，可设定a=6且k=4。也就是说，当恒定电流发生器302保持第二电流I₂与第一电流I₁之间的比例等于4，且抖动电流发生器304保持第二抖动电流I_J2与第一抖动电流I_J1之间的比例等于24时，可使得驱动信号130的周期T_SW的变化率大致为持续时间T_ON的变化率的两倍，即满足公式（9）。当然，本领域的技术人员应该知道，根据公式（16），参数a和k还可以设置为其他值。

因此，在图3的实施例中，电流发生器306设置充电电流I_CH的变化率为-β，可近似设置持续时间T_ON的变化率为β。同时，在后续周期中，电流发生器306保持第二电流I₂与第一电流I₁之间的比例为k，且保持第二抖动电流I_J2与第一抖动电流I_J1之间的比例为a*k，其中，a和k满足公式（16）。这样，在任意的后续周期中，周期T_SW的变化率近似为2β。根据图2A的描述（如式（9）），流过LED光源118的电流基本上不随周期T_SW的变化而发生变化。

图4所示为根据本发明一个实施例的抖动电流发生器304的示意图。图4中与图3标号相同的部件具有类似的功能。图4将结合图3进行描述。在图4的实施例中，在驱动信号130的不同周期中，变化率β按照预设方式规律地变化。

在一个实施例中，抖动电流发生器304包括抖动电流发生模块402、触发器404、电流源406和电流镜408。在一个实施例中，触发器404可为多个串联耦合的D触发器。触发器404接收控制信号CTR，并根据控制信号CTR产生抖动信号J1、J2和J3。下文中将结合图5进一步描述触发器404如何根据控制信号CTR产生抖动信号J1、J2和J3。电流源406产生指示第一电流I₁的参考电流I_REF。抖动电流发生模块402接收参考电流I_REF，并根据抖动信号J1、J2和J3产生第一抖动电流I_J1。电流镜408接收第一抖动电流I_J1，并根据第一抖动电流I_J1产生第二抖动电流I_J2。电流镜408保持第二抖动电流I_J2与第一抖动电流I_J1之间的比例为第二预设值a*k。

在图4的实施例中，抖动电流发生模块402包括并联耦合的晶体管M0、M1、M2和M3、以及分别与晶体管M1、M2、M3串联耦合的开关S1、S2、S3。晶体管M0分别与晶体管M1、M2、M3构成多个电流镜，分别产生电流I_PRE1、I_PRE2和I_PRE3。抖动信号J1、J2和J3分别控制开关S1、S2和S3的导通状态，从而产生第一抖动电流I_J1。以开关S1为例，如果抖动信号J1为高电平（用数字1表示），则开关S1闭合；如果抖动信号J1为低电平（用数字0表示），则开关S1断开。其他开关S2和S3具有类似的功能。

图5所示为根据本发明一个实施例的触发器404所接收和产生的信号的波形图500。图5将结合图4进行描述。图5示出了控制信号CTR和抖动信号J1至J3的波形。在图5的实施例中，抖动信号J1至J3可以由数字信号表示，例如：数字1表示对应信号为高电平，数字0表示对应信号为低电平。在一个实施例中，抖动信号J1至J3根据控制信号CTR而改变状态。更具体地说，在一个实施例中，抖动信号J1至J3由控制信号CTR的上升沿触发切换状态。如果将J1J2J3看作为二进制数字，在图5的实施例中，控制信号CTR的每一个上升沿都将触发二进制数字加1。更具体地说，抖动信号J1至J3从000开始递增，在接下来的周期中依次等于001、010、011、100、101、110、111，并如此循环。

在本发明的一个实施例中，第一抖动电流I_J1与抖动信号J1、J2和J3之间的对应关系可以如表3所示。

表3

J1J2J3	IJ1
		000	0
001	IPRE3
		010	IPRE2
011	IPRE2+IPRE3
		100	IPRE1
101	IPRE1+IPRE3
		110	IPRE1+IPRE2
111	IPRE1+IPRE2+IPRE3

根据图4的描述，对于晶体管M1而言，当抖动信号J1为数字1的时候，开关S1闭合，从而导通电流I_PRE1；当抖动信号J1为数字0的时候，开关S1断开，从而截止电流I_PRE1；其他开关S2和S3具有类似的操作。因此，根据图5，在控制信号CTR相邻的8个周期中，抖动信号J1至J3分别具有8种工作状态，因此，开关S1至S3会有8种开关状态，从而使得第一抖动电流I_J1在相邻的8个周期中具有8个不同电流值。更具体地说，当抖动信号J1至J3在相邻的8个周期中分别为000、001、010、011、100、101、110和111时，如表3所示，第一抖动电流I_J1分别为0、I_PRE3、I_PRE2、I_PRE2+I_PRE3、I_PRE1、I_PRE1+I_PRE3、I_PRE1+I_PRE2和I_PRE1+I_PRE3+I_PRE3。在一个实施例中，电流I_PRE1、I_PRE2和I_PRE3满足I_PRE1>I_PRE2+I_PRE3>I_PRE2>I_PRE3，例如I_PRE1=4uA，I_PRE2=2uA，I_PRE3=1uA。因此，在相邻的8个周期中，第一抖动电流I_J1逐渐增加。

本发明并不局限于图4和图5的实施例。在另一个实施例中，触发器404可以是触发递减的，也就是说，在相邻的8个周期中，抖动信号J1至J3可以分别为111、110、101、100、011、010、001和000，因此，在相邻的8个周期中，第一抖动电流I_J1逐渐减小。在另一个实施例中，触发器404可替换为随机数字发生器，当检测到控制信号CTR的一个上升沿时，随机数字发生器随机产生抖动信号J1至J3，也就是说，抖动信号J1、J2或者J3可以是随机的1或0。在该实施例中，第一抖动电流I_J1在不同的周期中可能增加也可能减小。

图6所示为根据本发明一个实施例的控制提供给光源的电能的方法的流程图600。图6将结合图1A至图5进行描述。尽管图6公开了某些特定的步骤，但这些步骤仅仅作为示例。本发明同样适用于图6所示步骤的变形或其他步骤。

