KR101673662B1 - 직류-직류 변환기 - Google Patents

Abstract

정전류원; 상기 정전류원으로부터의 전류에 의해 충전되는 커패시터; 상기 커패시터에 충전되는 충전 전압과 제어 신호의 레벨을 비교하여 펄스 신호를 출력하는 삼각파 제어부; 및 상기 펄스 신호에 따라 제어되어 상기 커패시터를 충전 또는 방전하는 스위치 소자;를 포함하는 삼각파 발생부.

Description

직류-직류 변환기{DC-DC CONVERTER}

본 발명은 직류-직류 변환기에 관한 발명이다.

상대적으로 높은 전압을 요구하는 전자회로에 에너지를 공급하기 위하여, 계통에 연계하여 응용 분야에 사용하기 위해서는 높은 전압으로 승압해 주어야 한다. 뿐만 아니라 전자회로에 따라서는 높은 전압을 이용하여 낮은 전압으로 강압해 줄 필요도 있다. 이를 위한 다양한 강압형 및 승압형 컨버터 중의 하나로 직류-직류(DC-DC) 변환기(converter)에 대한 모델링 및 분석이 연구되었다.

직류-직류 변환기(converter)는 크게 절연형과 비절연형으로 나눌 있다.

절연형은 입력단과 출력단의 절연, 즉 자성 코어를 이용한 변압기로 전열을 하여 안정성을 확보할 수 있는 장점이 있고, 권선비 조절을 통해 승-감압비를 조절할 수 있다.

직류-직류 변환기(converter)의 종류로써 벅 타입(Buck type)은 포워드(forward), 하프 브릿지(half bridge), 풀브리지(full bridge) 컨버터 등이 있고, 벅-부스트 타입(Buck-boost type)은 플라이백 컨버터(flyback converter) 등이 있다.

특히 플라이백 컨버터는 고압의 스위칭 소자가 하나만 있으면 동작하므로 구조가 간단하여 저가로 컨버터를 구현할 수 있다.

또한 상기 직류-직류 변환기는 출력 신호의 오차를 감지하여 이를 제어하는 부궤환 제어부와 하나의 칩으로 형성되어 스위치모드서플라이유닛이라고 부를 수 있다.

최근 대 전류용 직류-직류 변환기를 설계함에 있어서, 회로 소자의 개수와 차지하는 면적이 증가하는 문제가 있었다.

본 발명의 실시예는 대 전류를 취급할 수 있는 직류-직류 변환기를 제공할 수 있다.

본 발명의 실시예는 대 전류를 취급할 수 있는 직류-직류 변환기를 제어하기 위한 제어부를 제공할 수도 있다.

본 발명의 실시예는 대 전류를 취급할 수 있는 직류-직류 변환기에서 삼각파를 이용한 전류 모드 제어 방식을 이용한 제어부를 제공할 수도 있다.

본 발명의 실시예는 복수개의 직류-직류 변환기의 병렬 구동에서 각 직류-직류 변환기의 출력 전류의 균형을 제어하는 제어부를 제공할 수도 있다.

본 발명의 실시예에 따른 삼각파 발생부는, 정전류원; 상기 정전류원으로부터의 전류에 의해 충전되는 커패시터; 상기 커패시터에 충전되는 충전 전압과 제어 신호의 레벨을 비교하여 펄스 신호를 출력하는 삼각파 제어부; 및 상기 펄스 신호에 따라 제어되어 상기 커패시터를 충전 또는 방전하는 스위치 소자;를 포함하는 삼각파 발생부.

본 발명의 실시예에 따른 삼각파 발생부에서, 상기 삼각파 발생부는, 상기 펄스 신호를 반전하여 상기 스위치 소자로 제공하는 인버터;를 더 포함하는 삼각파 발생부.

본 발명의 실시예에 따른 삼각파 발생부에서, 상기 커패시터의 전압이 상기 제어 신호의 레벨에 도달하는 경우 상기 펄스 신호는 하이 레벨에서 로우 레벨로 천이하는 삼각파 발생부.

본 발명의 실시예에 따른 직류-직류 변환기는, 제1 스위치 소자에 인가되는 제1 펄스 신호의 듀티비(Duty ratio)에 따라서 입력 전원의 레벨을 조절하여 출력 전압을 출력하는 변환기; 및 정전류원, 상기 정전류원으로부터의 전류에 의해 충전되는 커패시터, 상기 커패시터의 전압과 제어 신호의 레벨을 비교하여 제2 펄스 신호를 출력하는 삼각파 제어부 및 상기 제2 펄스 신호에 따라 제어되어 상기 커패시터를 충전 또는 방전하는 제2 스위치 소자를 구비한 삼각파 발생부를 포함하는 변환기 제어부;를 포함하고, 상기 커패시터로부터 출력되는 삼각파에 따라 상기 제1 펄스 신호의 듀티비가 조절되는 직류-직류 변환기.

본 발명의 실시예에 따른 직류-직류 변환기에서, 상기 변환기 제어부는, 상기 변환기의 출력 전압과 기준 전압을 기초하여 상기 변환기의 출력 전압의 오차를 증폭하여 상기 제어 신호를 출력하는 오차 증폭기; 및 상기 제어 신호와 상기 삼각파를 비교하여 상기 제1 스위치 소자를 제어하는 비교기;를 포함하는 직류-직류 변환기.

본 발명의 실시예에 따른 직류-직류 변환기에서, 상기 커패시터의 전압이 상기 제어 신호의 레벨에 도달하는 경우 상기 제2 펄스 신호는 하이 레벨에서 로우 레벨로 천이하는 직류-직류 변환기.

본 발명의 실시예에 따른 직류-직류 변환기에서, 상기 변환기는 벅(Buck) 타입인 직류-직류 변환기.

본 발명의 실시예에 따른 직류-직류 변환기에서, 상기 변환기는 L-C(인덕터-커패시터) 필터를 포함하고, 상기 변환기는 상기 L에 흐르는 전류가 불연속 한 전류 불연속 모드 방식으로 동작하는 직류-직류 변환기.

본 발명의 실시예에 따른 직류-직류 변환기에서, 상기 변환기 제어부는, 클럭 신호에 의하여 세트(Set)되는 RS 래치;를 더 포함하는 직류-직류 변환기.

본 발명의 실시예에 따른 직류-직류 변환기에서, 상기 RS 래치는 상기 삼각파의 피크값이 상기 오차 증폭기의 제어 신호의 레벨에 도달할 때 리셋되는 직류-직류 변환기.

본 발명의 실시예에 따른 직류-직류 변환기에서, 상기 변환기는 복수개로 구비되어 서로 병렬 연결되고, 상기 변환기 제어부는 상기 복수개의 변환기 각각을 제어하는 복수개의 변환기 제어부를 구비한 직류-직류 변환기.

본 발명의 실시예에 따른 역률 개선 회로는, 제1 스위치 소자에 인가되는 제1 펄스 신호의 듀티비(Duty ratio)에 따라서 입력 전원의 레벨을 조절하여 출력 전압을 출력하는 변환기; 및 정전류원, 상기 정전류원으로부터의 전류에 의해 충전되는 커패시터, 상기 커패시터의 전압과 제어 신호의 레벨을 비교하여 제2 펄스 신호를 출력하는 삼각파 제어부 및 상기 제2 펄스 신호에 따라 제어되어 상기 커패시터를 충전 또는 방전하는 제2 스위치 소자를 구비한 삼각파 발생부를 포함하는 변환기 제어부;를 포함하고, 상기 커패시터로부터 출력되는 삼각파에 따라 상기 제1 펄스 신호의 듀티비가 조절되는 직류-직류 변환기를 구비한 역률 개선 회로.

본 발명의 실시예에 따른 역률 개선 회로는, 상기 역률 개선 회로는 전류 불연속 모드 방식으로 동작하는 역률 개선 회로.

본 발명의 실시예는 대 전류를 취급할 수 있는 직류-직류 변환기를 제공할 수 있고, 직류-직류 변환기를 제어하기 위한 제어부를 제공할 수 있고, 대 전류를 취급할 수 있는 직류-직류 변환기에서 삼각파를 이용한 전류 모드 제어 방식을 이용한 제어부를 제공할 수 있고, 복수개의 직류-직류 변환기의 병렬 구동에서 각 직류-직류 변환기의 출력 전류의 균형을 제어하는 제어부를 제공할 수도 있으며, 직류-직류 변환기의 출력 전류 센싱 시 소비 전력을 저감할 수 도 있다.

도 1은 본 발명의 제1 실시예에 따른 직류-직류 변환기를 나타낸 도면이다.
도 2는 직류-직류 변환기의 전압 모드 제어 방식을 설명하기 위한 도면이다.
도 3은 도 2의 제어 신호의 구동 파형을 나타낸 도면이다.
도 4는 직류-직류 변환기의 전류 모드 제어 방식을 설명하기 위한 도면다.
도 5는 도 4의 제어 신호의 구동 파형을 나타낸 도면이다.
도 6는 위상 변조부를 포함하는 복수개의 직류-직류 변환기의 구동 방식을 설명하기 위한 블록도이다.
도 7은 도 6의 각 블록에서 센싱한 센싱 전류(current sensing)를 나타낸 파형도이다.
도 8은 본 발명의 제1 실시예에 따른 직류-직류 변환기와 이를 제어하는 제어부를 나타낸 도면이다.
도 9는 본 발명의 실시예에 따른 삼각파 발생부를 나타낸 도면이다.
도 10은 본 발명의 실시예에 따른 삼각파 발생부의 구동 파형을 나타낸 도면이다.
도 11은 본 발명의 실시예에 따른 삼각파 발생부를 구성하는 정전류원의 회로도이다.
도 12 내지 도 14는 본 발명을 전류 불연속 모드로 제어하는 경우 구동 파형을 나타낸 도면이다.
도 15는 전류 불연속 모드에서의 인덕터 전류 iL의 파형을 나타낸 도면이다.
도 16 및 도 17은 전류 연속 모드에서 발생하는 문제점을 나타낸 도면이다.
도 18은 본 발명의 제2 실시예에 따른 직류-직류 변환기의 전류 밸런스 제어부를 나타낸 블록도이다.
도 19는 본 발명의 제2 실시예에 따른 직류-직류 변환기를 병렬 구동 제어하는 경우 전류 밸런스 제어부를 나타낸 블록도이다.
도 20은 본 발명의 실시예에 따른 직류-직류 변환기의 전류 밸런스 제어부를 나타낸 회로도이다.
도 21은 본 발명의 실시예에 따라 삼각파 제어부를 포함하는 직류-직류 변환기의 전류 밸런스 제어부를 나타낸 회로도이다.

