CN102882375B - 一种开关式电源及其斜率补偿信号发生电路和控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种开关式电源及其斜率补偿信号发生电路和控制方法。该开关式电源包括：输出端子用于给负载供电；控制信号发生电路，提供第一控制信号；主开关，接收所述第一控制信号，其中所述主开关用于调节所述输出端子的输出电压；以及斜率补偿信号发生电路，包括输入端和输出端，其中输入端接收所述第一控制信号，输出端提供电流信号并耦接所述控制信号发生电路的输入端。该开关式电源具有效率高、适应性强、体积小等优点。

Description

一种开关式电源及其斜率补偿信号发生电路和控制方法

技术领域

本发明涉及开关式电源，具体地但不限于涉及纹波模式控制的降压变换器。

背景技术

开关式电源被广泛用于将一幅值的电压源转换成另一幅值的输出电压并给负载供电。开关式电源具有一主开关，通过控制主开关的占空比来调节输出电压的幅值。

降压变换器作为一种开关式电源，用于将一直流电压源转换成幅值减小的直流输出电压。图1示出了一个现有技术的降压变换器100示意图。降压变换器100包括了一个控制器11、主开关M、电感L和输出电容C。降压变换器100的主开关M通过由控制器11输出的脉宽调制(PWM)信号控制，从而调节降压变换器100的输出电压Vout。当负载12变化时，输出电压Vout将会偏移，通过检测输出电压Vout并给控制器11输送输出电压反馈信号FB，PWM信号的占空比变化，从而使Vout回归到预设值。

纹波模式控制为用于开关式电源的一种控制方式，其控制基于输出电压的纹波信号来实现。对降压变换器100而言，由于主开关M被一由高逻辑电平和低逻辑电平组成的PWM信号控制，降压变换器产生通过电感L的纹波电流IL。由于输出电容的等效串联电阻(ESR)的存在，纹波电流导致输出电压Vout也含有纹波电压成分。Vout的纹波电压为IL*RESR，其中RESR表示等效串联电阻的阻值。当含纹波电压的输出电压低于一参考电压时，主开关M被导通。为了实现稳定的控制，需要较大的纹波电压成分。然而，输出电压的纹波会影响负载12的正常工作。而且，输出电压的较大的纹波需要较大的ESR，而较大的ESR会降低电源的效率。因此需要采用含较小ESR的输出电容和额外的电路来产生和电感电流IL相似的斜率补偿电压信号。

图2所示的降压变换器中的补偿电路21用于纹波模式控制。该降压变换器包括主开关M₁和同步整流管M₂。补偿电路21包括电阻R′和耦接至电感L两端的电容C′。补偿电路21产生和输出电感电流IL形状相似的斜率补偿电压信号Vramp。然而，该补偿电路21为外置的电路，采用分立的元件，这些元件具有大尺寸和高成本。在一些应用中，补偿电路21和控制信号发生电路22集成在一个半导体芯片上。电阻R′和电容C′为固定值，斜率补偿电压信号的幅值不能被调节，从而不能适用不同的应用场合。

因此，需要一种新的采用斜率补偿的纹波模式控制方法来克服上述问题。

发明内容

为了解决前面描述的一个问题或者多个问题，本发明提出一种开关式电源，斜率补偿信号发生电路和控制开关式电源的方法。

根据本发明的一个方面，一种开关式电源包括：输出端子，耦接负载用于给负载供电；控制信号发生电路，具有输入端和输出端，其中所述控制信号发生电路的输出端提供第一控制信号；主开关，接收所述第一控制信号，其中所述主开关用于调节所述输出端子的输出电压；以及斜率补偿信号发生电路，具有输入端和输出端，其中所述斜率补偿信号发生电路的输入端接收所述第一控制信号，所述斜率补偿信号发生电路的输出端提供电流信号，其中所述电流信号基于所述第一控制信号产生，所述斜率补偿信号发生电路的输出端耦接所述控制信号发生电路的输入端。在一个实施例中，开关式电源包括降压变换器，其中所述电流信号模拟所述降压变换器的输出电感电流的下降阶段。在一个实施例中，开关式电源进一步包括电阻模块，其中所述斜率补偿信号发生电路的输出端耦接所述电阻模块用于产生斜率补偿电压信号，其中所述斜率补偿电压信号耦接所述控制信号发生电路的输入端。在一个实施中，开关式电源进一步包括反馈电路，其中所述反馈电路具有输入端和输出端，其中：所述反馈电路的输入端耦接所述输出端子；所述反馈电路的输出端耦接所述斜率补偿信号发生电路的输出端；以及所述控制信号发生电路进一步包括比较电路，所述比较电路具有第一输入端、第二输入端和输出端，其中所述比较电路的第一输入端耦接参考电压，所述比较电路的第二输入端耦接所述反馈电路的输出端，所述第一控制信号基于所述比较电路的输出端信号产生。在一个实施例中，所述控制信号发生电路进一步产生第二控制信号，所述斜率补偿信号发生电路包括：电流源；第一开关，具有第一端、第二端和控制端，其中所述控制端耦接所述第二控制信号，使得所述第一开关受所述第二控制信号控制；第二开关，具有第一端、第二端和控制端，其中所述第二开关的控制端耦接所述第一控制信号控制，使得所述第二开关受所述第一控制信号控制，其中所述第一开关的第一端耦接所述电流源，所述第一开关的第二端耦接所述第二开关的第一端，所述第二开关的第二端耦接参考地；电容，具有第一端和第二端，其中所述电容的第一端耦接所述第二开关的第一端，所述电容的第二端耦接所述第二开关的第二端；以及电流转换电路，将所述电容第一端的电压转换成所述斜率补偿信号发生电路输出端的电流信号。在一个实施例中，所述斜率补偿信号发生电路进一步包括与门，所述与门具有两个输入端和输出端，其中所述两个输入端分别接收所述第一控制信号和所述第二控制，所述输出端耦接所述第一开关的控制端。在一个实施例中，开关式电源进一步包括电流镜，所述电流镜耦接于系统频率电流源和所述斜率补偿信号发生电路之间。