在步骤602中，根据开关（如开关106）的状态将输入电压转换为输出电压，以驱动光源（如LED光源118）。

在步骤604中，产生驱动信号（如驱动信号130），用于交替地闭合和断开开关，以控制流经光源的电流，其中，驱动信号是周期信号，且驱动信号在一个周期内具有第一状态（如高电平）和第二状态（如低电平）；当驱动信号处于第一状态时，闭合开关；当驱动信号处于第二状态时，断开开关。在一个实施例中，产生驱动信号的步骤进一步包括：接收参考信号（如参考信号134）；产生斜坡信号（如斜坡信号RAMP），斜坡信号周期性地上升和下降；以及根据参考信号和斜坡信号产生驱动信号，其中，驱动信号的一个周期包括第一时间间隔和第二时间间隔；在第一时间间隔内，斜坡信号从谷值（如谷值V_N）上升至等于参考信号的电压值；在第二时间间隔内，斜坡信号从参考信号的电压值上升至峰值（如峰值V_P），并继续从峰值下降至谷值；其中，在第一时间间隔内，驱动信号处于第一状态，在第二时间间隔内，驱动信号处于第二状态。

在一个实施例中，产生斜坡信号的步骤进一步包括：比较斜坡信号和第一阈值（如峰值V_P）；比较斜坡信号和第二阈值（如谷值V_N）；当斜坡信号上升至第一阈值时，导通放电电流（如放电电流I_DISCH），为电容（如电容322）放电，使得斜坡信号下降；以及当斜坡信号下降至第二阈值时，导通充电电流（如充电电流I_CH），为电容充电，使得斜坡信号上升。在一个实施例中，融合第一电流（如第一电流I₁）和第一抖动电流（如第一抖动电流I_J1），以产生充电电流；融合第二电流（如第二电流I₂）和第二抖动电流（如第二抖动电流I_J2），以产生放电电流，其中，第二电流与第一电流成比例，且第二抖动电流和第一抖动电流成比例。

在步骤606中，控制驱动信号的周期和第一状态的持续时间均发生变化，其中，在驱动信号的每一个周期内，持续时间的平方除以周期的商基本上不随周期的变化而发生变化，从而使得流经光源的电流基本上不随周期的变化而发生变化。在一个实施例中，周期的变化率与持续时间的变化率之间符合：其中，表示周期的变化率，β表示持续时间的变化率。在另一个实施例中，周期的变化率与持续时间的变化率成比例。例如，周期的变化率是持续时间的变化率的两倍。

在一个实施例中，通过调节斜坡信号的上升速率和下降速率，以控制驱动信号的周期和持续时间均发生变化。在一个实施例中，保持第一电流和第二电流恒定，第二电流和第一电流之间的比例为第一预设值；当斜坡信号下降至第二阈值时，调节第一抖动电流和第二抖动电流的电流值，并保持第二抖动电流和第一抖动电流之间的比例为第二预设值，从而使得在驱动信号的每一个周期内，持续时间的平方除以周期的商基本上不随周期的变化而发生变化。

如前所述，本发明的实施例公开了光源驱动电路、控制提供给光源的电能的控制器以及方法。本发明的光源驱动电路包括变换器和控制器，变换器用于提供输出电压，以驱动光源；变换器包括开关，开关根据驱动信号交替地闭合和断开，以控制流经光源的电流；控制器用于产生驱动信号，其中，驱动信号是周期信号，且驱动信号在一个周期内具有第一状态和第二状态；当驱动信号处于第一状态时，开关闭合；当驱动信号处于第二状态时，开关断开；控制器控制驱动信号的周期和第一状态的持续时间均发生变化，并且，在驱动信号的每一个周期内，持续时间的平方除以周期的商基本上不随周期的变化而发生变化，从而使得流经光源的电流基本上不随周期的变化而发生变化。有利的是，本发明的光源驱动电路通过控制开关的切换频率随着驱动信号周期的变化而发生变化，提高了驱动电路的电磁兼容性。此外，驱动电路通过设定驱动信号第一状态的持续时间和周期的变化率，使得在驱动信号的每一个周期内，持续时间的平方除以周期的商基本上不随该周期的变化而发生变化，从而使得流经光源的平均电流基本上不随周期的变化而发生变化。由此，避免了光源跟随开关的切换频率而发生闪烁，提高了驱动电路的稳定性。

图7A所示为根据本发明另一个实施例的驱动电路700的示意图。图7A中与图1A标号相同的部件具有类似的功能。图7A将结合图1A进行描述。

在图7A所示的实施例中，驱动电路700包括电源122、整流器102、控制器704、变换器720以及LED光源118。整流器102接收由电源122提供的输入电压V_IN（例如：交流正弦电压），并对输入电压V_IN进行整流，以提供整流电压V_REC。变换器720将整流电压V_REC变换为输出电压V_OUT，输出电压V_OUT用于驱动LED光源118。控制器704用于控制变换器720，以控制流过LED光源118的电流。

在图7A所示的实施例中，控制器704包括DRV端口、CS端口、COMP端口、GND端口和ZCD端口。变换器720可以是（但并不限于）降压变换器，该降压变换器包括开关706、二极管708、电阻712、能量存储元件714（例如：电感）、电容716以及检测电路736。控制器704的GND端口连接至控制器704的参考地GND3，且其COMP端口通过电容710耦合于控制器704的参考地GND3。在一个实施例中，控制器704的参考地GND3和驱动电路700的参考地GND4不同。

在一个实施例中，检测电路736包括具有初级线圈724和次级线圈722的变压器。初级线圈724并联耦合至电感114。次级线圈722通过二极管726和电容728耦合至控制器704的参考地GND3。在一个实施例中，次级线圈722用于提供指示流过LED光源118的电流降至预设值（例如，零安培）的电流检测信号730。感应器712（例如，电阻）用于感应流经电感714的电流，并产生指示流经LED光源118的电流的感应信号732。控制器704通过ZCD端口和CS端口分别接收电流检测信号730和感应信号732，并根据电流检测信号730和感应信号732产生驱动信号PWM。控制器704通过DRV端口提供驱动信号PWM至变换器720中的开关706。在一个实施例中，开关706根据驱动信号PWM交替地闭合和断开，以调节流经电感714的电流，从而进一步调节流经LED光源118的电流。

图7B所示为根据本发明一个实施例的变换器720所接收和产生的信号波形图740。图7B将结合图7A进行描述。在一个实施例中，变换器720工作于非连续模式。本领域技术人员应该理解，在此使用之措辞和表达都是用于说明而非限制，例如，变换器720还可工作于准谐振模式。图7B描述了当变换器720工作在非连续模式时，驱动信号PWM、流经电感714的电流I_L、电流检测信号730和检测输出信号ZCDO的波形图。