이하, 본 발명의 실시예에 의한 직류-직류 변환기의 도면을 참고하여 상세하게 설명한다. 다음에 소개되는 실시 예들은 당업자에게 본 발명의 사상이 충분히 전달될 수 있도록 하기 위해 예로서 제공되는 것이다. 따라서, 본 발명은 이하 설명되는 실시 예들에 한정되지 않고 다른 형태로 구체화될 수도 있다. 그리고, 도면들에 있어서, 장치의 크기 및 두께 등은 편의를 위하여 과장되어 표현될 수도 있다. 명세서 전체에 걸쳐서 동일한 참조 번호들은 동일한 구성요소들을 나타낸다.

도 1은 본 발명의 제1 실시예에 따른 직류-직류 변환기를 나타낸 도면이다.

본 발명에 따른 제1 실시예는 복수개의 직류-직류 변환기(100)를 포함할 수 있다.

직류-직류 변환기(100)는 제어 신호를 기초하여 입력 전원(Vi)의 레벨을 변화시켜 출력 단자로 출력 전압(Vo)을 제공할 수 있다. 직류-직류 변환기(100)는 복수개로 구성되어 서로 병렬로 구동할 수 있다. 하나의 입력 전원은 분기되어 복수개의 직류-직류 변환기(100) 각각으로 입력될 수 있고, 상기 복수개의 직류-직류 변환기(100) 각각으로부터 출력되는 전압은 하나의 출력 단자로 출력 될 수 있다. 즉, 복수개의 직류-직류 변환기(100)는 입력 전원(Vi)의 레벨 변화를 개별 처리하여 하나의 출력 전압(Vo)으로 공급할 수 있다.

대 전류용 직류-직류 변환기를 설계하기 위하여 하나의 직류-직류 변환기를 사용하는 경우 하나의 직류-직류 변환기 내의 소자의 사이즈가 증가하고, 복잡도가 증가하는 문제가 있으나, 본 발명과 같이 복수개의 직류-직류 변환기(100)를 서로 병렬 연결하여 각 직류-직류 변환기(100)가 담당하는 전류 값을 줄일 수 있으므로, 복수개의 직류-직류 변환기(100) 내의 소자의 사이즈가 지나치게 증가하거나 회로의 복잡도가 증가하는 문제를 피하면서도 고출력이 가능한 효과가 있다.

상기 직류-직류 변환기(100)는 가공되지 않은 입력 전원(Vi)을 지정된 처리 과정을 거쳐 원하는 레벨의 출력 전원을 얻을 수 있는데, 이 때 원하는 출력 전원을 얻기 위하여 제어가 필요하다. 특히 입력 전압(Vi)과 부하 전류가 변할 수 있는 상황에서도 잘 조절된 출력 전압(Vo)을 얻기 위해서는 제어가 필수적이다.

상기 직류-직류 변환기(100)를 제어하는 방식으로 전압 모드 제어(Voltage mode control) 방식과 전류 모드 제어(Current mode control) 방식이 있다.

<전압 모드 제어 방식>

도 2는 직류-직류 변환기의 전압 모드 제어 방식을 설명하기 위한 도면이고, 도 3은 도 2의 제어 신호의 구동 파형을 나타낸 도면이다.

우선 도 2 및 도 3을 참조하여 전압 모드 제어 방식을 살펴본다. 단, 이 경우 직류-직류 변환기(100)는 일 예인 벅(Buck) 타입으로 표현하여 설명한다.

벅 타입의 변환기는 출력 전압이 입력 전압보다 낮게 나타나는 특성을 가진다.

전압 모드 제어 방식의 직류-직류 변환기(100)는 다이오드(D), 인덕터(L)와 커패시터(C)로 구성된 L-C(인덕터-커패시터) 필터, 부하 저항(R)과 스위치 소자(SW)를 포함할 수 있다.

상기 스위치 소자(SW) 트랜지스터가 될 수 있고, 그의 일 단자는 입력 전원(Vi)의 일 단자에 연결되고, 타 단자는 다이오드(D)의 캐소드(Cathode) 단자에 연결될 수 있다. 상기 인덕터(L)의 일 단자는 다이오드(D)의 캐소드 단자와 연결되고, 타 단자는 커패시터(C)의 일 단자와 연결될 수 있다. 상기 커패시터(C)의 타 단자는 다이오드(D)의 애노드(Anode) 단자 및 상기 입력 전원(Vi)의 타 단자와 연결될 수 있다. 상기 부하 저항(R)은 커패시터(C)와 병렬 연결될 수 있다.

전압 모드 제어 방식은 직류-직류 변환기(100)의 출력 전압을 피드백 받아 직류-직류 변환기(100)의 스위치 소자(SW)를 제어하는 PWM(Pluse width modulate) 신호를 발생하는 제어부(200)를 포함할 수 있다.

상기 제어부(200)는 오차 증폭기(210), 비교기(220) 및 스위치 구동부(230)를 포함할 수 있다.

상기 오차 증폭기(210)는 제1 및 제2 저항(R1, R2)에 의하여 전압 분배된 출력 전압(Vo)의 분배 전압(Vd)을 기초로 직류-직류 변환기(100)의 출력 전압(Vo)의 오차를 증폭하여 제어 전압(Vc; Vcontrol)을 출력한다.

상기 오차 증폭기(210)는 제1 연산증폭기(OP1)로 구성될 수 있고, 상기 제1 연산증폭기(OP1)의 반전 단자에는 제1 및 제2 저항(R1, R2)을 거친 직류-직류 변환기(100)의 출력 전압(Vo)이 인가되고, 비 반전 단자에는 기준 전압(Vref)이 인가된다.

상기 오차 증폭기(210)는 제1 및 제2 저항(R1, R2)을 거친 직류-직류 변환기(100)의 출력 전압(Vo)을 기준 전압(Vref)과 비교하여 여기서 나타나는 오차를 증폭하여 비교기(220)로 입력한다.

상기 비교기(220)는 오차증폭기(210)의 제어 전압(Vc)을 기초로 하여 구형파 펄스를 발생한다.

상기 비교기(220)는 제2 연산증폭기(OP2)로 구성될 수 있고, 비 반전 단자에는 오차증폭기(210)의 제어 전압(Vc)이 인가되고, 반전 단자에는 램프 신호(ramp)가 인가된다.

상기 비교기(220)는 램프 신호(ramp)와 오차증폭기(210)의 제어 전압(Vc)을 비교하여 직류-직류 변환기(100)를 구동하기 위한 구형파 펄스를 발생할 수 있고, 직류-직류 변환기(100)의 출력 오차에 상응하여 펄스폭을 조정함으로써 직류-직류 변환기(100) 출력 전압(Vo)을 안정화시킬 수 있다.

상기 스위치 구동부(230)는 비교기(220)의 출력을 기초로 하여 직류-직류 변환기(100)를 구동할 수 있다. 즉, 상기 직류-직류 변환기(100) 내에 포함된 스위치 소자(SW)의 온(ON), 오프(OFF)를 제어하여 직류-직류 변환기(100)의 기 설정된 전압(원하는 출력 전압(Vo) 레벨)을 일정하게 유지시킬 수 있다.

도 3을 참조하면, 제어 전압(Vc)과 램프 신호(ramp)에 따른 PWM 신호의 듀티비(Duty ratio)의 관계를 알 수 있다. 램프 신호(ramp)의 레벨이 제어 전압(Vc)의 레벨 이하인 경우 하이(High)레벨의 PWM 신호가 출력되고, 램프 신호(ramp)의 레벨이 제어 전압(Vc)의 레벨 이상인 경우 로우(Low)의 PWM 신호가 출력된다. 이 때 상기 램프 신호(ramp)의 주파수를 조절하는 경우 PWM 신호의 온 타임(On Time) 및 오프 타임(Off Time)이 달라질 수 있다. 이와 같이 램프 신호(ramp)의 주파수를 조절함으로써 직류-직류 변환기(100)의 스위칭 주파수를 결정할 수 있다.

<전류 모드 제어 방식>

도 4는 직류-직류 변환기의 전류 모드 제어 방식을 설명하기 위한 도면이고, 도 5는 도 4의 제어 신호의 구동 파형을 나타낸 도면이다.

전류 모드 제어 방식은 일정 주파수의 클럭으로 스위치를 도통시키고 스위칭 전류 또는 인덕터 전류가 설정값에 도달한 순간에 차단시키는 제어 방법이다.

도 4 및 도 5를 참조하면, 전류 모드 제어 방식의 직류-직류 변환기(100)는 다이오드(D), 인덕터(L), 커패시터(C)로 구성된 L-C(인덕터-커패시터) 필터, 부하 저항(R)과 스위치 소자(SW)를 포함할 수 있다.

전류 모드 제어 방식은 직류-직류 변환기(100)의 출력 전압을 피드백 받아 직류-직류 변환기(100)의 스위치 소자(SW)를 제어하는 PWM(Pluse width modulate) 신호를 발생하는 제어부(200)를 포함할 수 있다.

상기 제어부(200)는 오차 증폭기(210), 비교기(220) 그리고 RS 래치(Latch)를 포함할 수 있다.