根据本发明的另一个方面，一种斜率补偿信号发生电路包括：电流源；第一开关，具有第一端、第二端和控制端，其中所述控制端耦接第二控制信号，使得第一开关受所述第二控制信号控制；第二开关，具有第一端、第二端和控制端，其中所述第二开关的控制端耦接第一控制信号控制，使得所述第二开关受所述第一控制信号控制，其中所述第一开关的第一端耦接所述电流源，所述第一开关的第二端耦接所述第二开关的第一端，所述第二开关的第二端耦接参考地；电容，具有第一端和第二端，其中所述电容的第一端耦接所述第二开关的第一端，所述电容的第二端耦接所述第二开关的第二端；以及电流转换电路，将所述电容第一端的电压转换成所述斜率补偿信号发生电路的输出端的电流信号。在一个实施例中，所述电流转换电路包括：电阻，具有第一端和第二端，其中所述电阻的第一端耦接所述参考地；放大电路，具有第一输入端、第二输入端和输出端，其中所述放大电路的第一输入端接收所述电容第一端的电压，所述放大电路的第二输入端耦接所述电阻的第二端；以及晶体管，具有第一端、第二端和控制端，其中所述晶体管的控制端耦接所述放大电路的输出端，所述晶体管的第一端耦接所述电阻的第二端，所述晶体管的第二端耦接所述斜率补偿信号发生电路的输出端。

根据本发明的又一个方面，一种控制开关式电源的方法包括：采用第一控制信号控制所述开关式电源的主开关；采用第二控制信号控制所述开关式电源的同步整流管；基于所述第一控制信号和所述第二控制信号产生电流信号；通过电阻模块将所述电流信号转换成斜率补偿电压信号；以及基于所述斜率补偿电压信号和输出端反馈信号调制所述第一控制信号和第二控制信号。在一个实施例中，所述产生电流信号包括：当所述第一控制信号为逻辑低且所述第二控制信号为逻辑高时，为电容充电；当所述第一控制信号为逻辑高且所述第二控制信号为逻辑低时，将所述电容两端电压放电至零；当所述第一控制信号和所述第二控制信号都为逻辑低时，保持所述电容两端的电压；以及将所述电容两端的电压转换成电流信号。在一个实施例中，所述开关式电源包括电阻分压器用于产生所述输出端反馈信号，所述电阻分压器包括第一电阻和第二电阻，所述方法进一步包括所述电阻模块共用所述电阻分压器的元件，并且通过同时按比例调节所述第一电阻和所述第二电阻的阻值来调节所述斜率补偿电压信号。