在一个实施例中，驱动信号PWM为脉冲宽度调制信号。如图7B所示，驱动信号PWM的一个周期T_SW包括闭合时间（即第一时间间隔）T_ON和关断时间T_OFF。在闭合时间T_ON内，驱动信号PWM为高电平，则电流I_L上升。在关断时间T_OFF内，驱动信号PWM为低电平。关断时间T_OFF包括下降时间T_DOWN和恒定时间T_CONS。在下降时间T_DOWN内，电流I_L逐渐下降直到下降至零。在恒定时间T_CONS内，电流I_L保持为零，直至驱动信号PWM变为高电平（表示进入下一个周期）。根据图1A中关于式（6）的描述，流经LED光源118的平均电流I_{L_A}可由式（17）表示：

I_{L_A}=1/(2L)*(V_REC-V_OUT)*(T_ON ²/T_SW)*(V_REC/V_OUT)。(17)

因此，流经LED光源118的平均电流I_{L_A}的电流值是闭合时间T_ON的平方除以周期T_SW的商（即T_ON ²/T_SW）的函数。

此外，在下降时间T_DOWN内，电流I_L逐渐下降，此时次级线圈722两端的电压为正电压值。在一个实施例中，电流检测信号730等于次级线圈722两端的电压。因此，如图7B所示，在下降时间T_DOWN内，电流检测信号730具有正电压值V₃。在恒定时间T_CONS内，电流I_L保持零安培，次级线圈722两端的电压为零伏特，因此，电流检测信号730具有电压值V₄（如，零伏特）。在闭合时间T_ON内，电流I_L逐渐上升，次级线圈722两端的电压为负电压值，因此，电流检测信号730具有负电压值V₅。

在一个实施例中，控制器704根据电流检测信号730产生检测输出信号ZCDO。更具体地说，当电流检测信号730具有电压值V₃时，检测输出信号ZCDO为低电平。当电流检测信号730具有电压值V₄或V₅时，检测输出信号ZCDO为高电平。因此，当检测输出信号ZCDO为低电平时，则指示流经电感714的电流I_L的下降时间T_DOWN。

图8A所示为根据本发明一个实施例的控制器704的电路示意图。图8A将结合图7A和图7B进行描述。

在一个实施例中，控制器704包括信号发生器802、感应电路812和输出电路814。感应电路812通过CS端口接收感应信号732，并通过ZCD端口接收电流检测信号730。在一个实施例中，感应电路812根据电流检测信号730产生检测输出信号ZCDO。感应电路812还根据感应信号732产生参考信号734和电流信号I_COMP。信号发生器802产生斜坡信号RAMP。在一个实施例中，斜坡信号RAMP是周期性地上升和下降的周期信号，在每个周期中，斜坡信号RAMP从谷值V_N上升到峰值V_P，再由峰值V_P下降到谷值V_N。此外，信号发生器802还接收检测输出信号ZCDO和电流信号I_COMP，并据此产生控制信号ON。在一个实施例中，控制信号ON是脉冲信号。输出电路814接收参考信号734、斜坡信号RAMP和控制信号ON，并据此在控制器704的DRV端口产生驱动信号PWM，以控制开关706交替闭合和断开。在一个实施例中，信号发生器802通过调节斜坡信号RAMP的上升速率来调节第一时间间隔T_ON，并通过控制信号ON来调节驱动信号PWM的周期T_SW。

在一个实施例中，感应电路812包括滤波器804、误差放大器806、电流检测器818和电压-电流转换器816。在一个实施例中，电流检测器818接收电流检测信号730，并据此产生检测输出信号ZCDO。滤波器804接收指示流经电感714的瞬间电流I_L的感应信号732，并对感应信号732进行滤波，以产生滤波信号820。在一个实施例中，滤波信号820指示流经LED光源118的平均电流I_{L_A}。误差放大器806的反向输入端口接收滤波信号820，其正向输入端口接收预设参考信号REF。预设参考信号REF指示流经LED光源118的平均电流I_{L_A}的目标电流值。误差放大器806根据滤波信号820和预设参考信号REF产生参考信号734。在一个实施例中，参考信号734由预设参考信号REF和滤波信号820之间的差值决定。在一个实施例中，电压-电流转换器816用于将参考信号734转换至与参考信号734成比例的电流信号I_COMP。

输出电路814包括比较器808和触发器810。比较器808比较斜坡信号RAMP和参考信号734。触发器810根据比较器808的比较结果和控制信号ON产生驱动信号PWM，以控制开关706交替地闭合和断开。

图8B所示为根据本发明一个实施例的输出电路814所接收和产生的信号波形图850。图8B将结合图8A进行描述。图8B示出了控制信号ON、斜坡信号RAMP和驱动信号PWM的波形。

如图8B所示，控制信号ON为脉冲信号。当控制信号ON具有高电平时，触发器810根据控制信号ON对驱动信号PWM进行置位，此时驱动信号PWM具有高电平。当斜坡信号RAMP上升到等于参考信号734时，触发器810根据比较结果对驱动信号PWM进行复位，此时驱动信号PWM具有低电平。

在一个实施例中，关断时间T_OFF包括第一延迟时间T_D1（即第二时间间隔）和第二延迟时间T_D2（即第三时间间隔）。也就是说，驱动信号PWM的周期T_SW等于闭合时间T_ON、第一延迟时间T_D1和第二延迟时间T_D2之和（即T_SW=T_ON+T_D1+T_D2）。

在一个实施例中，第一延迟时间T_D1根据下降时间T_DOWN和延迟时间T_B产生。更具体地说，当下降时间T_DOWN大于延迟时间T_B时，第一延迟时间T_D1等于下降时间T_DOWN。当下降时间T_DOWN小于延迟时间T_B时，第一延迟时间T_D1等于延迟时间T_B。第二延迟时间T_D2根据闭合时间T_ON和第一延迟时间T_D1产生。

类似于图1B的描述，控制器704控制驱动信号PWM的闭合时间T_ON发生变化，例如：控制器704控制闭合时间T_ON具有变化率γ，即T_ON=T_{ON_M}*(1+γ)，其中T_{ON_M}表示驱动信号PWM的预设基础闭合时间。在一个实施例中，控制器704还控制延迟时间T_B具有变化率γ，即T_B=T_{B_M}*(1+γ)，其中T_{B_M}表示延迟时间T_B的预设基础延迟时间（例如，由用户指定）。在一个实施例中，控制器704还设置第二延迟时间T_D2，使其满足T_D2=γ*(T_ON+T_D1)。

因此，当下降时间T_DOWN大于延迟时间T_B时，T_D1=T_DOWN，根据式（4）表示式（18）：

T_ON+T_D1=T_ON+T_DOWN=V_REC/V_OUT*T_ON

=V_REC/V_OUT*T_{ON_M}*(1+γ)。   (18)