동작을 살펴보면 일정 주파수의 클럭에 의해 RS 래치가 세트된다. 이 세트에 의해 스위치가 도통되면 스위치 전류(is; iswitch)는 상승하기 시작한다. 한편 비교기(220)는 스위치 전류(is)의 피크값과 오차 증폭기(210)의 출력(ic; icontrol)을 비교한다. 이에 스위치 전류(is)가 설정값에 도달하면 RS 래치는 리셋되어 Q는 차단된다. 이렇게 하여 듀티비 D가 결정되고 이 동작이 반복됨으로써 원하는 레벨의 일정한 출력 전압(Vo)을 얻을 수 있다. 상기 스위치 전류(is)는 스위치 소자(SW)에 흐르는 전류가 되거나 인덕터(L)에 흐르는 전류, 다이오드(D)에 흐르는 전류 또는 출력 저항(R)에 흐르는 전류 중 어느 하나가 될 수 있다.

한편 전류 모드 제어 방식에서 듀티비가 50% 이상이 되는 경우에는 하모닉이 생기는 것을 방지하기 위하여 추가적으로 슬로프 보상(slope compensation)을 해줄 수 있다.

<위상 변조부를 포함하는 복수개의 직류-직류 변환기의 구동 방식>

도 6는 위상 변조부를 포함하는 복수개의 직류-직류 변환기의 구동 방식을 설명하기 위한 블록도이고, 도 7은 도 6의 각 블록(복수개의 직류-직류 변환기 각각)에서 센싱한 센싱 전류(current sensing)를 나타낸 파형도이다.

도면 상으로 A, B, C 및 D 블록은 4개의 직류-직류 변환기 각각을 의미할 수 있다.

도 6을 참조하여 전술한 전류 모드 제어 방식에 따른 복수개의 직류-직류 변환기(100)의 구동 방법을 설명한다.

복수개의 직류-직류 변환기(100)는 하나의 출력 전압(Vo)이 복수개의 위상 변조부(300)로 인가될 수 있다. 상기 출력 전압(Vo)은 직류-직류 변환기(100)의 출력 전압(Vo)으로써 제어부(200)의 분배 전압에 의하여 분배된 전압(Vd)일 수도 있다.

상기 복수개의 위상 변조부(300)는 페이저 시프트(phase shift)를 통해 90도 위상차를 가지는 출력을 출력할 수 있다.

복수개의 직류-직류 변환기(100)의 센싱 전류는 블록 A, B, C 및 D 별로 개별 센싱하고 리플을 저감하기 위하여 블록 A, B, C 및 D 별로 페이저 시프트 할 수 있다. 이와 같이 위상차를 가진 출력들이 하나로 모이면 서로 간의 상보작용을 통해 단일 직류-직류 변환기에 비해 리플의 크기가 저감되고 전자파 특성을 개선할 수 있다.

한편 도면 상으로 4개의 직류-직류 변환기(100)와 이에 대응하는 4개의 위상 변조부(300)를 도시하였으나, 이에 한정되는 것은 아니고, 3개로 구성될 수 있으며, 이 때 위상 변조부(300)는 0도, 120도 그리고 240도씩 시프트하는 기능을 가질 수 있다.

<삼각파를 이용한 전류 모드 제어 방식의 직류-직류 변환기>

도 8은 본 발명의 제1 실시예에 따른 직류-직류 변환기와 이를 제어하는 제어부를 나타낸 도면이다.

도 8을 참조하여 본 발명의 제1 실시예에 따른 삼각파를 이용한 전류 모드 제어 방식의 직류-직류 변환기(100)의 제어 방법을 설명한다.

본 발명의 제1 실시예에 따른 직류-직류 변환기(100)는 고 출력을 얻기 위하여 복수개의 직류-직류 컨버터(100)가 병렬 운전할 수 있고, 도 8은 그 중의 하나의 직류-직류 변환기(100)만 표현한 것이다.

실시예는 직류-직류 변환기(100)와 제어부(200) 그리고 삼각파 발생부(400)를 포함할 수 있다.

상기 제어부(200)는 오차 증폭기(210), 비교기(220) 그리고 RS 래치(Latch)를 포함할 수 있다. 또한 상기 제어부(200)는 상기 삼각파 발생부(400)를 포함하는 개념일 수 있다.

이들의 동작을 살펴보면 일정 주파수의 클럭에 의해 RS 래치가 세트된다. 이 세트에 동기하여 펄스 신호가 발생될 수 있다.

상기 비교기(220)는 삼각파의 피크값과 오차 증폭기(210)의 출력(ic; icontrol)을 비교한다. 이에 삼각파가 설정값(ic; icontrol)에 도달하면 RS 래치는 리셋되어 Q는 차단된다. 이렇게 하여 듀티비 D가 결정되고 이 동작이 반복됨으로써 원하는 레벨의 일정한 출력 전압(Vo)을 얻을 수 있다.

제1 실시예는 센싱 전류를 이용하지 하고 외부의 삼각파 발생부(400)로부터 인위적으로 센싱 전류와 등가인 삼각파를 인가하는 방식이다. 즉, 전류 모드 제어 방식에서 삼각파를 이용하는 방식이다.

이처럼 새로운 개념의 삼각파를 이용한 전류 모드 제어 방식은 다음과 같은 효과를 가질 수 있다.

전류 모드 제어 방식에서 전류를 센싱하기 위하여 전압의 크기는 일반적으로 1V가 필요하다고 할 때, 이 때 62.5A가 유입되는 경로에서 전류의 센싱 하고자 한다면, 센싱을 위한 센싱 저항은 옴의 법칙에 따라서 16m옴이 필요하다. 이 때 센싱 저항에서 손실되는 전력

가 된다. 이와 같이 센싱 저항에서 소모되는 전력이 매우 크다는 문제가 있다. 그런데 본 발명의 실시예에 따르면 전류를 센싱하지 않고 등가의 삼각파를 이용함으로써 직류-직류 변환기(100)를 제어할 수 있으므로, 전력 손실을 줄일 수 있는 이점이 있다.

<본 발명의 실시예에 따른 삼각파 발생부>

도 9는 본 발명의 실시예에 따른 삼각파 발생부를 나타낸 도면이고, 도 10은 본 발명의 실시예에 따른 삼각파 발생부의 구동 파형을 나타낸 도면이다.

도 9 및 10을를 참조하여 삼각파 발생부(400)를 설명한다.

삼각파 발생부(400)는 정전류원(410), 펄스 신호를 출력하는 삼각파 제어부(420), 상기 펄스 신호를 반전하여 출력하는 인버터(430), 상기 정전류원(410)의 전류에 의해 충전되는 제1 커패시터(C1)와 상기 펄스 신호에 따라 제어되어 상기 제1 커패시터(C1)의 충전 또는 방전을 제어하는 제1 스위치 소자(SW1)를 포함할 수 있다.

상기 펄스 신호는 상기 제1 커패시터(C1) 양단의 전압이 오차증폭기(210)로부터 출력되는 제어 신호의 레벨에 도달하는 경우 하이(High) 레벨에서 로우(Low) 레벨로 천이하고, 로우(Low) 레벨의 상기 펄스 신호에 의하여 상기 제1 스위치 소자(SW1)가 턴온되어 상기 제1 커패시터(C1)가 방전할 수 있다.

구체적으로 동작관계를 살펴보면, 상기 정전류원(410)에 의하여 일정한 전류(icapacitor)가 제1 커패시터(C1)로 유입되면 상기 제1 커패시터(C1)의 양단의 전압은 일정한 기울기를 가지며 증가할 수 있다. 구체적으로 커패시터의 전압 전류 관계식에 따라

관계가 성립한다. 이로부터 커패시터 양단의 전압

가 된다. 정전류원(410)의 전류(icapacitor)가 일정한 상수 값 K라고 하면, 커패시터 양단의 전압은

와 같이 되어 삼각파가 될 수 있다.

삼각파 제어부(420)는 CS 단자로부터 커패시터 양단의 충전 전압(Vout)을 읽어드려 이 충전 전압(Vout)과 오차증폭기(210)로부터 출력되는 제어 전류(Ic)에 기인한 제어 신호의 레벨을 서로 비교하여 충전 전압(Vout)의 피크값이 제어 전류(Ic)에 도달할 때까지 하이 레벨의 Ton 신호를 출력한다. 이 때 하이 레벨의 Ton 신호의 반전 신호를 출력하는 인버터(430)에 의하여 제1 스위치 소자(SW1)는 오프(Off)상태를 유지할 수 있다. 그리고 충전 전압(Vout)의 피크값이 제어 전류(Ic)에 도달하는 경우 로우 레벨의 Ton 신호를 출력하고 그에 따라 인버터(430)는 하이 레벨을 출력함으로써 제1 스위치 소자(SW1)를 턴 온(Turn On) 시킬 수 있고, 그에 따라 제1 커패시터(C1)는 방전될 수 있다. 또한 상기 삼각파 제어부(420)는 제어부(200)의 RS 래치의 세트와 동기시키기 위하여 클럭 신호를 읽어드릴 수 있다.

이와 같은 동작을 반복하면서 삼각파 발생부(400)는 삼각파를 발생할 수 있다.

상기 삼각파에 의하여 직류-직류 변환기(100)에 포함된 스위치 소자(SW)의 온 타임(On Time) 및 오프 타임(Off Time)의 비율인 듀티비(시비율)이 달라질 수 있다. 상기 듀티비가 달라지면 상기 직류-직류 변환기(100)의 입력 전원(Vi)의 레벨의 조절 정도가 달라질 수 있다.

한편 상기 직류-직류 변환기(100)가 복수개로 구비되어 서로 병렬로 연결되는 경우 상기 직류-직류 변환기(100) 각각을 제어하는 제어부(200)는 복수로 구비될 수 있다.

또한 상기 직류-직류 변환기(100)를 변환기로 지칭할 수 있고, 상기 변환기와 상기 제어부(200)를 모두 포함하여 직류-직류 변환기로 지칭할 수 있다.

<삼각파 발생부의 정전류원>

도 11은 본 발명의 실시예에 따른 삼각파 발생부를 구성하는 정전류원의 회로도이다.