根据本发明的实施例所提供的开关式电源和斜率补偿信号发生电路及控制方法，具有效率高、适应性强、体积小等优点。

附图说明

为了更好的理解本发明，将根据以下附图对本发明进行详细描述：

图1示出了一个现有技术的降压变换器的示意图；

图2示出了一个现有技术的含补偿电路的降压变换器；

图3A示出了根本本发明一实施例的开关式电源的示意框图；

图3B示出了根据本发明一实施例的含独立电阻模块的开关式电源示意框图；

图4示出了根据本发明一实施例的降压变换器系统；

图5示出了根据本发明一实施例的含斜率补偿信号发生电路的开关式电源示意图；

图6A示出了根据本发明一实施例的持续电流模式(CCM)开关式电源的多个信号的波形图；

图6B示出了根据本发明一实施例的断续电流模式(DCM)开关式电源的多个信号的波形图；

图7示出了根据本发明一实施例的斜率补偿信号发生电路的电流转换电路示意图；

图8示出了根据本发明一实施例的驱动电路示意图；

图9示出了根据本发明一实施例的含误差放大器的开关式电源示意图；

图10示出了根据本发明一实施例的另一个斜率补偿信号发生电路示意图；

图11示出了根据本发明一实施例的开关式电源控制方法流程示意图；

图12示出了根据本发明一实施例的电流信号产生方法流程示意图。

下面将参考附图详细说明本发明的具体实施方式。贯穿所有附图相同的附图标记表示相同的或相似的部件或特征。

具体实施方式

下面将详细描述本发明的具体实施例，应当注意，这里描述的实施例只用于举例说明，并不用于限制本发明。在下面对本发明的详细描述中，为了更好地理解本发明，描述了大量的细节。然而，本领域技术人员将理解，没有这些具体细节，本发明同样可以实施。为了清晰明了地阐述本发明，本文简化了一些具体结构和功能的详细描述。此外，在一些实施例中已经详细描述过的类似的结构和功能，在其它实施例中不再赘述。尽管本发明的各项术语是结合具体的示范实施例来一一描述的，但这些术语不应理解为局限于这里阐述的示范实施方式。

上述本发明的说明书和实施仅仅以示例性的方式对本发明进行了说明，这些实施例不是完全详尽的，并不用于限定本发明的范围。对于公开的实施例进行变化和修改都是可能的，其他可行的选择性实施例和对实施例中元件的等同变化可以被本技术领域的普通技术人员所了解。本发明所公开的实施例的其他变化和修改并不超出本发明的精神和保护范围。

本发明的说明书中提到的“耦接”可指直接的连接或通过间接物的连接，如通过导体的连接，该导体具有阻值，也可有寄生参数，如具有电感值和电容值，以及如通过二极管的连接。

图3A示出了根本本发明一实施例的开关式电源系统300的示意框图。开关式电源300具有开关电路31和控制开关电路31的控制电路32。开关电路31具有一主开关M和一输出端子OUT。开关电路31在输出端子OUT处产生输出电压Vout用于供应负载33。在一个实施例中，开关电路31为一降压电路。其中降压电路31包括主开关M、整流器、输出电感和输出电容，其连接方式可参见图1A和图2所示。主开关M受控制电路32控制执行开关动作，用于调节输出电压Vout。在其它的实施例中，开关电路31可以为其它形式的变换器如升压变换器或降压-升压变换器。反馈信号FB反映输出电压Vout并被送至控制电路32用于产生脉宽调制控制信号PWM。在一个实施例中，反馈电路34检测输出端OUT的输出电压Vout并产生反馈信号FB。在另一个实施例中，反馈信号FB直接等于输出电压Vout。

继续图3A的说明，控制电路32包括斜率补偿信号发生电路321和控制信号发生电路322。其中控制信号发生电路322具有接收斜率补偿电压信号Vramp的输入端3221和提供第一控制信号PWM的输出端3222。控制信号PWM基于斜率补偿电压信号Vramp产生。控制信号发生电路322进一步接收反馈信号FB，使得控制信号PWM进一步基于反馈信号FB产生。在一个实施例中，主开关M接收控制信号PWM，并调节输出端子OUT上的输出电压Vout。斜率补偿信号发生电路321用于纹波模式控制中的斜率补偿。斜率补偿信号发生电路321产生斜率补偿电流信号Iramp，然后通过电阻模块35将斜率补偿电流信号Iramp转换成斜率补偿电压信号Vramp。斜率补偿电压信号Vramp用于和反馈信号FB叠加，基于该叠加值(Vramp+VFB)产生控制信号PWM。在一个实施例中，当叠加值Vramp+VFB低于参考电压时，PWM信号置逻辑高用于导通主开关M。在一个实施例中，PWM信号维持一恒定时间的逻辑高。在该恒定时间后，PWM信号置低用于关断主开关M。当Vramp+VFB再次低于参考电压时，PWM信号再次置高。如此循环。斜率补偿信号发生电路321具有输入端3211和输出端3212。其中输入端3211接收脉宽调制控制信号PWM。至少部分基于PWM号，斜率补偿信号发生电路321在输出端3212产生电流信号Iramp。电流信号Iramp模拟输出信号的至少部分阶段用于捕捉主开关导通的时机。在一个实施例中，斜率补偿电流信号Iramp模拟流过输出电感的电流的下降阶段。在一个实施例中，电流信号模拟输出电压Vout的下降阶段。

继续图3A的说明，电流信号Iramp通过电阻模块35转换成斜率补偿电压信号Vramp。电阻模块35含等效电阻R，斜率补偿电压信号Vramp为：Vramp＝Iramp*R。如果需要较高斜率的斜率补偿电压信号，可选用含较高等效电阻的电阻模块。如果需要较低斜率的斜率补偿电压信号，可选用含较低等效电阻的电阻模块。电阻模块35在控制电路32外，或称为外置电阻模块。因此，斜率补偿电压信号的斜率可以通过调节外部的电阻模块阻值来实现。

在一个实施例中，如图4所示，电阻模块共用反馈电路44的元件，因此开关式电源不需要额外的电阻模块。相应地，斜率补偿电压信号并不单独地存在，它与输出电压的反馈信号叠加在一起，作为一个叠加电压信号存在。