因此，周期T_SW可由式（19）表示：

T_SW=T_ON+T_D1+T_D2=(1+γ)*(T_ON+T_D1)

=V_REC/V_OUT*T_{ON_M}*(1+γ)²。   (19)

因此，T_ON ²/T_SW可由式（20）表示：

T_ON ²/T_SW=V_OUT/V_REC*T_{ON_M}。   (20)

当下降时间T_DOWN小于延迟时间T_B时，T_D1=T_B，式（21）可表示为：

T_ON+T_D1=T_ON+T_B=(T_{ON_M}+T_{B_M})*(1+γ)。   (21)

因此，周期T_SW可由式（22）表示：

T_SW=T_ON+T_D1+T_D2=(1+γ)*(T_ON+T_D1)

=(T_{ON_M}+T_{B_M})*(1+γ)²。   (22)

因此，T_ON ²/T_SW可由式（23）表示：

T_ON ²/T_SW=T_{ON_M} ²/(T_{ON_M}+T_{B_M})。   (23)

有利的是，开关706的切换频率随着驱动信号PWM的周期T_SW的变化而发生了变化。因此，提高了驱动电路700的电磁兼容性。此外，控制器704还设置闭合时间T_ON、第一延迟时间T_D1和第二延迟时间T_D2，即：控制闭合时间T_ON和第一延迟时间T_D1以变化率γ发生变化，并控制第二延迟时间T_D2等于T_ON和T_D1的时间之和与变化率γ的乘积，使得在后续周期中，闭合时间T_ON的平方除以周期T_SW的商不随闭合时间T_ON的变化率γ的变化而发生变化。由此，避免了LED光源118发生闪烁，提高了驱动电路700的稳定性。

图9A所示为根据本发明一个实施例的信号发生器802的示意图。图9A将结合图8A和8B进行描述。

在图9A的实施例中，信号发生器802包括第一延迟模块902、第二延迟模块904和斜坡信号发生器906。在一个实施例中，第一延迟模块902接收检测输出信号ZCDO、电流信号I_COMP和驱动信号PWM，并据此产生第一开关控制信号936和第二开关控制信号938。第一开关控制信号936和第二开关控制信号938指示第一延迟时间T_D1。第二延迟模块904产生第二延迟时间T_D2，并据此提供控制信号ON。在一个实施例中，斜坡信号发生器906根据驱动信号PWM产生斜坡信号RAMP。

在一个实施例中，第一延迟模块902包括延迟发生器908、与门910和触发器926。延迟发生器908包括恒定延迟发生器912、反相延迟发生器914和与门916。在一个实施例中，恒定延迟发生器912根据驱动信号PWM和电流信号I_COMP产生指示恒定延迟时间T_B2的恒定延迟信号918。反相延迟发生器914根据驱动信号PWM产生指示反相延迟时间T_B1的反相延迟信号920。与门916根据恒定延迟信号918和反相延迟信号920产生指示延迟时间T_B（即第五时间间隔）的延迟信号922。与门910接收延迟信号922和指示下降时间T_DOWN（即第四时间间隔）的检测输出信号ZCDO，并据此控制触发器926以产生指示第一延迟时间T_D1的第一开关控制信号936和第二开关控制信号938。第一延迟模块902的操作将结合图10A进一步描述。

在一个实施例中，第二延迟模块904包括开关S1、抖动发生器928、输出电路930、以及串联耦合的电流源948、开关S2和电容C1（第一能量存储元件）。开关S1和S2分别根据第一开关控制信号936和第二开关控制信号938交替闭合与断开，从而控制电容C1的充电与放电。输出电路930包括比较器932和触发器934。比较器932接收电容C1上的电压V_C1，将电压V_C1和参考电压V_REF1进行比较，并根据比较结果产生触发信号940。触发器934接收触发信号940，并据此产生控制信号ON。第二延迟模块904的操作将结合图10B进一步描述。

在一个实施例中，斜坡信号发生器906包括开关S3和S4、电容C2（第二能量存储元件）、电流源950、非门942和抖动发生器944。斜坡信号发生器906接收驱动信号PWM，并根据驱动信号PWM控制开关S3和S4，以控制电容C2的充电和放电。在一个实施例中，电容C2用于提供斜坡信号RAMP。

如图8B所示，驱动信号PWM的闭合时间T_ON等于斜坡信号RAMP从谷值V_N上升至等于参考信号734的电压值（即峰值V_P）的上升时间T_UP。因此，斜坡信号RAMP的上升速率的变化率（第二变化率）决定了闭合时间T_ON的变化率（第一变化率）。在一个实施例中，闭合时间T_ON的变化率为γ。

当驱动信号PWM为高电平时，开关S3闭合，开关S4断开。此时，电流I_C2为电容C2充电，斜坡信号RAMP上升。当驱动信号PWM为低电平时，开关S3断开，开关S4闭合。此时，电容C2放电，斜坡信号RAMP下降。在一个实施例中，电流I_C2决定了斜坡信号RAMP的上升速率。更具体地说，电流I_C2与斜坡信号RAMP的上升时间T_UP成反比。类似于图3的描述，如果γ被设定为相对较小值，通过设置充电电流I_C2的变化率为-γ，可使得斜坡信号RAMP的上升时间T_UP的变化率为γ，从而使得闭合时间T_ON的变化率为γ，即满足T_ON=T_{ON_M}*(1+γ)。

在一个实施例中，斜坡信号发生器906将从电流源950流出的电流I_REF2和从抖动发生器944流出的抖动电流I_J3融合，以产生充电电流I_C2。也就是说，充电电流I_C2等于电流I_REF2与抖动电流I_J3之和。其中，电流I_REF2保持恒定，抖动电流I_J3在驱动信号PWM的不同周期内具有不同电流值，从而使得充电电流I_C2在驱动信号PWM的不同周期内具有不同电流值。因此，抖动电流I_J3决定了充电电流I_C2的变化率。在一个实施例中，通过设置抖动电流I_J3等于电流I_REF2乘以变化率-γ，即：I_J3=(-γ)*I_REF2，可使得充电电流I_C2具有变化率-γ。其中，当变化率γ为正值时，表示抖动电流I_J3与参考电流I_REF2的电流方向相反，也就是说，充电电流I_C2的电流值小于电流I_REF2的电流值。当变化率γ为负值时，表示抖动电流I_J3与参考电流I_REF2的电流方向相同，也就是说，充电电流I_C2的电流值大于电流I_REF2的电流值。抖动发生器944的操作将结合图11进一步描述。