도 11을 참조하면, 삼각파 발생부(400)에서 정전류원(410)을 구체화하였다.

정전류원(410)은 기준 전압(Vref)을 R3, R4 저항에 의하여 전압 분배하여 제3 연산 증폭기(OP3)의 비반전단자(+)로 입력하고, 분배된 전압(Vd; 이 때의 분배된 전압은 도 4의 분배전압(Vd)과 다르다)이 제3 연산 증폭기(OP3)의 반전단자(-)의 전압이 되면서 R5 저항 양단에는 기준 전압(Vref)과 분배된 전압(Vd)의 전위차에 제2 스위치(SW2)가 도통한다. 그리고 제2 스위치(SW2)가 도통함에 따라 일정한 전류(Icapacitor)가 제1 커패시터(C1)를 충전할 수 있다.

상기 제1 커패시터(C1)가 충전될 때 Vout은 증가한다. 삼각파 제어부(420)는 증가하는 Vout 전압을 읽어드려 Vout이 제어 전류(Ic) 값에 도달하는 경우 로우 레벨의 Ton 신호를 출력하고 그에 따라 제1 스위치(SW1)가 턴온하고, 제1 커패시터(C1)는 방전한다. 이러한 과정을 반복하면서 Vout 단자로 삼각파가 발생될 수 있다.

도 12 내지 도 15는 본 발명을 전류 불연속 모드로 제어하는 경우 구동 파형을 나타낸 도면이다.

본 발명에 따른 실시예는 전류 불연속 모드에서 동작 시 그 효과가 극대화 될 수 있다.

도 12 내지 도 14를 참조하면, 직류-직류 변환기(100)는 부하 저항(R)이나 인덕터(L)의 인덕턴스에 따라서 인덕터에 흐르는 전류가 0이되는 기간이 생길 수 있다. 이 기간에서 스위치 소자(SW) 및 다이오드(D)가 모두 차단 상태가 될 수 있다. 이렇게 인덕터 전류가 0이 되는 상태가 존재하는 동작 모드를 전류 불연속 모드라고 한다.

이하 인덕터의 전류가 불연속 모드로 동작하기 위한 조건을 설명한다.

불연속 모드로 동작하기 위한 조건을 설명하기에 앞서 인덕터 전류(iL)과 출력 전압(vo)에 대한 정상상태를 해석한다.

<정상상태해석>

< 정상상태해석-전류 상승 구간

>

스위치 소자(SW)가 주기 T, 듀티비 D로 스위칭될 때 인덕터(L) 전류 iL과 인덕터 전압 vL은 도 12와 같다.

스위칭 주기 T에 대하여 DT 구간 동안 직류-직류 변환기(100)에서 KVL을 적용하면 인덕터 전압vL을 아래의 식(1)과 같이 구할 수 있다.

---(1)

또한, 인덕터(L) 전류 iL과 인덕터 전압 vL과계는 다음 식(2)와 같다.

---(2)

식(1),(2)로부터 인덕터에 흐르는 전류의 기울기는 다음 식(3)과 같다

---(3)

그런데 정상상태에서 출력 전압 vo는 입력전압 vi보다 작으므로 스위치 소자(SW)가 입력전원과 연결되는 DT 구간 동안 인덕터 전류 iL은 식(3)의 기울기로 증가한다. 따라서 도 13과 같이 스위치 소자(SW)가 전원과 연결되는 순간(t=0) 인덕터 전류는 최소인 Imin이 되며, 스위치 소자(SW)가 전원과 연결된 후 DT 시간 후(t=DT)에 최대인 Imax로 증가한다. 따라서 식(3)은 다음 식(4)와 같다.

---(4)

식(4)로부터 인덕터의 최대전류 Imax는 다음 식(5)와 같다.

---(5)

여기서, 출력 전압 vo의 리플 성분이 인덕터(L) 및 커패시터(C)의 L-C 필터에 의해서 대부분 제거되는 경우, 출력 전압vo는 일정한 직류전압 Vo가 될 수 있다. 이 경우 식(5)의 적분식을 해석하면 DT 구간 동안 인덕터(L)의 전류 iL은 다음 식(6)과 같이 상승한다.

----(6)

< 정상상태해석-전류 하강 구간

>

스위치 소자(SW)가 턴 오프되는 (1-D)T 구간 동안 직류-직류 변환기(100)는 도 14와 같다.

이 회로에 KVL을 적용하면 인덕터 전압 vL을 식(7)과 같이 구할 수 있다.

---(7)

인덕터 전류 iL과 인덕터 전압 vL과의 관계는 식(2)와 동일하므로 인덕터 전류 iL의 기울기는 다음 식(8)과 같다

---(8)

정상상태에서 출력 전압 vo는 0보다 크다. 따라서 인덕터 전류 iL은 스위치 소자(SW)가 턴 오프되는 순간부터 (1-D)T 구간 동안 도 12의 그래프와 같은 기울기로 감소한다. 즉 인덕터 전류 iL은 스위치 소자(SW)가 턴 오프되는 순간(t=DT)에서 최대인 Imax가 되고, (1-D)T 시간 후 (t=T)에 최소인 Imin으로 감소한다. 식(8)에서 인덕터 전류 iL은 다음 식(9)와 같다.

---(9)

인덕터 전류의 최소값 Imin은 다음 식(10)과 같다

---(10)

여기서 출력 전압 vo는 전압 vs의 교류 성분이 L-C 필터에 의해서 대부분 제거되는 경우라고 가정하면 일정한 직류 전압 Vo가 된다. 이 경우 식(10)의 적분식을 해석하면 (1-D)T 구간 동안 인덕터 전류 iL의 변동은 다음 식(11)과 같다

---(11)

< 정상상태해석-출력 전압 Vo>

도 13과 같이 인덕터 전류 iL은 DT 구간 동안 상승하고, (1-D)T 구간 동안 하강한다. 정상상태에서 전류의 상승과 하강폭은 동일하므로 식(6)과 식(11)로부터 다음과 같이 출력 전압의 평균값 Vo에 대한 관계식 (12)를 얻을 수 있다.

----(12)

식(12)를 정리하면,

---(13)와 같다.

<출력 전류 iL>

직류-직류 변환기(100)의 스위치 소자(SW)의 스위칭 동작에 따른 인덕터 전류 iL은 식(5)와 식(9)를 해석하여 구할 수 있다. 그런데 도 13과 같이 인덕터 전류 iL의 증가나 감소는 직선적으로 변하므로 인덕터(L)에 흐르는 전류의 평균값을 IL이라고 하면 IL은 다음 식(14)와 같다

---(14)

도 14에서 KCL을 적용하면

---(15)와 같다.

그런데 정상상태에서 커패시터 전류의 평균값을 Ic라고 하면 Ic는 0이 되므로 인덕터 전류의 평균값 IL은 부하전류 io의 평균값인 Io와 같다. 즉,

---(16)

그러므로 인덕터 전류 iL의 최소값과 최대값인 Imin, Imax는 식(12), 식(14) 그리고 식(16)으로부터 다음과 같이 구할 수 있다.

---(17)

---(18)

<전류 불연속 모드>

도 15는 전류 불연속 모드에서의 인덕터 전류 iL의 파형을 나타낸 도면이다.

도 15와 같이 직류-직류 변환기(100)의 전류 불연속 모드로 동작할 조건은 인덕터 전류 iL의 전류 최소값인 Imin이 0보다 작은 경우이다. 따라서 식 (18)이 0보다 작은 조건을 구하면 다음과 같다.

---(19)

즉, 식(19)와 같은 조건에서 본 발명에 따른 실시예는 전류 불연속 모드로 동작할 수 있다.

예를 들어 직류-직류 변환기(100)의 입력 전원이 100V이고 스위치 소자(SW)의 스위칭 주파수가 100kHz로 제어되고, 커패시터(C)의 커패시턴스가 5 충분히 커서 출력 전압 vo가 일정하고, 인덕터(L)의 인덕턴스가 50uH이며, 듀티비가 0.5라고 하면 식(19)로부터 출력 전류 Io는 2.5A 미만일 때 전류 불연속 모드로 동작할 수 있다.

이상과 같이 전류 불연속 모드에서 동작시키기 위한 조건을 설명하였는데 본 발명의 실시예를 전류 연속 모드에서 동작시키고자 하는 경우 발생하는 문제를 설명한다.

도 16 및 도 17은 전류 연속 모드에서 발생하는 문제점을 나타낸 도면이다.

도 16 및 도 17을 참조하면, 블록 A, B, C 및 D의 직류-직류 변환기(100) 각각의 소자의 편차 등의 이유로 삼각파 발생부(400)에서 삼각파 제어부(420)의 제1 스위치(SW1)의 턴 온 및 턴 오프 시간이 달라질 수 있다. 이때 삼각파의 기울기가 달라질 수 있다. 즉, 도면 상으로 TA>TB=TC=TD가 될 수 있다. 그에 따라 삼각파의 기울기가 가장 큰 A 블록으로 전류 쏠림 현상이 일어 날 수 있다. 그에 따라 A 블록의 출력 전류가 증가하면서, A 블록은 전류 연속 모드가 되지만, 다른 블록인 B, C 및 D 블록의 출력 전류는 전류 불연속 모드가 된다. 따라서 본 발명의 실시예는 전류 불연속 모드가 아닌 전류 연속 모드로 사용하는 경우에는 각 블록 별로 전류 연속 모드와 전류 불연속 모드가 혼재하는 문제가 발생한다. 따라서 상기 식(19)의 조건에 따라서 본 발명에 따른 직류-직류 변환기를 전류 불연속 모드로 유지하는 경우에는 각 블록 중 어느 하나에 전류 쏠림 현상을 방지할 수 있고, 각 블록 모두 전류 불연속 모드를 유지할 수 있다. 그리하여 원하는 레벨의 출력을 얻을 수 있는 동시에, 전류를 센싱하기 위한 센싱 저항을 구비하지 않으므로써 전력 손실을 줄일 수 있는 이점이 있다.