在另一个实施例中，如图3B所示，电阻模块352为一独立的电路或元件。斜率补偿电压信号Vramp直接输送至控制信号发生电路322B的一个输入端3221B，而输出电压Vout的反馈信号输送至控制信号发生电路322B的另一个输入端3223。在图3B中，独立的电阻模块352包括电阻3521。

图4示出了根据本发明一实施例的降压变换器系统400。降压变换器系统400包括开关电路41，控制电路42和反馈电路44。

开关电路41为开关模式的降压变换器，包括主开关M1，同步整流管M2，输出电感L，输出电容C和输出端子OUT。位于输出端子OUT的输出电压Vout用于为负载33供电。主开关M1耦接第一控制信号PWM，受PWM控制进行开关动作用于调节输出端子OUT上的输出电压Vout。同步整流管M2耦接至第二控制信号LSG，受LSG信号控制。在一个实施例中，第二控制信号LSG和第一控制信号PWM呈互补状态，即当一个信号为逻辑高时另一个信号为逻辑低。在一个实施例中，在开关M1和同步整流管M2之前存在栅极驱动电路，用于将第一控制信号PWM和第二控制信号LSG提高到控制开关M1和同步整流管M2导通和关断的合适的电压水平。在一个实施例中，控制信号发生电路422包括一死区电路，用于在第一控制信号PWM和第二控制信号LSG电平切换时增加死区时间，使得开关M1和同步整流管M2不同时导通。在PWM和LSG的控制下，开关M1和同步整流管M2执行开关动作。同时，通过控制PWM的占空比，输出端子OUT上的电压Vout被调节。在图示的实施例中，整流管M2为同步整流管，主开关M1和同步整流管M2为金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFETs)。然而，在另一个实施例中，整流管M2也可为非同步整流管。在一个实施例中，控制电路42单独制作在一个半导体芯片上。在另一个实施例中，控制电路42和主开关一起制作在一个半导体芯片上。在再一个实施例中，控制电路42，主开关M1和同步整流管M2被制作在一个半导体芯片上。

继续图4的说明，控制电路42包括斜率补偿信号发生电路421和控制信号发生电路422。其中控制信号发生电路422产生第一控制信号PWM和第二控制信号LSG。在另一个实施例中，控制信号发生电路只产生第一控制信号PWM。控制信号发生电路422进一步包括驱动电路4221和比较电路4222。比较电路4222具有耦接参考电压Vref的同步输入端，耦接到反馈电路44输出端443的反相输入端，以及一个向驱动电路4221输送信号V1的输出端。比较电路4222将反馈电路输出端443的电压Vfb和参考电压Vref进行比较。当Vfb低于Vref时，比较电路4222的输出信号V1为逻辑高。当Vfb高于Vref，比较电路4222的输出信号V1为逻辑低。反馈信号Vfb经斜率补偿信号发生电路44产生的斜率补偿电流信号补偿，为输出电压Vout反馈值和斜率补偿电压信号的叠加值。

在一个实施例中，驱动电路4221为恒定导通时间(COT)控制驱动电路。当信号V1从逻辑低变为逻辑高时，第一控制信号PWM被置高。第一控制信号PWM维持一恒定时间Ton的逻辑高，然后转变为逻辑低。当信号V1再次从逻辑低变为逻辑高时，第一控制信号PWM再次转变为逻辑高。第一控制信号PWM输送至主开关M1的控制端。图8示出了根据本发明一实施例的驱动电路4221示意图。驱动电路4221包括电流源81，电容C8，比较电路U2和RS触发电路82。电流源81包括电阻R8和开关M8。信号V1输送至触发电路82的置位输入端。比较电路U2的输出端耦接触发电路82的复位输入端R。当信号V1由低电平变高电平时，第一控制信号PWM置高，同时开关M8导通用于将电容C8两端的电压放电至零。此时比较电路U2输出低电平信号，触发电路82维持高电平状态。当电容C8两端电压完全放电后，开关M8被关断，由输入电压Vin和电阻R8产生的电流向电容C8充电，信号V8上升。当信号V8上升至高于Ref8时，比较电路U2输出逻辑高电平，触发电路82置逻辑低电平，主开关被关断。恒定导通时间Ton由系统频率的电流源81大小、电容C8值和参考电压Ref8决定。而电流源81可由电阻R8调节。在一个实施例中，电阻R8为外置的电阻，通过调节电阻R8来调节Ton。由此，系统频率也通过电阻R8实现了调节。当电阻R8阻值变大时，电流源I8降低，恒定导通时间Ton延长，系统频率降低。