图9B所示为根据本发明一个实施例的恒定延迟发生器912的示意图。

在图9B的实施例中，恒定延迟发生器912包括并联耦合的晶体管960和电容C3、比较器962以及抖动发生器944。在一个实施例中，晶体管960根据驱动信号PWM的控制闭合或断开，以为电容C3放电或充电。例如，当晶体管960断开时，电流I_COMP和抖动发生器944产生的抖动电流I_J3为电容C3充电。比较器962将电容C3上的电压V_C3和参考电压V_REF3进行比较，以提供恒定延迟信号918。恒定延迟发生器912的操作将结合图10A进一步描述。

图10A所示为根据本发明一个实施例的第一延迟模块902生成或接收的信号波形图1000。图10A将结合图9A和图9B进行描述。图10A示出了驱动信号PWM、反相延迟信号920、电压信号V_C3、恒定延迟信号918、延迟信号922、检测输出信号ZCDO和第一控制信号936的波形。

如图10A所示，在闭合时间T_ON内（如从T₁到T₃的时间间隔、或从T₇到T₉的时间间隔），驱动信号PWM具有第一状态（如高电平）；在关断时间T_OFF内（如从T₃到T₇的时间间隔），驱动信号PWM具有第二状态（如低电平）。在一个实施例中，反相延迟发生器914根据驱动信号PWM产生反相延迟信号920。更具体地说，在时刻T₁，驱动信号PWM从低电平切换至高电平，此时反相延迟信号920仍具有高电平。经过从T₁到T₂的延迟，在时刻T₂，反相延迟信号920响应驱动信号PWM，切换至低电平。类似地，在时刻T₃，驱动信号PWM从高电平切换至低电平。在时刻T₄，反相延迟信号920响应驱动信号PWM，切换至高电平。由此，反相延迟信号920指示反相延迟时间T_B1。在图10A的例子中，反相延迟时间T_B1等于从T₃到T₄的时间间隔。

恒定延迟器912根据驱动信号PWM和电流信号I_COMP产生恒定延迟信号918。更具体地说，当驱动信号PWM具有高电平时（如从T₁到T₃的时间间隔），如图9B所示，此时晶体管960闭合，电容C3放电。电容C3上的电压信号V_C3低于参考电压V_REF3，因此比较器962输出具有低电平的恒定延迟信号918。当驱动信号PWM在时刻T₃被切换至低电平时，晶体管960断开。此时，为电容C3导通充电路径，充电电流为电流I_COMP和抖动电流I_J3。因此，电压信号V_C3相应上升。当电压信号V_C3仍然低于参考电压V_REF3时（如从T₃到T₅的时间间隔），恒定延迟信号918具有低电平。在时刻T₅，当电压信号V_C3上升至参考电压V_REF3时，比较器962将恒定延迟信号918切换至高电平。由此，恒定延迟信号918指示恒定延迟时间T_B2。在图10A的例子中，恒定延迟时间T_B2等于从T₃到T₅的时间间隔，且恒定延迟时间T_B2大于反相延迟时间T_B1。在一个实施例中，恒定延迟时间T_B2取决于电流信号I_COMP。

在一个实施例中，与门916判断反相延迟时间T_B1和恒定延迟时间T_B2中的较大值，并据此决定延迟时间T_B。例如，延迟时间T_B等于反相延迟时间T_B1和恒定延迟时间T_B2中较大的延迟时间。更具体地说，当反相延迟信号920和恒定延迟信号918在特定时刻都具有高电平时，延迟信号922在该特定时刻被切换至高电平。在图10A的实施例中，恒定延迟时间T_B2大于反相延迟时间T_B1，反相延迟信号920和恒定延迟信号918在时刻T₅都具有高电平。因此，延迟信号922在时刻T₅切换至高电平。因此，延迟时间T_B等于恒定延迟时间T_B2，即延迟时间T_B等于从T₃到T₅的时间间隔。在另一个实施例中，当反相延迟时间T_B1大于恒定延迟时间T_B2时，延迟时间T_B等于反相延迟时间T_B1。

类似地，与门910判断延迟时间T_B（即第五时间间隔）和下降时间T_DOWN（即第四时间间隔）中的较大值，并据此产生指示第一延迟时间T_D1的第一开关控制信号936和第二开关控制信号938。在一个实施例中，第一延迟时间T_D1等于延迟时间T_B和下降时间T_DOWN中较大的时间。更具体地说，在下降时间T_DOWN内，流经LED光源118的电流逐渐下降，检测输出信号ZCDO具有低电平。在某特定时刻，电流下降至零安培，检测输出信号ZCDO据此切换至高电平。因此，当延迟信号922和检测输出信号ZCDO在该特定时刻都具有高电平时，与门910将指示第一延迟时间T_D1的延迟信号924切换至高电平，并触发触发器926产生具有高电平的第一开关控制信号936。在图10A的实施例中，下降时间T_DOWN大于延迟时间T_B。在从T₃到T₆的下降时间T_DOWN内，检测输出信号ZCDO具有低电平。在时刻T₆，检测输出信号ZCDO切换至高电平，与门910将延迟信号924切换至高电平。触发器926根据延迟信号924产生第一开关控制信号936和第二开关控制信号938。由此，第一延迟时间T_D1等于下降时间T_DOWN，即第一延迟时间T_D1等于从T₃到T₆的时间间隔。在一个实施例中，第二开关控制信号938是第一开关控制信号936的反相信号，也就是说，当第一开关控制信号936在时刻T₆被切换至高电平时，第二开关控制信号938被切换至低电平。

图10B所示为根据本发明一个实施例的第二延迟模块904生成或接收的信号波形图1002。图10B将结合图9A、图9B和图10A进行描述。图10B示出了第一开关控制信号936、电容C1上的电压V_C1、控制信号ON和驱动信号PWM的波形。

在一个实施例中，在从T₁到T₆的时间间隔内，第一开关控制信号936为低电平，第二开关控制信号938为高电平。因此，开关S1根据第一开关控制信号936断开，开关S2根据第二开关控制信号938闭合。此时，从电流源948流出的电流I_REF1流经开关S2以为电容C1充电。电容C1上的电压V_C1上升。例如，电容C1的充电时间等于从T₁到T₆的时间间隔，即，电容C1的充电时间等于闭合时间T_ON和第一延迟时间T_D1的时间之和。在时刻T₆，第一开关控制信号936切换至高电平，第二开关控制信号938切换至低电平。因此，开关S1根据第一开关控制信号936闭合，开关S2根据第二开关控制信号938断开。此时，电容C1放电，放电电流I_J4从地流经电容C1至抖动发生器928。电容C1上的电压V_C1下降。