한편 본 발명에 따른 실시예는 에너지 충전 시스템에 적용할 수 있고, 특히 LED 제어 전원에 이용될 수 있다.

상기 LED 제어 전원을 구성하는 메인 변환기와 보조 변환기 중에서 전류 불연속 모드에서 동작하는 보조 변환기에 본 발명이 적용될 수도 있다.

또한 배전망(Electrical Distribution Network)에 연결되는 장비에서 전력 컨디셔닝의 중요하므로, 비선형 특성을 개선하기 위해 이용되는 역률 개선 회로(Power Factor Correction; PFC)는 전류 불연속 모드로 제어할 수 있으므로, 상기 역률 개선 회로에 본 발명을 적용할 수도 있다.

<직류-직류 변환기의 전류 밸런스 제어부>

도 18은 본 발명의 제2 실시예에 따른 직류-직류 변환기의 전류 밸런스 제어부를 나타낸 블록도이다.

도 18을 참조하면, 본 발명의 제2 실시예에 따른 직류-직류 변환기(100)를 제어하는 제어부(200)와 상기 제어부(200)를 구성하는 전류 밸런스(balance) 제어부(500)는 제1 전류 감지부(511), 제1 전류 밸런스부(521), 제1 정전류부(531), 제1 삼각파 발생부(541) 그리고 평균화부(550)을 포함할 수 있다.

상기 제1 전류 감지부(511)는 직류-직류 변환기(100)의 출력 전류를 센싱하고, 증폭된 전압(V1(A))를 출력할 수 있다.

상기 평균화부(550)는 제1 전류 감지부(511)로부터 출력되는 전압(V1(A))과 서로 병렬 연결된 직류-직류 변환기들 각각으로부터 출력되는 전압(V1(B), V1(C), V1(D))을 평균하여 평균 전압을 출력(VAVG)를 출력할 수 있다.

상기 제1 전류 밸런스부(521)는 상기 제1 전류 감지부(511)의 출력 전압(V1(A))과 평균 전압(VAVG)의 차 신호를 증폭하여 제2 출력 전압(Vo(A))을 출력할 수 있다.

상기 제1 정전류부(531)는 상기 제1 전류 밸런스부(521)로부터 출력되는 제2 출력 전압(Vo(A))과 기준 전압(Vref)을 기초하여 일정한 전류를 출력할 수 있다.

상기 제1 삼각파 발생부(541)는 상기 제1 정전류원(531)로부터 출력되는 전류값에 기초한 기울기를 가진 삼각파(Vout(A))를 출력할 수 있다.

도 19는 본 발명의 제2 실시예에 따른 직류-직류 변환기를 병렬 구동 제어하는 경우 전류 밸런스 제어부를 나타낸 블록도이다.

본 발명의 다른 실시예는 서로 병렬 연결되어 구동하는 n(n은 2 이상의 자연수)개의 직류-직류 변환기(100)들 각각은 스위치 소자를 구비하고 있다. 상기 스위치 소자에 인가되는 제1 펄스 신호의 듀티비에 따라서 상기 직류-직류 변환기(100)에 인가되는 입력 전압(Vi)의 레벨이 조절되어 출력 전압(Vo)으로 출력된다. 이 때 상기 n 개의 직류-직류 변환기(100)들 각각을 제어하는 n 개의 제어부(200)에 관하여 설명한다.

상기 n 개의 제어부(200)들 각각은 상기 n 개의 직류-직류 변환기(100)로부터 전류들을 검출하여 검출된 전류들의 평균치와 검출된 전류들 중 어느 하나를 서로 비교하여 상기 제1 펄스 신호의 듀티비를 조절할 수 있다.

상기 전류 밸런스 제어부(500)는 상기 n 개의 센싱 전류(Iout(A)~Iout(n))를 검출하고 이를 증폭하여 n개의 제1 출력 전압을 출력하는 전류 감지부(510), 상기 n개의 제1 출력 전압(V1(A)~V1(n))을 평균하여 평균 전압(VAVG)을 출력하는 평균화부(550), 상기 평균 전압(VAVG)과 상기 n개의 제1 출력 전압(V1(A)~V1(n))을 비교하여 n개의 제2 출력 전압(Vo(A)~Vo(n))을 출력하는 전류밸런스부(520) 및 상기 n개의 제2 출력 전압(Vo(A)~Vo(n)) 각각에 따라 조절된 기울기를 가지는 n개의 삼각파(Vout(A)~Vout(n))를 발생하는 삼각파 발생부(540)를 포함할 수 있다.

상기 전류 감지부(510)는 제1 내지 제n 전류 감지부(511, 512...)를 포함하고, 상기 제1 내지 제n 전류 감지부(511, 512...) 각각은 상기 n개의 센싱 전류(Iout(A)~Iout(n)) 중 어느 하나의 센싱 전류를 검출하여 상기 n개의 제1 출력 전압(V1(A)~V1(n)) 중 어느 하나의 제1 출력 전압을 출력할 수 있다.

상기 전류밸런스부(520)는 제1 내지 제n 전류밸런스부(521, 522...)를 포함하고, 상기 제1 내지 제n 전류밸런스부(521, 522...) 각각은 상기 평균 전압(VAVG)과 상기 n개의 제1 출력 전압(V1(A)~V1(n)) 중 어느 하나의 제1 출력 전압과 비교하여 상기 n개의 제2 출력 전압(Vo(A)~Vo(n)) 중 어느 하나를 출력할 수 있다.

상기 삼각파 발생부(540)는 제1 내지 제n 삼각파 발생부(541, 542...)를 포함하고, 상기 제1 내지 제n 삼각파 발생부(541, 542...) 각각은 상기 n개의 제2 출력 전압(Vo(A)~Vo(n)) 중 어느 하나의 제2 출력 전압의 레벨에 따른 기울기를 가진 상기 n개의 삼각파(Vout(A)~Vout(n)) 중 어느 하나의 삼각파를 출력할 수 있다.

제어부(200)는, 상기 n개의 직류 직류 변환기(100)의 n개의 출력 전압 각각을 기준 전압(Vref)과 비교하고 상기 n개의 출력 전압의 오차를 증폭하여 상기 n개의 제어 신호(Ic)를 출력하는 오차 증폭기(210) 및 상기 n개의 직류 직류 변환기(100) 각각이 구비한 스위치 소자(SW) 중 어느 하나의 스위치 소자를 상기 n 개의 제어 신호(Ic;Icontrol) 중 어느 하나의 제어 신호와 상기 n개의 삼각파(Vout(A)~Vout(n)) 중 어느 하나의 삼각파와 비교하여 제어하는 비교기(220) 포함할 수 있다.

상기 제어부(200)는, 상기 n개의 제2 출력 전압(Vo(A)~Vo(n)) 각각에 따라 상이한 전류를 제공하는 n개의 정전류원(531, 532...)을 더 포함할 수 있다.

상기 삼각파 발생부(540)는, 상기 n개의 정전류원(531, 532...) 각각으로부터 출력되는 n개의 정전류(Ic; Icapacitor) 각각에 의하여 충전되는 n개의 커패시터(C) 상기 n개의 커패시터(C) 각각의 충전 또는 방전을 제어하는 n개의 제2 스위치 소자(SW2) 및 상기 n개의 제2 스위치 소자(SW2)의 턴 온(Turn On) 또는 턴 오프(Turn Off)를 제어하는 삼각파 제어부(420)를 포함할 수 있다.

상기 삼각파 제어부(540)는 상기 n개의 커패시터(C)의 충전 전압 중 어느 하나의 충전 전압과 상기 n개의 제어 신호(Ic; Icontrol) 중 어느 하나의 제어 신호를 기초하여 상기 n개의 제2 스위치 소자(SW2) 중 어느 하나를 제어할 수 있다. 또한 상기 삼각파는 상기 커패시터(C) 양단의 전압이다.

이 때 상기 직류-직류 변환기(100)는 벅(Buck) 타입일 수 있다.

도 19를 참조하여 전술한 내용을 구체적으로 살펴본다. 상기 직류-직류 변환기(100)가 복수개로 병렬 연결되어 구동되는 경우, 상기 전류 밸런스 제어부(500)는 복수개의 전류 감지부(510), 복수개의 전류 밸런스부(520), 복수개의 정전류부(530) 그리고 복수개의 삼각파 발생부(540)를 포함할 수 있다.

도면 상으로는 4개의 직류-직류 변환기(100)를 병렬 구동하는 경우를 나타내었지만 이에 한정되는 것은 아니고, 그 이상 또는 그 이하의 직류-직류 변환기(100)를 병렬 구동하는 경우라하면 가능하다.

4개의 직류-직류 변환기(100)를 병렬 구동하는 경우, 전류 밸런스 제어부(500)의 전류 감지부(510)는 제1 내지 제4 전류 감지부(511, 512, 513, 514)를 포함할 수 있고, 전류 밸런스부(520)는 제1 내지 제4 전류 밸런스부(521, 522, 523, 524)를 포함할 수 있고, 정전류부(530)는 제1 내지 제4 정전류부(531, 532, 533, 534)를 포함할 수 있으며, 삼각파 발생부(540)는 제1 내지 제4 삼각파 발생부(541, 542, 543, 544)를 포함할 수 있다.

상기 4개의 직류-직류 변환기(100) 각각은 A, B, C 및 D 블록으로 지칭할 수 있다.

또한 본 발명의 실시예에 따른 전류 밸런스 제어부(500)의 제1 내지 제4 전류 감지부(511, 512, 513, 514)로부터 출력되는 출력 신호를 인가받아 이들의 평균을 출력하는 평균화부(550)를 더 포함 할 수 있다.

상기 제1 내지 제4 전류 감지부(510)는 병렬 연결된 4개의 직류-직류 변환기(100)로부터 출력 전류(Iout(A), Iout(B), Iout(C), Iout(D))를 각각 검출할 수 있다.