斜率补偿信号发生电路421在第一输入端4211接收第一控制信号，在第二输入端4212接收第二控制信号LSG，在输出端4213产生电流信号Iramp。电流信号Iramp模拟输出端子OUT上至少某一些阶段的输出信号。在图示的实施例中，斜率补偿电流信号Iramp被送至反馈电路44的输出端443。反馈电路44具有第一输入端441，第二输入端442和输出端443。其中第一输入端441耦接输出端子OUT，第二输入端442耦接参考地GND，输出端443耦接斜率补偿信号发生电路421的输出端和比较电路4222的反相输入端。反馈电路44包括串联的第一电阻R1和第二电阻R2，其中第一电阻R1通过第一输入端441耦接输出端子OUT，第二电阻R2通过第二输入端442耦接参考地GND，第一电阻R1和第二电阻R2的共同节点形成反馈电路44的输出端443。因此，电压Vfb的值如下：

$\mathrm{Vfb}=\frac{R2}{R1+R2}\·\mathrm{Vout}+\frac{R2\·R1}{R1+R2}\·\mathrm{Iramp}---\left(1\right)$

可见，电压Vfb包括输出电压Vout的反馈信号成分：

$\mathrm{Vfeedback}=\frac{R2}{R1+R2}\·\mathrm{Vout}---\left(2\right)$

以及斜率补偿电压信号成分：

$\mathrm{Vcompensation}=\frac{R2\·R1}{R1+R2}\·\mathrm{Iramp}---\left(3\right)$

其中，共用反馈电路44元件第一电阻R1和第二电阻R2的电阻模块的等效电阻为：

$\mathrm{Reffective}=\frac{R2\·R1}{R1+R2}---\left(4\right)$

在一个实施例中，斜率补偿电流信号Iramp至少模拟输出电感电流IL下降阶段的电流波形。因此，当IL低于某一参考值的时机可被捕捉用于置高PWM信号。而斜率补偿电压信号Vcompensation可用于纹波模式控制。

在一个实施例中，斜率补偿电压信号Vcompensation的斜率可通过调节反馈电路44中第一电阻R1和第二电阻R2的阻值来调节。在图4所示的实施例中，反馈电路44为一电压分压器，斜率补偿电压信号的斜率调节可通过按相同的比例同时调节第一电阻R1和第二电阻R2来实现。如此，在调节斜率补偿电压信号斜率的同时输出电压Vout的反馈信号成分不变。例如，如果斜率补偿电压信号Vramp需要调整为2Vramp，第一电阻R1的阻值可调整为2R1，第二电阻R2的阻值可调整为2R2，可得调整后的斜率补偿电压信号值：

$\mathrm{Vcompensation}\_\mathrm{adjusted}=\frac{2R2\·2R1}{2R1+2R2}\·\mathrm{Iramp}=2\·\frac{R2\·R1}{R1+R2}\·\mathrm{Iramp}---\left(5\right)$

同时，因为第一电阻R1和第二电阻R2按相同的比例变化，输出电压的反馈信号成分保持原来的值：

$\mathrm{Vfeedback}=\frac{R2}{R1+R2}\·\mathrm{Vout}---\left(6\right)$

图5示出了根据本发明一实施例的含斜率补偿信号发生电路421的开关式电源500示意图。结合图4的说明，开关式电源500包括开关式降压变换器。开关式电源500包括主开关M1，输出端子OUT，斜率补偿信号发生电路421和控制电路发生电路422。

斜率补偿信号发生电路421包括电流源5211，第一开关M3，第二开关M4，电容C1和电流转换电路5212。第一开关M3具有第一端、第二端和控制端。其中第一开关M3的第一端耦接电流源5211，第二端耦接电压端Vc，控制端受第二控制信号LSG控制。第二开关M4具有第一端、第二端和控制端，其中第二开关M4的第一端耦接电压端Vc，第二开关M4的第二端耦接参考地GND，第二开关M4的控制端受控制信号PWM控制。电容C1耦接在第二开关M4两端。电流转换电路5212耦接电压端Vc，然后将电压信号Vc转换成电流信号Iramp。斜率补偿电流信号Iramp与电压信号Vc成正比但有相反的极性。在图示的实施例中，第一开关M3和第二M4为MOSFET器件，第一开关M3或第二开关M4都具有漏极、源极和栅极。其中第一开关M3的漏极耦接电流源5211，第一开关M3的源极耦接电压端Vc，第一开关M3的栅极接收第二控制信号LSG。第二开关M4的漏极耦接电压端Vc，第二开关M4的源极耦接参考地GND，第二开关M4的栅极接收第一控制信号PWM。

继续图5的说明，在一个实施例中，控制电路52进一步包括耦接于系统频率电流源81和斜率补偿信号发生电路421之间的电流镜523，用于根据电流源81产生斜率补偿信号发生电路421的电流源5211。结合上述图8的说明，电流源81用于控制系统频率并可通过电阻R8调节。通过电流镜523，电流源5221跟随系统频率的电流源大小变化。当电流源81增高系统频率增高时，电流源5211也增高，C1充电上升速度增快，信号Vc的斜率增大。因此，斜率补偿电压信号的斜率和幅值也增大，而这可以很好地适应系统频率增高，使控制稳定。当系统频率下降时，斜率补偿电压信号斜率下降，可以很好地适应系统频率下降时的控制需要。在一实施例中，斜率补偿信号发生电路421只接收PWM信号，且电路421包括非门，将PWM信号取非，使得第一开关M3控制端耦接第一控制信号PWM，第二开关M4控制端耦接非门输出端。