在一个实施例中，比较器932比较电压V_C1和参考电压V_REF1（例如，零伏特）。在时刻T₇，当电压V_C1下降至参考电压V_REF1时，比较器932触发触发器934，以产生控制信号ON。如图10B所示，在一个实施例中，控制信号ON是脉冲信号。因此，在时刻T₇，控制信号ON切换至高电平，驱动信号PWM响应控制信号ON，切换至高电平。根据图10A的描述，此时第一开关控制信号936再次切换至低电平，电容C1再次充电。因此，电容C1的放电时间等于从T₆到T₇的时间间隔，且放电时间与充电时间成比例。在一个实施例中，第二延迟时间T_D2等于电容C1的放电时间。也就是说，第二延迟时间T_D2与闭合时间T_ON和第一延迟时间T_D1的时间之和成比例。

在一个实施例中，电流I_REF1和根据控制信号ON调节的电流I_J4分别决定了电容C1的充电时间（即T_ON+T_D1）和放电时间（即T_D2）。具体地说，电流I_REF1和电流I_J4分别与电容C1的充电时间和放电时间成反比。通过设置电流I_J4等于电流I_REF1与γ的商，即I_J4=I_REF1/γ，可使得放电时间等于充电时间与γ的乘积，即满足T_D2=γ*(T_ON+T_D1)。抖动发生器928的操作将结合图12进一步描述。

图11所示为根据本发明一个实施例的抖动发生器944的示意图。图11将结合图4、图5、图9A和图9B进行描述。在图11的实施例中，在驱动信号PWM的不同周期中，变化率γ按照预设方式规律地变化。例如，变化率γ在相邻周期中逐渐增大。

在一个实施例中，抖动发生器944包括抖动电流发生模块1102、触发器1104和电流源1106。在一个实施例中，触发器1104接收控制信号ON。根据类似于图5的描述，触发器1104根据控制信号ON产生抖动信号J5、J6和J7。电流源1106用于为抖动电流发生模块1102提供与参考电流I_REF2成比例的电流I_REF3。抖动电流发生模块1102根据抖动信号J5、J6和J7产生抖动电流I_J3。

在图11的实施例中，抖动电流发生模块1102包括并联耦合的晶体管M₄、M₅、M₆和M₇、以及分别与晶体管M₅、M₆和M₇串联耦合的开关S₅、S₆和S₇。晶体管M₄分别与晶体管M₅、M₆、M₇构成多个电流镜，用于分别产生电流I_PRE5、I_PRE6和I_PRE7。抖动信号J5、J6和J7分别控制开关S₅、S₆和S₇的导通状态，从而产生抖动电流I_J3。抖动电流I_J3与抖动信号J5、J6和J7之间的对应关系类似于表格3中第一抖动电流I_J1与抖动信号J1、J2和J3之间的对应关系，从而满足I_J3=(-γ)*I_REF2。抖动发生器944可包括其他结构，并不局限于图11的实施例。

图12所示为根据本发明一个实施例的抖动发生器928的示意图。图12将结合图5、图9A和图9B进行描述。

在一个实施例中，抖动发生器928包括抖动电流发生模块1202、触发器1204和电流源1206。类似地，触发器1204接收控制信号ON，并根据控制信号ON产生抖动信号J9、J10和J11。电流源1206产生与参考电流I_REF1成比例的电流I_REF4。抖动电流发生模块1202接收参考电流I_REF4，并根据抖动信号J9、J10和J11产生电流I_J4，使其满足I_J4=I_REF1/γ。由此，电流I_J4在驱动信号PWM的不同周期中具有不同的电流值。

在图12的实施例中，抖动电流发生模块1202包括并联耦合的晶体管M₈、M₉、M₁₀和M₁₁、以及分别与晶体管M₉、M₁₀、M₁₁串联耦合的开关S₉、S₁₀、S₁₁。晶体管M₈分别与晶体管M₉、M₁₀、M₁₁构成多个电流镜，用于分别产生电流I_PRE9、I_PRE10和I_PRE11。抖动信号J9、J10和J11分别控制开关S₉、S₁₀和S₁₁的导通状态，从而产生电流I_J4。以开关S₉为例，如果抖动信号J9为高电平（用数字1表示），则开关S₉断开；如果抖动信号J9为低电平(用数字0表示)，则开关S₉闭合。其他开关S₁₀和S₁₁具有类似的功能。在一个实施例中，电流I_J4与抖动信号J9、J10和J11之间的对应关系可以如表4所示。

表4

J9J10J11	IJ4
		000	IPRE9+IPRE10+IPRE11
001	IPRE9+IPRE10
		010	IPRE9+IPRE11
011	IPRE9
		100	IPRE10+IPRE11
101	IPRE10
		110	IPRE11
111	0

在一个实施例中，类似于图5的描述，在控制信号ON相邻的8个周期中，二进制值J9J10J11具有8种工作状态，因此，开关S₉、S₁₀和S₁₁具有8种开关状态。相应的，抖动电流I_J4在相邻的8个周期中具有8个不同电流值。更具体地说，当J9J10J11分别为000、001、010、011、100、101、110和111时，抖动电流I_J4分别等于I_PRE9+I_PRE10+I_PRE11、I_PRE9+I_PRE10、I_PRE9+I_PRE11、I_PRE9、I_PRE10+I_PRE11、I_PRE10、I_PRE11和0。在一个实施例中，电流I_PRE9、I_PRE10和I_PRE11满足I_PRE9＞I_PRE10+I_PRE11＞I_PRE10＞I_PRE11，例如：I_PRE9=4uA，I_PRE10=2uA，I_PRE11=1uA。因此，在相邻的8个周期中，抖动电流I_J4逐渐减小。抖动发生器928可包括其他结构，并不局限于图12的实施例。

图13所示为根据本发明一个实施例的驱动电路700控制提供给光源的电能的方法的流程图1500。图13将结合图7A至图12进行描述。尽管图13公开了某些特定的步骤，但这些步骤仅仅作为示例。本发明同样适用于图13所示步骤的变形或其他步骤。

在步骤1302中，根据开关（如开关706）的导通状态将输入电压（如整流电压V_REC）转换为输出电压（如输出电压V_OUT），以驱动光源（如LED光源118）。

在步骤1304中，产生驱动信号（如驱动信号PWM），用于控制开关交替闭合和断开，以控制流经光源的电流。在一个实施例中，驱动信号为周期信号，在驱动信号的每个周期（如周期T_SW）内的第一时间间隔内（如闭合时间T_ON），驱动信号具有第一状态（如高电平），并在第二时间间隔（如第一延迟时间T_D1）和第三时间间隔（如第二延迟时间T_D2）内，驱动信号具有第二状态（如低电平）。当驱动信号处于第一状态时，开关闭合，当驱动信号处于第二状态时，开关断开。