상기 출력 전류(Iout(A), Iout(B), Iout(C), Iout(D))는 직류-직류 변환기(100)를 구성하는 인덕터(L)에 흐르는 전류이거나, 다이오드(D)에 흐르는 전류 또는 출력 부하(R)에 흐르는 전류 중 어느 하나일 수 있다.

상기 제1 내지 제4 전류 감지부(510)는 감지된 출력 전류(Iout(A), Iout(B), Iout(C), Iout(D))를 감지하고 이를 증폭하여 제1 출력 전압(V1(A), V1(B), V1(C), V1(D))을 각각 출력할 수 있다.

상기 제1 내지 제4 전류 밸런스부(521, 522, 523, 524) 각각은 제1 출력 전압(V1(A), V1(B), V1(C), V1(D))을 인가받고, 상기 평균화부(550) 또한 각각의 제1 출력 전압(V1(A), V1(B), V1(C), V1(D))을 인가받을 수 있다.

상기 평균화부(550)는 제1 출력 전압(V1(A), V1(B), V1(C), V1(D))을 기초하여 평균 전압(VAVG)을 출력할 수 있다.

제1 내지 제4 전류 밸런스부(521, 522, 523, 524) 각각은 상기 평균화부(550)로부터 출력되는 평균전압(VAVG)과 상기 제1 출력 전압(V1(A), V1(B), V1(C), V1(D)) 각각을 기초하여 차동 제2 출력 전압(Vo(A), Vo(B), Vo(C), Vo(D))을 출력할 수 있다.

상기 제1 내지 제4 정전류원(531, 532, 533, 534) 각각은 제2 출력 전압(Vo(A), Vo(B), Vo(C), Vo(D))과 기준 전압(Vref)을 기초하여 정전류를 출력할 수 있다.

상기 제1 내지 제4 삼각파 발생부(541, 542, 543, 544)는 상기 제1 내지 제4 정전류원(531, 532, 533, 534) 각각으로부터 출력되는 정전류를 이용하여 A, B, C 및 D 블록 각각 즉, 4개의 직류-직류 변환기(100) 각각으로 삼각파(Vout(A), Vout(B), Vout(C), V(out(D))를 출력할 수 있다.

구체적으로 상기 삼각파(Vout(A), Vout(B), Vout(C), V(out(D)) 각각은 도 8의 비교기(220)의 비반전단자(+)로 인가될 수 있다.

상기 제1 내지 제4 삼각파 발생부(541, 542, 543, 544)로부터 출력되는 삼각파(Vout(A), Vout(B), Vout(C), V(out(D)) 각각의 기울기에 따라서 직류-직류 변환기(100)들 각각이 구비한 스위치 소자(SW)의 온(ON) 오프(OFF)시간, 즉 듀티비가 달라질 수 있다.

상기 삼각파(Vout(A), Vout(B), Vout(C), V(out(D)) 각각의 기울기는 제1 출력전압(V1)과 평균 전압(VAVG)의 차동 증폭된 제2 출력전압(Vo)의 레벨에 따라서 달라질 수 있다.

A, B, C 및 D 블록 중 어느 하나로부터 출력되는 출력 전류가 평균치보다 큰 경우, 제2 출력 전압은 낮아져 삼각파의 기울기는 커지고, 그에 따라 온(ON) 시간이 감소하게 된다.

온(ON) 시간이 감소하면 해당 블록의 출력 전류가 낮아진다. 이와 같은 방식을 통해서 A, B, C 및 D 블록 각각의 출력 전류의 균형을 맞출 수 있다.

도 20은 본 발명의 실시예에 따른 직류-직류 변환기의 전류 밸런스 제어부를 나타낸 회로도이다.

도 19 및 도 20을 참조하면, 본 발명의 실시예에 따른 직류-직류 변환기(100)의 전류 밸런스 제어부(500)는 제1 내지 제5 증폭기(OP1, OP2, OP3, OP4, OP5)를 포함할 수 있다.

서로 병렬 연결되어 구동하는 n(n은 2 이상의 자연수)개의 직류-직류 변환기(100)들 각각은 스위치 소자를 구비하고 있다. 상기 스위치 소자(SW)에 인가되는 제1 펄스 신호의 듀티비에 따라서 상기 직류-직류 변환기(100)에 인가되는 입력 전압의 레벨이 조절되어 출력 전압으로 출력된다.

또한 상기 직류-직류 변환기(100)는 상기 직류-직류 변환기(100)로부터 전류를 센싱하기 위한 센싱 저항(R1)에 흐르는 상기 직류-직류 변환기(100)들의 출력 전류(Iout)에 의한 센싱 전압(Vout)들을 증폭하여 제1 출력 전압(V1)들을 출력하는 전류 감지부(510), 상기 제1 출력 전압(V1)들의 평균 전압(VAVG)과 상기 제1 출력 전압(V1)들 중 어느 하나와의 차동 신호를 증폭하여 제2 출력 전압(Vo)들을 전류 밸런스부(520)들에 의하여 제어될 수 있다. 또한 상기 제2 출력 전압(Vo)들의 레벨에 따라 상기 제1 펄스 신호의 듀티비가 제어될 수 있다.

상기 전류 감지부(510)들 각각은 상기 센싱 전압(Vout)을 비반전 증폭하는 제1 증폭기(OP1) 및 상기 제1 증폭기(OP1)의 출력을 상기 센싱 전압(Vout)의 차동 신호를 증폭하는 제2 증폭기(OP2)를 포함할 수 있다.

상기 전류 밸런스부(520)들 각각은 상기 제2 증폭기(OP2)의 출력 전압(V1)과 상기 평균 전압(VAVG)의 차동 신호를 증폭하는 제3 증폭기(OP3)를 포함할 수 있다.

상기 직류-직류 변환기를 제어하는 구성으로는 상기 제3 증폭기(OP3)의 출력 전압을 기초로 정전류를 출력하는 정전류원부(530)와 상기 정전류원부(530)로부터 출력되는 전류(Ic; Icapacitor)에 의해 삼각파를 발생하는 삼각파 발생부(540)가 더 구비될 수 있다.

상기 삼각파 발생부(540)는 상기 정전류원부(530)로부터 출력되는 전류(Ic; Icapacitor)에 의해 충전되는 커패시터(C), 상기 커패시터(C)와 연결되어 상기 커패시터(C)를 접지와 연결하여 방전하는 제2 스위치 소자(SW2) 및 상기 스위치 소자(SW2)를 제어하는 삼각파 제어부(420)를 포함할 수 있다.

상기 삼각파 제어부(420)는 상기 커패시터(C)의 충전 전압에 따라 상기 제2 스위치 소자(SW2)의 턴온 또는 턴 오프 할 수 있다.

상기 직류-직류 변환기(100)를 제어하는 구성으로써, 상기 평균 전압(VAVG)을 생성하는 평균화부(550)가 더 구비될 수 있다. 상기 평균화부(550)는 상기 제1 출력 전압(V1)들을 평균하여 출력하는 버퍼(OP5)를 포함할 수 있다.

한편 상기 센싱 전압(Vout)들 중 어느 하나의 센싱 전압의 레벨과 상기 평균 전압(VAVG)의 레벨을 비교하여 상기 삼각파의 기울기를 제어 할 수 있다.

도 20를 바탕으로 본 발명의 실시예를 구체적으로 설명한다.

제1 내지 제4 전류 감지부(511, 512, 513, 514)각각은 제1 및 제2 증폭기(OP1, OP2)와 제1 내지 제7 저항(R1, R2, R3, R4, R5, R6, R7)을 포함할 수 있고, 제1 내지 제4 전류 밸런스부(521, 522, 523, 524) 각각은 제3 증폭기(OP3)와 제8 내지 제10 저항(R8, R9, R10)을 포함할 수 있고, 제1 내지 제4 정전류부(531, 532, 533, 534) 각각은 제4 증폭기(OP4), 제1 스위치(SW1)와 제11 및 제 12 저항(R11, R12)을 포함할 수 있으며, 제1 내지 제4 삼각파 발생부(541, 542, 543, 544) 각각은 제2 스위치(SW2)와 커패시터(C)를 포함할 수 있다. 그리고 평균화부(550)는 제5 증폭기(OP5)와 제 13 내지 제 18 저항(R14, R15, R16, R17, R18)을 포함할 수 있다.

연산 증폭기로 구성될 수 있는 상기 증폭기들(OP1, OP2, OP3, OP4)과 이들과 연결된 저항들의 연결관계를 설명한다.

제1 증폭기(OP1)는 비반전 증폭기로 구성될 수 있다. 제1 증폭기(OP1)의 비반전단자(+)는 A, B, C, D 블록 각각의 전류 센싱 노드와 연결될 수 있다. 제1 저항(R1)은 A, B, C, D 블록 각각의 전류 센싱 노드와 N 노드 사이에 연결되고, 제2 저항(R2)은 제1 증폭기(OP1)의 반전단자(-)와 N 노드 사이에 연결되고, 제3 저항(R3)은 제1 증폭기(OP1)의 출력 단자와 제1 증폭기(OP1)의 반전단자(-) 사이에 연결될 수 있다.

제4 저항(R4)은 N 노드와 제2 증폭기(OP2)의 반자단자(-) 사이에 연결되고, 제5 저항은 제1 증폭기(OP1)의 출력 단자와 제2 증폭기의 비반전단자(+)와 연결되고, 제6 저항(R6)은 제2 증폭기(OP2)의 비반전단자(+)와 기준 접지 사이에 연결되고, 제7 저항(R7)은 제2 증폭기(OP2)의 반전단자(-)와 제2 증폭기(OP2)의 출력 단자 사이에 연결될 수 있다.

제8 저항(R8)은 제2 증폭기(OP2)의 출력 단자와 제3 증폭기(OP3)의 반전단자(-) 사이에 연결되고, 제9 저항은 제3 증폭기(OP3)의 음의 피드백을 구성하는 저항으로써, 제3 증폭기(OP3)의 반전단자(-)와 제3 증폭기(OP3)의 출력 단자 사이에 연결될 수 있다.