图6A示出了根据本发明一实施例的持续电流模式(CCM)下的多个信号波形图。这些波形分别为第一控制信号PWM，第二控制信号LSG，电感电流IL，电压Vc和斜率补偿电流信号Iramp。下面将结合图5说明斜率补偿信号发生电路的工作方式。在时间t1，PWM信号置高，LSG信号置低，开关M1和M4导通，开关M2和M3关断。此时，电感电流IL增大，电容C1被放电至零，电压Vc＝0。因为斜率补偿电流信号Iramp和电压Vc成正比，斜率补偿电流信号Iramp＝0。在t2，第二控制信号LSG置高，第一控制信号PWM置低，开关M1和M4关断，开关M2和M3导通。此时，电感电流IL下降，电流源5211向电容C1充电。电压Vc上升。因为斜率补偿电流信号Iramp和电压Vc成正比且极性相反，斜率补偿电流信号Iramp下降。在t2和t3之间，斜率补偿电流信号Iramp为负值，也就是说，斜率补偿电流信号Iramp从外部电阻模块流向斜率补偿信号发生电路421。斜率补偿电流信号Iramp继续下降，直到t3时刻第二控制信号LSG置低。这样，在t2和t3期间，斜率补偿电流信号Iramp和电感电流IL的波形一致，或者说，在第一控制信号PWM为低电平且第二控制信号LSG为高电平阶段，斜率补偿电流信号Iramp模拟了流经输出电感的输出电流IL。在一个实施例中，在第二控制信号LSG置低和第一控制信号PWM置高期间，以及第一控制信号PWM置低和第二控制信号LSG置高期间采用死区时间控制，以防开关M1和M2同时导通。

图6B示出了根据本发明一实施例的断续电流模式(DCM)下的多个信号的波形图。下面将结合图5说明斜率补偿信号发生电路在DCM模式下的工作方式。在时间t1，第一控制信号PWM置高，第二控制信号LSG置低。参考图6A说明所述，在t1和t2期间，电感电流IL上升，斜率补偿电流信号Iramp为零。在时间t2，第二控制信号LSG置高，第一控制信号PWM置低。参考图6A说明所述，在t2和t3期间，电感电流IL下降，电容C1充电，斜率补偿电流信号Iramp也下降。在时间t3，电感电流IL下降至零，第二控制信号LSG和第一控制信号PWM都置低，开关M3和M4关断。没有电流对电容C1充电，电压Vc保持。因此，在t2和t4期间，斜率补偿电流信号Iramp和输出电感电流IL波形一致，即模拟了输出电感电流。因此，斜率补偿电流信号Iramp可用于DCM模式下的纹波模式控制。

图7示出了根据本发明一实施例的斜率补偿信号发生电路中电流转换电路5212示意图。电流转换电路5212包括电阻R7、放大电路71和晶体管M7。放大电路71具有第一输入端711、第二输入端712和输出端713，其中第一输入端711接收电压Vc。电阻R7具有第一端721和第二端722，其中第一端721耦接参考地，第二端722耦接放大电路71的第二输入端712。晶体管M7具有第一端731、第二端732和控制端，其中晶体管M7的控制端耦接放大电路71的输出端713，晶体管M7的第一端731耦接电阻R7的第二端722，晶体管M7的第二端732耦接斜率补偿信号发生电路的输出端4213。在一个实施例中，晶体管M7为MOSFET管。晶体管M7的电阻(731和732端之间)受放大电路71输出端713信号大小的调节。在理想状态下，放大电路71第二端712处电压等于第一端711处电压Vc，且第二端712处电流为零。因此，电阻R7两端电压差等于Vc，斜率补偿电流信号：

$\mathrm{Iramp}=-\frac{\mathrm{Vc}}{R7}---\left(7\right)$

在所示的实施例中，斜率补偿信号发生电路5212的输出端70耦接反馈电路44的输出端，使得斜率补偿电压信号和输出电压反馈信号叠加在一起形成斜率补偿后的反馈电压Vfb，其中：

$\mathrm{Vfb}=\frac{R2}{R1+R2}\·\mathrm{Vout}-\frac{R2\·R1}{R1+R2}\·\frac{\mathrm{Vc}}{R7}---\left(8\right)$

图9示出了根据本发明一实施例的含误差放大器91的开关式电源900示意图。控制信号发生电路922包括误差放大器91，加法器92，比较电路4222和驱动电路4221。开关式电源900采用了独立的电阻模块35来将斜率补偿电流信号Iramp转换成斜率补偿电压信号Vramp。其中反馈电路44的输出端耦接误差放大器91的同相输入端。误差放大器91将输出电压的反馈信号Vfb与参考电压Vref9的差值放大并输出误差放大信号ERR。加法器92将斜率补偿电压信号Vramp和误差放大信号ERR叠加，用于纹波模式控制。比较电路4222将加法器92的输出信号和参考电压Vref相比较。