在一个实施例中，接收参考信号（如参考信号734），并产生控制信号（如控制信号ON）和斜坡信号（如斜坡信号RAMP）。斜坡信号周期性地上升和下降。比较斜坡信号和参考信号。驱动信号响应控制信号切换至第一状态，并根据斜坡信号和参考信号的比较结果切换至第二状态。

在步骤1306中，控制第一时间间隔和第二时间间隔均以第一变化率（如变化率γ）发生变化。在一个实施例中，调节斜坡信号的上升速率以调节第一时间间隔。在一个实施例中，第二时间间隔取决于流经光源的电流下降至预设值的第四时间间隔（如下降时间T_DOWN）。在另一个实施例中，根据参考信号产生指示第五时间间隔（如延迟时间T_B）的延迟信号。第二时间间隔取决于第五时间间隔和流经光源的电流下降至预设值的第四时间间隔。

在步骤1308中，控制第三时间间隔发生变化使其等于第一时间间隔和第二时间间隔的时间和与第一变化率的乘积，如T_D2=γ*(T_ON+T_D1)，从而使第一时间间隔的平方除以驱动信号的周期的商（T_ON ²/T_SW）不随第一时间间隔的变化而发生变化，从而使得流经光源的电流不随第一时间间隔的变化而发生变化。在一个实施例中，导通第一电流（如电流I_REF1）以在第一时间间隔和第二时间间隔内为第一能量存储元件（如电容C1）充电。导通第一抖动电流（如电流I_J4）以在第三时间间隔内为第一能量存储元件放电。第一抖动电流等于第一电流与第一变化率的商。比较电压信号（如电压信号V_C1）和参考电压（如参考电压V_REF1），以提供控制信号。

本领域技术人员应该理解，在此使用之措辞和表达都是用于说明而非限制，使用这些措辞和表达并不将在此图示和描述的特性之任何等同物（或部分等同物）排除在发明范围之外，在权利要求的范围内可能存在各种修改。其它的修改、变体和替换物也可能存在。因此，权利要求旨在涵盖所有此类等同物。

Claims (24)

1.一种光源驱动电路，其特征在于，所述光源驱动电路包括：

变换器，用于提供输出电压以驱动光源，所述变换器包括开关，所述开关根据驱动信号交替地闭合和断开，以控制流经所述光源的电流；及

耦合于所述变换器的控制器，用于产生所述驱动信号，其中，所述驱动信号是周期信号，且所述驱动信号在每个周期的第一时间间隔内具有第一状态，在每个周期的第二时间间隔和第三时间间隔内具有第二状态；当所述驱动信号处于所述第一状态时，所述开关闭合；当所述驱动信号处于所述第二状态时，所述开关断开；所述控制器控制所述第一时间间隔和所述第二时间间隔均以第一变化率发生变化，并控制所述第三时间间隔发生变化，使所述第三时间间隔等于所述第一时间间隔和所述第二时间间隔之和与所述第一变化率的乘积，在所述驱动信号的每一个周期内，所述第一时间间隔的平方除以所述周期的商不随所述第一时间间隔的变化而发生变化，从而使得所述电流不随所述第一时间间隔的变化而发生变化。

2.根据权利要求1所述的光源驱动电路，其特征在于，所述变换器还包括：

感应器，用于提供指示流经所述光源的所述电流的感应信号；及

变压器，具有初级线圈和次级线圈，所述次级线圈用于提供指示所述电流是否下降至预设值的电流检测信号。

3.根据权利要求2所述的光源驱动电路，其特征在于，所述控制器包括：

感应电路，用于接收所述感应信号和所述电流检测信号，所述感应电路根据所述感应信号产生参考信号，并根据所述电流检测信号产生检测输出信号，所述检测输出信号指示所述电流下降至所述预设值的第四时间间隔；

耦合于所述感应电路的信号发生器，用于根据所述检测输出信号产生斜坡信号和控制信号；及

耦合于所述信号发生器的输出电路，用于根据所述斜坡信号、所述参考信号和所述控制信号产生所述驱动信号，

其中，所述信号发生器调节所述斜坡信号的上升速率，以控制所述第一时间间隔发生变化，所述信号发生器通过所述控制信号控制所述第二时间间隔和所述第三时间间隔发生变化。

4.根据权利要求3所述的光源驱动电路，其特征在于，所述第二时间间隔取决于所述第四时间间隔。

5.根据权利要求3所述的光源驱动电路，其特征在于，所述感应电路还产生与所述参考信号成比例的电流信号，所述信号发生器根据所述电流信号和所述驱动信号产生指示第五时间间隔的延迟信号，所述第二时间间隔取决于所述第四时间间隔和所述第五时间间隔。

6.根据权利要求5所述的光源驱动电路，其特征在于，当所述第四时间间隔大于所述第五时间间隔时，所述第二时间间隔等于所述第四时间间隔；当所述第四时间间隔小于所述第五时间间隔时，所述第二时间间隔等于所述第五时间间隔。

7.根据权利要求3所述的光源驱动电路，其特征在于，所述输出电路比较所述斜坡信号和所述参考信号，所述驱动信号响应所述控制信号切换至所述第一状态，所述驱动信号根据所述斜坡信号和所述参考信号的比较结果切换至所述第二状态。

8.根据权利要求3所述的光源驱动电路，其特征在于，所述信号发生器包括：

斜坡信号发生器，用于产生所述斜坡信号，所述斜坡信号的上升速率的第二变化率决定所述第一时间间隔的所述第一变化率；

第一延迟模块，用于根据所述检测输出信号产生指示所述第二时间间隔的开关控制信号；及

耦合于所述第一延迟模块的第二延迟模块，用于接收所述开关控制信号，并产生所述第三时间间隔。

9.根据权利要求8所述的光源驱动电路，其特征在于，所述第一延迟模块包括：

延迟发生器，用于根据所述参考信号产生指示第五时间间隔的延迟信号；及

耦合于所述延迟发生器的门元件，用于接收所述检测输出信号和所述延迟信号，并根据所述检测输出信号和所述延迟信号产生指示所述第二时间间隔的所述开关控制信号。

10.根据权利要求8所述的光源驱动电路，其特征在于，所述第二延迟模块包括：

第一能量存储元件，用于提供电压信号，在所述第一时间间隔和所述第二时间间隔内，所述第二延迟模块导通第一电流为所述第一能量存储元件充电；在所述第三时间间隔内，所述第二延迟模块导通第一抖动电流为所述第一能量存储元件放电，所述第一抖动电流在所述驱动信号的不同周期内具有不同电流值；及