제10 저항(R10)은 제3 증폭기(OP3)의 출력 단자와 제4 증폭기(OP4)의 비반전단자(+) 사이에 연결되고, 제11 저항(R11)은 기준전압공급단자(Vref)와 제4 증폭기(OP4)의 비반전단자(+) 사이에 연결되고, 제12 저항(R12)은 기준전압공급단자(Vref)와 제4 증폭기(OP4)의 반전단자(-) 사이에 연결될 수 있다. 상기 제12 저항(R12)은 기준전압공급단자(Vref)와 제1 스위치 소자(SW1)의 에미터 단자 사이에 연결되기도 한다. 제4 증폭기(OP4)의 출력 단자는 제1 스위치(SW1)의 베이스 단자에 연결될 수 있다.

커패시터(C)는 제1 스위치(SW1)의 에미터 단자와 기준 접지 사이에 연결될 수 있고, 커패시터(C)는 제2 스위치(SW2)의 드레인 단자와 기준 접지 사이에 연결될 수도 있다.

제2 스위치(SW2)는 게이트 단자로 인가되는 제어 신호에 의하여 턴온 또는 턴오프될 수 있고, 드레인 단자가 제1 스위치(SW1)의 에미터 단자에 연결되고, 소스 단자가 기준 접지에 연결될 수 있다.

상기 제1 스위치(SW1)는 바이폴라 접합 트랜지스터(Bipolar Junction Transistor; BJT)가 될 수 있고, 상기 제2 스위치(SW2)는 모스펫(MOSFET) 트랜지스터가 될 수 있으나, 이에 한정되는 것은 아니고, 스위칭 역할을 할 수 있는 소자라면 가능하다.

제13 저항(R13)은 제1 전류감지부(511)의 제2 증폭기(OP2)의 출력 단자와 제5 증폭기(OP5)의 비반전단자(+) 사이에 연결되고, 제14 저항(R14)은 제2 전류감지부(512)의 제2 증폭기(OP2)의 출력 단자와 제5 증폭기(OP5)의 비반전단자(+) 사이에 연결되고, 제15 저항(R15)은 제3 전류감지부(513)의 제2 증폭기(OP2)의 출력 단자와 제5 증폭기(OP5)의 비반전단자(+) 사이에 연결되고, 제16 저항(R16)은 제4 전류감지부(514)의 제2 증폭기(OP2)의 출력 단자와 제5 증폭기(OP5)의 비반전단자(+) 사이에 연결되고, 제17 저항(R17)은 제5 증폭기(OP5)의 출력 단자와 제3 증폭기(OP3)의 비반전단자(+)와 연결되고, 제18 저항(R18)은 제3 증폭기(OP3)의 비반전단자(+)와 기준 접지 사이에 연결될 수 있으며, 제5 증폭기(OP5)의 반전단자(-)와 출력 단자는 서로 연결되어 비반전단자(+) 전압을 추종하는 버퍼로 동작할 수 있다.

<전류 밸런스 제어부의 동작 방식>

본 발명의 제2 실시예에 따른 전류 밸런스 제어부(500)의 동작 방식을 설명한다.

설명의 편의를 위하여 A 블록에 대응하는 제1 전류감지부(511), 전류밸런스부(521), 제1 정전류원(531), 제1 삼각파 발생부(541) 그리고 평균화부(550)를 중심으로 설명하고, 다른 블록도 동일한 작동 방식으로 적용 가능하다.

제1 전류감지부(511)로 인가되는 A 블록의 출력 전류(Iout(A); 센싱 전류)은 제1 저항(R1)을 지나면서 N 노드에 Vout 전압(센싱 전압)을 생성하고, Vout은 다음 식(1)과 같다

---(1)

상기 제1 저항(R1)은 센싱 저항이 될 수 있다. 따라서 센싱 전류(Iout(A))가 검출되면 제1 저항(R1)에 의하여 센싱 전압(Vout)이 검출될 수 있다.

제1 증폭기(OP1)의 비반전 증폭 특성에 따르면 제1 증폭기(OP1)의 출력 V1은 다음 식(2)와 같다

---(2)

제1 전류감지부(511)의 제2 증폭기(OP2)의 두 입력 단자에서 키르히호프 전류 방정식을 적용하면 출력 V1(A)는 다음 식(3)과 같다.

---(3)

제2 증폭기(OP2)가 차동 증폭기로 동작을 할 때 제2 증폭기(OP2)와 연결된 저항들이 식(4)의 관계가 성립한다고 본다.

---(4)

상기 식(4)에 따라서 상기 식(3)은 다음 식(5)와 같이 정리될 수 있다.

---(5)

상기 식(5)에 따르면 센싱 전류(Iout(A))가 증가하는 경우 제1 출력 전압(V1(A))의 전압 값은 감소할 수 있다.

평균화부(550)의 비반전단자(+)의 전압을 V+(OP5)라고 하고, 비반전단자(+)에서 키르히호프전류법칙(KCL)을 적용하면 다음 식(6)과 같다

---(6)

상기 식(6)을 정리하면, 식(7)과 같다

---(7)

A, B, C 및 D 블록에 대응하는 제1 내지 제4 전류감지부(511, 512, 513, 514) 각각으로부터의 출력 전압(V1(A), V1(B), V1(C), V1(D))의 평균을 계산하기 위하여 평균화부(550)의 저항들은 식(8)의 관계가 성립한다.

---(8)

식(8)을 식(7)에 적용하면, 제5 증폭기(OP5)의 비반전단자(+) 전압 V+(OP5)은 식(9)와 같다

---(9)

증폭기의 특성에 따라서 다음 식(10)의 관계가 성립한다.

---(10)

식(10)으로부터 A, B, C 및 D 블록에 대응하는 제1 내지 제4 전류감지부(511, 512, 513, 514) 각각으로부터의 출력 전압(V1(A), V1(B), V1(C), V1(D))의 평균 전압 VAVG가 계산될 수 있다.

제1 전류밸런스부(521)의 제3 증폭기(OP3)의 차동 증폭 특성에 따르면 상기 제3 증폭기(OP3)의 출력 전압은 식 (11)과 같다.

---(11)

제3 증폭기(OP3)의 차동 증폭 특성을 고려하여 상기 제3 증폭기(OP3)에 연결된 저항들의 관계는 식(12)와 같다.

---(12)

상기 식(12)를 식(11)에 적용하면, 제3 증폭기(OP3)의 출력 전압은 다음 식(13)과 같다.

---(13)

식 (13)에 따르면 제1 출력 전압(V1(A))의 전압이 감소하면 제3 증폭기(OP3)의 출력 전압(Vo(OP3))의 전압 값이 감소함을 알 수 있다.

제1 정전류원(541)을 구성하는 제4 증폭기(OP4)의 비반전단자(+) 노드에서 키르히호프전류법칙을 적용하면 식(14)와 같다.

---(14)

상기 식(14)를 정리하면, 제2 출력전압(Vo(A))은 식(15)와 같다.

---(15)

제1 정전류원(541)의 저항들이 식(16)과 같은 관계가 성립할 때, 제2 출력전압(Vo(A))은 식(17)과 같다.

---(16)

---(17)

제4 증폭기(OP4)의 연산증폭기 특성상 식(18)의 관계가 성립한다.

---(18)

이에 따라 제1 스위치(SW1)가 턴온되고, 삼각파 발생부(541)의 커패시터(C)에 정전류가 흐를 수 있다. 그 때의 정전류(Ic)는 식(19)와 같다.

---(19)

커패시터(C)의 전압-전류관계식에 따르면 삼각파 발생부(541)의 출력 전압(Vout)은 다음 식(20)과 같은 관계가 성립한다.

---(20)

도 21은 본 발명의 실시예에 따라 삼각파 제어부를 포함하는 직류-직류 변환기의 전류 밸런스 제어부를 나타낸 회로도이다.

도 21을 참조하면, 제1 삼각파 발생부(541)의 커패시터(C)가 충전될 때 Vout(A)은 증가한다. 삼각파 제어부(420)는 증가하는 Vout 전압을 읽어드려 Vout이 제어 전류(Ic) 값에 대응하는 전압값에 도달하는 경우, 로우 레벨의 Ton 신호를 출력하고, 상기 Ton 신호는 인버터(430)를 거쳐 제2 스위치(SW2)를 턴온시킨다. 상기 제2 스위치(SW2)가 턴온하는 경우 상기 커패시터(C)는 방전한다. 이러한 과정을 반복하면서 Vout 단자로 삼각파가 발생될 수 있다.

위 관계식에 따르면 임의의 블록의 센싱 전류가 감소하여 전체 블록의 센싱 전류 평균치보다 큰 경우라면, 전류 밸런스부(520)의 제2 출력 전압(Vo(A or B or C or D)의 값이 감소하여, 이에 대응하는 삼각파 발생부의 삼각파의 기울기가 커진다. 그에 따라 직류-직류 변환기(100)의 스위치 소자(SW)의 온(ON) 타임이 감소되어 해당 블록의 전류가 감소한다. 이러한 과정을 몇 주기 반복하면 전체 블록의 출력 전류가 동일해지는 효과를 가진다. 또한 본 발명에 따른 다른 실시예는 전류 불연속 모드 뿐만 아니라 전류 연속 모드에서도 동작 가능하다. 즉 전류 연속 모드로 동작 시 어느 하나의 블록은 전류 연속 모드가 되고, 나머지 다른 모드는 전류 불연속 모드가 되는 불안정한 동작 방식을 설명한 바 있으나, 본 발명의 제2 실시예에 따르면, 직류-직류 변환기(100)의 출력 전류를 피드백받아, 출력 전류의 균형을 맞출수 있으므로, 모든 블록이 전류 연속 모드로 동작하도록 할 수 있는 이점이 있다.

또한 블록 별 전류를 센싱하여 삼각파의 기울기를 조정할 수 있다. 이 때 사용되는 센싱 저항인 제1 저항(R1)은 1m옴 정도로 작게 구현 가능하다.