图10示出了根据本发明一实施例的另一个斜率补偿信号发生电路1000示意图。斜率补偿信号发生电路1000除了进一步包括与门110外，其它和图5所示的斜率补偿信号发生电路421相同。与门110具有两个输入端和输出端。第一控制信号PWM送至开关M4的控制端和与门110的第一个输入端。第二控制信号LSG被送至与门110的第二个输入端。与门110的输出端耦接开关M3的控制端。当第一控制信号PWM为高电平，第二控制信号LSG为低电平时，开关M3和M4都被导通，电流源5212的电流流过开关M3和M4到达参考地GND。此时，电压Vc和斜率补偿电流信号Iramp都为零值。

图11示出了根据本发明一实施例的开关式电源的纹波模式控制方法。该方法包括步骤111-114。在步骤111，根据第一控制信号和第二控制信号控制开关式电源的输出电压。在步骤112，根据第一控制信号和第二控制信号产生电流信号。在步骤113，将上述电流信号通过电阻模块转换成斜率补偿电压信号。在步骤114，根据上述斜率补偿电压信号和输出电压的反馈信号调制第一控制信号和第二控制信号的占空比。在一个实施例中，第一控制信号和第二控制信号分别为图4所示的PWM信号和LSG信号。

图12示出了根据本发明一实施例的图11中112步骤产生电流信号的方法流程图。参看图4，第一控制信号PWM和第二控制信号LSG的逻辑状态决定电感电流IL变化方式。当第二控制信号LSG为高电平，第一控制信号PWM为低电平时，主开关关断，同步整流管导通，电感电流IL从输出端子OUT流向整流管，电感电流IL电流下降。步骤112包括在步骤1211检测是否第一控制信号PWM为低电平且第二控制信号LSG为低电平。如果是，在步骤1212，通过电流源向一电容充电，电容两端压差Vc增大。在一个实施例中，参看图5和图8的说明，该电流源从系统频率的电流源镜像而来。如果不是，在步骤1213检测是否PWM信号为高电平，LSG信号为低电平。在该阶段，主开关导通，同步整流管关断，电感电流IL上升。若步骤1213判断结果为是，在步骤1214，电容压差被放电至零。若开关式电源工作在DCM模式，将会出现第三种阶段，在该阶段，当电感电流IL下降至零时，第一控制信号PWM和第二控制信号LSG均置为低电平。因此产生电流信号的步骤112进一步包括在步骤1215检测是否第一控制信号和第二控制信号都为低电平。若是，在步骤1216保持电容两端的电压差，即不充电也不放电。在步骤1217，电容压差Vc被转换成成比例的电流信号Iramp，其中Iramp极性和Vc相反。

在一个实施例中，该方法进一步包括通过调节电阻模块的阻值来调节斜率补偿电压信号的幅值。在图4所示的实施例中，电阻模块共用包括电阻分压器的反馈电路的元件。其中斜率补偿电压信号的幅值通过同比例地调节电阻分压器中的两个电阻实现。这样，在调节斜率补偿电压信号的同时，输出电压的反馈信号大小不会受影响。

上述的一些特定实施例仅仅以示例性的方式对本发明进行说明，这些实施例不是完全详尽的，并不用于限定本发明的范围。对于公开的实施例进行变化和修改都是可能的，其他可行的选择性实施例和对实施例中元件的等同变化可以被本技术领域的普通技术人员所了解。本发明所公开的实施例的其他变化和修改并不超出本发明的精神和保护范围。

Claims (12)

1.一种开关式电源，包括：

输出端子，耦接负载用于给负载供电；

控制信号发生电路，具有输入端和输出端，其中所述控制信号发生电路的输出端提供第一控制信号；

主开关，接收所述第一控制信号，其中所述主开关用于调节所述输出端子的输出电压；

斜率补偿信号发生电路，具有输入端和输出端，其中所述斜率补偿信号发生电路的输入端接收所述第一控制信号，所述斜率补偿信号发生电路的输出端提供斜率补偿电流信号，其中所述斜率补偿电流信号基于所述第一控制信号产生，所述斜率补偿信号发生电路的输出端耦接所述控制信号发生电路的输入端；以及

电阻模块，将所述斜率补偿电流信号转换成斜率补偿电压信号，其中所述电阻模块共用包括电阻分压器的反馈电路的元件，所述电阻分压器包括第一电阻和第二电阻，并且通过调节所述第一电阻和所述第二电阻的阻值来调节所述斜率补偿电压信号。

2.如权利要求1所述的开关式电源，还包括降压变换器，其中所述斜率补偿电流信号模拟所述降压变换器的输出电感电流的下降阶段。

3.如权利要求1所述的开关式电源，其中所述斜率补偿信号发生电路的输出端耦接所述电阻模块用于产生斜率补偿电压信号，其中所述斜率补偿电压信号耦接所述控制信号发生电路的输入端。