比较器，用于比较所述电压信号和参考电压，并提供所述控制信号。

11.根据权利要求10所述的光源驱动电路，其特征在于，所述第一抖动电流等于所述第一电流除以所述第一变化率的商。

12.根据权利要求8所述的光源驱动电路，其特征在于，所述斜坡信号发生器包括：

第二能量存储元件，用于提供所述斜坡信号，当所述驱动信号处于所述第一状态时，充电电流为所述第二能量存储元件充电；当所述驱动信号处于所述第二状态时，放电电流为所述第二能量存储元件放电。

13.根据权利要求12所述的光源驱动电路，其特征在于，所述斜坡信号发生器产生第二电流和第二抖动电流，并将所述第二电流和所述第二抖动电流融合以产生所述充电电流，所述第二抖动电流在所述驱动信号的不同周期内具有不同电流值。

14.一种控制提供给光源的电能的控制器，其特征在于，所述控制器包括：

信号发生器，用于产生斜坡信号和控制信号；及

耦合于所述信号发生器的输出电路，用于根据所述斜坡信号和所述控制信号产生驱动信号，其中，所述驱动信号是周期信号，且所述驱动信号在每个周期的第一时间间隔内具有第一状态，在每个周期的第二时间间隔和第三时间间隔内具有第二状态；当所述驱动信号处于所述第一状态时，与所述控制器耦合的开关闭合；当所述驱动信号处于所述第二状态时，所述开关断开，从而调节流经所述光源的电流；

所述控制器控制所述第一时间间隔和所述第二时间间隔均以第一变化率发生变化，并控制所述第三时间间隔发生变化，使第三时间间隔等于所述第一时间间隔和所述第二时间间隔之和与所述第一变化率的乘积，在所述驱动信号的每一个周期内，所述第一时间间隔的平方除以所述周期的商不随所述第一时间间隔的变化而发生变化，从而使得所述电流不随所述第一时间间隔的变化而发生变化。

15.根据权利要求14所述的控制器，其特征在于，所述控制器还包括：

感应电路，用于接收指示所述电流的感应信号和指示所述电流是否下降至预设值的电流检测信号，所述感应电路根据所述感应信号产生参考信号，并根据所述电流检测信号产生检测输出信号，所述检测输出信号指示所述电流下降至所述预设值的第四时间间隔，

所述信号发生器根据所述检测输出信号产生所述斜坡信号和所述控制信号。

16.根据权利要求15所述的控制器，其特征在于，所述第二时间间隔取决于所述第四时间间隔。

17.根据权利要求15所述的控制器，其特征在于，所述感应电路还产生与所述参考信号成比例的电流信号，所述信号发生器根据所述电流信号产生指示第五时间间隔的延迟信号，所述第二时间间隔取决于所述第四时间间隔和所述第五时间间隔。

18.根据权利要求15所述的控制器，其特征在于，所述输出电路比较所述斜坡信号和所述参考信号，所述驱动信号响应所述控制信号切换至所述第一状态，所述驱动信号根据所述斜坡信号和所述参考信号的比较结果切换至所述第二状态。

19.根据权利要求15所述的控制器，其特征在于，所述信号发生器包括：

斜坡信号发生器，用于产生所述斜坡信号，所述斜坡信号的上升速率的第二变化率决定所述第一时间间隔的所述第一变化率；

第一延迟模块，用于根据所述检测输出信号产生指示所述第二时间间隔的开关控制信号；及

耦合于所述第一延迟模块的第二延迟模块，用于接收所述开关控制信号，在所述第一时间间隔和所述第二时间间隔内，所述第二延迟模块导通第一电流以为第一能量存储元件充电；在所述第三时间间隔内，所述第二延迟模块导通第一抖动电流为所述第一能量存储元件放电，所述第一抖动电流等于所述第一电流除以所述第一变化率的商。

20.一种控制提供给光源的电能的方法，其特征在于，所述方法包括：

根据开关的状态将输入电压转换为输出电压，以驱动所述光源；

产生驱动信号，用于控制所述开关交替地闭合和断开，以控制流经所述光源的电流，其中，所述驱动信号是周期信号，且所述驱动信号在每个周期的第一时间间隔内具有第一状态，在每个周期的第二时间间隔和第三时间间隔内具有第二状态；当所述驱动信号处于所述第一状态时，所述开关闭合；当所述驱动信号处于所述第二状态时，所述开关断开；

控制所述第一时间间隔和所述第二时间间隔均以第一变化率发生变化；及

控制所述第三时间间隔发生变化，使所述第三时间间隔等于所述第一时间间隔和所述第二时间间隔之和与所述第一变化率的乘积，在所述驱动信号的每一个周期内，所述第一时间间隔的平方除以所述周期的商不随所述第一时间间隔的变化而发生变化，从而使得所述电流不随所述第一时间间隔的变化而发生变化。

21.根据权利要求20所述的方法，其特征在于，所述产生驱动信号的步骤进一步包括：

接收参考信号；

产生控制信号和斜坡信号，所述斜坡信号周期性地上升和下降；

响应所述控制信号切换所述驱动信号至所述第一状态；

比较所述斜坡信号和所述参考信号；及

根据所述斜坡信号和所述参考信号的比较结果切换所述驱动信号至所述第二状态。

22.根据权利要求21所述的方法，其特征在于，所述方法还包括：

调节所述斜坡信号的上升速率，以控制所述第一时间间隔发生变化；

在所述第一时间间隔和所述第二时间间隔内，导通第一电流为第一能量存储元件充电；

在所述第三时间间隔内，导通第一抖动电流为所述第一能量存储元件放电，其中，所述第一抖动电流等于所述第一电流除以所述第一变化率的商；及

比较参考电压和所述第一能量存储元件上的电压信号，以提供所述控制信号。

23.根据权利要求20所述的方法，其特征在于，所述控制所述第一时间间隔和所述第二时间间隔均以第一变化率发生变化的步骤进一步包括：

由所述电流下降至预设值的第四时间间隔决定所述第二时间间隔。

24.根据权利要求20所述的方法，其特征在于，所述控制所述第一时间间隔和所述第二时间间隔均以第一变化率发生变化的步骤进一步包括：

根据参考信号产生指示第五时间间隔的延迟信号；及

由所述第五时间间隔和所述电流下降至预设值的第四时间间隔决定所述第二时间间隔。