상기 센싱 저항인 제1 저항(R1)의 저항 값을 줄이는 경우 다음과 같이 전력 손실이 줄어든다.

또한 센싱 저항인 제1 저항(R1)을 작은 값으로 구현하는 경우라도 전류감지부(510)와 전류 밸런스부(520) 내의 증폭기가 입력을 증폭하여 출력한다. 이 처럼 여러 단계에 거쳐 센싱 전압(Vout)이 증폭되므로 센싱 전압이 작은 값을 가지더라도 검출이 가능하다. 이처럼 상기 제1 저항(R1)의 저항 값을 작게함으로써 센싱시 소비되는 전력을 감소할 수 있는 효과도 있다.

또한 전류 모드 제어 방식에서 설명한 센싱시 소비되는 전력이 62.5W였는데 본 발명의 제2 실시예에서는 센싱시 소비되는 전력이 3.9W로 감소함을 알 수 있다. 따라서 높은 소비 전력에 대응하는 센싱 저항의 선택의 어려움을 극복할 수 있는 이점도 가진다.

한편 본 발명에 따른 실시예는 대 전류를 취급하는 변환기에 적용될 수 있을 뿐만 아니라, 가전제품에 필요한 수많은 전자 부품에 전원을 공급하는데 이용될 수 있다. 구체적으로 전력 공급용 에너지 저장 시스템(Energy storage system; ESS)의 전원 공급 장치, 신재생 발전 단지용 ESS, 송/배전용 ESS 그리고 태양/ 풍력 발전 ESS 등에 사용될 수 있다.

특히 저 전력인 10A 이하의 전류를 요구하는 배터리 충 방전 시스템, 연료 전지 그리고 배터리팩을 구비한 전기 자동차에 적용될 수 있다.

이상에서 설명한 본 발명의 상세한 설명에서는 본 발명의 바람직한 실시 예를 참조하여 설명하였지만, 해당 기술 분야의 숙련된 당업자 또는 해당 기술분야에 통상의 지식을 갖는 자라면 후술할 특허청구범위에 기재된 본 발명의 사상 및 기술 영역으로부터 벗어나지 않는 범위 내에서 본 발명을 다양하게 수정 및 변경시킬 수 있음을 이해할 수 있을 것이다. 따라서, 본 발명의 기술적 범위는 명세서의 상세한 설명에 기재된 내용으로 한정되는 것이 아니라 특허청구범위에 의해 정하여져야만 할 것이다.

100 직류-직류 변환기
200 제어부
210 오차 증폭기
220 비교기
230 스위치 구동부
300 위상 변조부
400 삼각파 발생부
410 정전류원부
420 삼각파 제어부
430 인버터
500 전류 밸런스 제어부
510 전류감지부
511 제1 전류감지부
512 제2 전류감지부
513 제3 전류감지부
514 제4 전류감지부
520 전류 밸런스부
521 제1 전류 밸런스부
522 제2 전류 밸런스부
523 제3 전류 밸런스부
524 제4 전류 밸런스부
530 정전류원부
531 제1 정전류원부
532 제2 정전류원부
533 제3 정전류원부
534 제4 정전류원부
540 삼각파 발생부
541 제1 삼각파 발생부
542 제2 삼각파 발생부
543 제3 삼각파 발생부
544 제4 삼각파 발생부
550 평균화부

Claims (16)

1. 정전류원;
   상기 정전류원으로부터의 전류에 의해 충전되는 커패시터;
   클럭신호에 기초하고 상기 커패시터에 충전되는 충전 전압과 제어 신호의 레벨을 비교하여 펄스 신호를 출력하는 삼각파 제어부;
   상기 펄스 신호에 따라 제어되어 상기 커패시터를 충전 또는 방전하는 스위치 소자; 및
   상기 펄스 신호를 반전하여 상기 스위치 소자로 제공하는 인버터;를 포함하고,
   상기 삼각파 제어부는 상기 커패시터의 전압이 상기 제어 신호의 레벨에 도달하는 경우 펄스 신호를 로우 레벨로 출력하는 삼각파 발생부.
2. 삭제
3. 삭제
4. 제1 스위치 소자에 인가되는 제1 펄스 신호의 듀티비(Duty ratio)에 따라서 입력 전원의 레벨을 조절하여 출력 전압을 출력하는 변환기; 및
   정전류원, 상기 정전류원으로부터의 전류에 의해 충전되는 커패시터, 클럭신호에 기초하고 상기 커패시터의 전압과 제어 신호의 레벨을 비교하여 제2 펄스 신호를 출력하는 삼각파 제어부, 상기 제2 펄스 신호에 따라 제어되어 삼각파를 출력하고 상기 커패시터를 충전 또는 방전하는 제2 스위치 소자와 상기 제2 펄스 신호를 반전하여 상기 제2 스위치 소자로 제공하는 인버터를 구비한 삼각파 발생부, 상기 클럭 신호에 의하여 세트(Set)되는 RS 래치, 상기 변환기의 출력 전압과 기준 전압을 기초하여 상기 변환기의 출력 전압의 오차를 증폭하여 상기 제어 신호를 출력하는 오차 증폭기 및 상기 제어 신호와 상기 삼각파를 비교하여 상기 제1 스위치 소자를 제어하는 비교기를 포함하는 변환기 제어부;를 포함하고,
   상기 제1 펄스 신호의 듀티비는 상기 커패시터로부터 출력되는 삼각파에 따라 조절되고,
   상기 삼각파 제어부는 상기 커패시터의 전압이 상기 제어 신호의 레벨에 도달하는 경우 펄스 신호를 로우 레벨로 출력하는 직류-직류 변환기.
5. 삭제
6. 삭제
7. 제4 항에 있어서,
   상기 변환기는 벅(Buck) 타입인 직류-직류 변환기.
8. 제7 항에 있어서,
   상기 변환기는 L-C(인덕터-커패시터) 필터를 포함하고, 상기 변환기는 상기 L에 흐르는 전류가 불연속 한 전류 불연속 모드 방식으로 동작하는 직류-직류 변환기.
9. 삭제
10. 제4 항에 있어서,
    상기 RS 래치는 상기 삼각파의 피크값이 상기 오차 증폭기의 제어 신호의 레벨에 도달할 때 리셋되는 직류-직류 변환기.
11. 제4 항에 있어서,
    상기 변환기는 복수개로 구비되어 서로 병렬 연결되고,
    상기 변환기 제어부는 상기 복수개의 변환기 각각을 제어하는 복수개의 변환기 제어부를 구비한 직류-직류 변환기.
12. 제1 스위치 소자에 인가되는 제1 펄스 신호의 듀티비(Duty ratio)에 따라서 입력 전원의 레벨을 조절하여 출력 전압을 출력하는 변환기; 및 정전류원, 상기 정전류원으로부터의 전류에 의해 충전되는 커패시터, 클럭신호에 기초하고 상기 커패시터의 전압과 제어 신호의 레벨을 비교하여 제2 펄스 신호를 출력하는 삼각파 제어부, 상기 제2 펄스 신호에 따라 제어되어 상기 커패시터를 충전 또는 방전하는 제2 스위치 소자와 상기 제2 펄스 신호를 반전하여 상기 제2 스위치 소자로 제공하는 인버터를 구비한 삼각파 발생부 및 상기 클럭 신호에 의하여 세트(Set)되는 RS 래치, 상기 변환기의 출력 전압과 기준 전압을 기초하여 상기 변환기의 출력 전압의 오차를 증폭하여 상기 제어 신호를 출력하는 오차 증폭기 및 상기 제어 신호와 상기 삼각파를 비교하여 상기 제1 스위치 소자를 제어하는 비교기를 포함하는 변환기 제어부;를 포함하고, 상기 제1 펄스 신호의 듀티비는 상기 커패시터로부터 출력되는 삼각파에 따라 조절되고, 상기 삼각파 제어부는 상기 커패시터의 전압이 상기 제어 신호의 레벨에 도달하는 경우 펄스 신호를 로우 레벨로 출력하는 직류-직류 변환기를 구비한 역률 개선 회로.
13. 제12 항에 있어서,
    상기 역률 개선 회로는 전류 불연속 모드 방식으로 동작하는 역률 개선 회로.
14. 제1 항에 있어서,
    상기 정전류원은 제1 내지 제3 저항과 연산 증폭기와 스위치를 포함하고,
    상기 제1 및 제2 저항은 기준 전압을 분배하여 상기 연산 증폭기의 비반전단자로 입력하고,
    상기 연산 증폭기의 반전단자는 상기 제3 저항의 일단에 연결되고,
    상기 제3 저항의 타단은 기준전압이 입력되고,
    상기 스위치는 상기 연산 증폭기의 출력전압과 상기 제3 저항의 일단의 전압에 의해 도통되는 삼각파 발생부.
15. 제4 항에 있어서,
    상기 정전류원은 제1 내지 제3 저항과 연산 증폭기와 스위치를 포함하고,
    상기 제1 및 제2 저항은 기준 전압을 분배하여 상기 연산 증폭기의 비반전단자로 입력하고,
    상기 연산 증폭기의 반전단자는 상기 제3 저항의 일단에 연결되고,
    상기 제3 저항의 타단은 기준전압이 입력되고,
    상기 스위치는 상기 연산 증폭기의 출력전압과 상기 제3 저항의 일단의 전압에 의해 도통되는 직류-직류 변환기.
16. 제12 항에 있어서,
    상기 정전류원은 제1 내지 제3 저항과 연산 증폭기와 스위치를 포함하고,
    상기 제1 및 제2 저항은 기준 전압을 분배하여 상기 연산 증폭기의 비반전단자로 입력하고,
    상기 연산 증폭기의 반전단자는 상기 제3 저항의 일단에 연결되고,
    상기 제3 저항의 타단은 기준전압이 입력되고,
    상기 스위치는 상기 연산 증폭기의 출력전압과 상기 제3 저항의 일단의 전압에 의해 도통되는 역률 개선 회로.

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