4.如权利要求1所述的开关式电源，其中所述反馈电路具有输入端和输出端，其中：

所述反馈电路的输入端耦接所述输出端子；

所述反馈电路的输出端耦接所述斜率补偿信号发生电路的输出端；以及

所述控制信号发生电路进一步包括比较电路，所述比较电路具有第一输入端、第二输入端和输出端，其中所述比较电路的第一输入端耦接参考电压，所述比较电路的第二输入端耦接所述反馈电路的输出端，所述第一控制信号基于所述比较电路的输出端信号产生。

5.如权利要求1所述的开关式电源，其中所述控制信号发生电路进一步产生第二控制信号，所述斜率补偿信号发生电路包括：

电流源；

第一开关，具有第一端、第二端和控制端，其中所述控制端耦接所述第二控制信号，使得所述第一开关受所述第二控制信号控制；

第二开关，具有第一端、第二端和控制端，其中所述第二开关的控制端耦接所述第一控制信号控制，使得所述第二开关受所述第一控制信号控制，其中所述第一开关的第一端耦接所述电流源，所述第一开关的第二端耦接所述第二开关的第一端，所述第二开关的第二端耦接参考地；

电容，具有第一端和第二端，其中所述电容的第一端耦接所述第二开关的第一端，所述电容的第二端耦接所述第二开关的第二端；以及

电流转换电路，将所述电容第一端的电压转换成所述斜率补偿信号发生电路输出端的斜率补偿电流信号。

6.如权利要求5所述的开关式电源，其中所述斜率补偿信号发生电路进一步包括或门，所述或门具有两个输入端和输出端，其中所述两个输入端分别接收所述第一控制信号和所述第二控制，所述输出端耦接所述第一开关的控制端。

7.如权利要求5所述的开关式电源，进一步包括电流镜，所述电流镜耦接于系统频率电流源和所述斜率补偿信号发生电路之间。

8.一种斜率补偿信号发生电路，包括：

电流源；

电流镜，所述电流镜耦接于系统频率电流源和所述斜率补偿信号发生电路之间；

第一开关，具有第一端、第二端和控制端，其中所述控制端耦接第二控制信号，使得第一开关受所述第二控制信号控制；

第二开关，具有第一端、第二端和控制端，其中所述第二开关的控制端耦接第一控制信号控制，使得所述第二开关受所述第一控制信号控制，其中所述第一开关的第一端耦接所述电流源，所述第一开关的第二端耦接所述第二开关的第一端，所述第二开关的第二端耦接参考地；

电容，具有第一端和第二端，其中所述电容的第一端耦接所述第二开关的第一端，所述电容的第二端耦接所述第二开关的第二端；以及

电流转换电路，将所述电容第一端的电压转换成所述斜率补偿信号发生电路的输出端的斜率补偿电流信号。

9.如权利要求8所述的斜率补偿信号发生电路，其中所述电流转换电路包括：

电阻，具有第一端和第二端，其中所述电阻的第一端耦接所述参考地；

放大电路，具有第一输入端、第二输入端和输出端，其中所述放大电路的第一输入端接收所述电容第一端的电压，所述放大电路的第二输入端耦接所述电阻的第二端；以及

晶体管，具有第一端、第二端和控制端，其中所述晶体管的控制端耦接所述放大电路的输出端，所述晶体管的第一端耦接所述电阻的第二端，所述晶体管的第二端耦接所述斜率补偿信号发生电路的输出端。

10.一种控制开关式电源的方法，包括：

采用第一控制信号控制所述开关式电源的主开关；

采用第二控制信号控制所述开关式电源的同步整流管；

基于所述第一控制信号和所述第二控制信号产生斜率补偿电流信号；

通过电阻模块将所述斜率补偿电流信号转换成斜率补偿电压信号，其中所述电阻模块共用包括电阻分压器的反馈电路的元件，所述电阻分压器包括第一电阻和第二电阻，并且通过调节所述第一电阻和所述第二电阻的阻值来调节所述斜率补偿电压信号；以及

基于所述斜率补偿电压信号和输出端反馈信号调制所述第一控制信号和第二控制信号。

11.如权利要求10所述的方法，其中所述产生斜率补偿电流信号包括：

当所述第一控制信号为逻辑低且所述第二控制信号为逻辑高时，为电容充电；

当所述第一控制信号为逻辑高且所述第二控制信号为逻辑低时，将所述电容两端电压放电至零；

当所述第一控制信号和所述第二控制信号都为逻辑低时，保持所述电容两端的电压；以及

将所述电容两端的电压转换成斜率补偿电流信号。

12.如权利要求11所述的方法，其中所述开关式电源包括所述电阻分压器用于产生所述输出端反馈信号，并且通过按相同的比例同时调节所述第一电阻和所述第二电阻的阻值来调节所述斜率补偿电压信号。