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Einleitung
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Die Erfindung betrifft einen Gleichspannungswandler und zwar Aufwärts- und Abwärtswandler und ist auch für andere Architekturen verwendbar, bei denen die Einschaltdauer oder Ausschaltdauer eines Schalters konstant ist und die jeweils andere Größe in Abhängigkeit von dem Potenzial an einem Spannungsausgang geregelt wird. Bei der Erfindung handelt es sich von der Grundkonstruktion her um einen Gleichspannungswandler, der einen Constant-On-Time Regler umfasst. Die Aus-Zeit wird bei diesem Spannungsreglertyp angepasst und durch eine Regelschleife in der Art nachgeregelt, sodass sich die gewünschte Ausgangsspannung am Spannungsausgang (Vout) des Gleichspannungswandlers einstellt. Die Ein-Zeit zu der der Schalter (S1) eingeschaltet ist, also geschlossen ist, ist dabei konstant. Daher der englische Name Konstant-Ein-Zeit-Regler. Selbstverständlich kann dieses Prinzip aus dem Stand der Technik auch für Spannungsregler mit einer konstanten Aus-Zeit und einer geregelten Ein-Zeit verwendet werden. Die entsprechende Bezeichnung ist Konstant-Aus-Zeit-Regler. Die folgende Beschreibung der Erfindung beschreibt zur Vereinfachung der Beschreibung zwar einen DC-DC Spannungsregler mit einer Grundstruktur, die einen Spannungsregler mit konstanter Ein-Zeit umfasst, die Erfindung bezieht sich jedoch auf beider Arten von Spannungsreglern. Spannungsregler mit konstanter Aus-Zeit sind also von der Erfindung ebenfalls umfasst. Solche Spannungsregler werden auch als Puls-Frequenz-Regler oder Puls-Frequenzwandler oder PFM-Regler bezeichnet.
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Ein solcher Spannungsregler aus dem Stand der Technik ist in
1 dargestellt. Die Eingangsspannung am Spannungseingang (V
in) des Spannungsreglers wird durch einen ersten Schalter (S
1) periodisch mit einem Zwischenknoten (Z
1) elektrisch in Anhängigkeit von einem Schaltsignal (SS
1) verbunden bzw. von diesem Zwischenknoten (Z
1) getrennt. Dies geschieht mit einer zeitlichen Schaltperiode (T
p). Während der Dauer einer Zeitperiode (T
p) ist der erste Schalter (S
1) für die Dauer einer Ein-Zeit (T
E) geschlossen und für die Dauer einer Aus-Zeit (T
A) geöffnet. Die zeitliche Summe aus Ein-Zeit (T
E) und Aus-Zeit (T
A) ergibt bei Vernachlässigung der Schaltflanken die Schaltperiode (T
P). Dem Fachmann ist offenbar, dass die Verwendung von Halbleiterschaltern wie beispielsweise MOS-Transistoren, als erster Schalter (S
1) besonders vorteilhaft ist. Aus dem Zwischenknoten (Z
1) fließt ein Spulenstrom (I
L) durch eine Drosselspule (L
1), die den Zwischenknoten (Z
1) mit dem Spannungsausgang (V
out) verbindet. Eine Speicherkapazität (C
1) stabilisiert die Spannung am Spannungsausgang (V
out). Diese Speicherkapazität (C
1) ist mit einem ersten Anschluss über einen Widerstand (R
ESR) mit dem Spannungsausgang (V
out) verbunden. Der zweite Anschluss der Speicherkapazität (C
1) ist mit einem Bezugspotenzial verbunden. Der Widerstand (R
ESR) ist für die Stabilität der Schaltung erforderlich. Dieser Widerstand (R
ESR) aus dem Stand der Technik führt zu einem überlagerten Dreieckssignal, das dem zeitlichen Potenzialverlauf am Spannungsausgang (V
out) überlagert ist. Hier sei beispielshaft auf die
US 8 698 469 B1 verwiesen. Die Spannung am Spannungsausgang (V
out) ist im Stand der Technik gleich dem internen Spannungssignal (V
i), das erfindungsgemäß von diesem abgetrennt werden wird. Ein Komparator (COMP) vergleicht dieses interne Spannungssignal (V
i) mit einer Referenzspannung (Ref) und bildet das zugehörige Komparatorausgangssignal (C
s), das vorzugsweise wertdiskret mit typischerweise zwei möglichen Ausgangszuständen ist. Eine Pulsverlängerungseinheit (PV) formt aus einer Flanke die entweder steigend oder fallend ist (je nach Spannungsreglertyp) einen Puls mit einer zeitlichen Mindestlänge auf ihrem Ausgangssignal, dem Schaltsignal (SS
1). Durch diese zeitliche Mindestlänge wird die konstante Ein-Zeit (T
E) im Falle eines Konstant-Ein-Zeit-Reglers, bzw. die konstante Aus-Zeit (T
A) im Falle eines dazu alternativen Konstant-Aus-Zeit-Reglers festgelegt.
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Die einfachste Methode besteht somit zwar aus einer Messung der Ausgangsspannung als Stellgröße des Spannungsreglers und einer Nachregelung der Aus-Zeit (Konstant-Ein-Zeit-Regler), ein Problem ist jedoch der Widerstand (RESR) (ESR = equivalent series resistance = äquivalenter Serienwiderstand) vor der Speicherkapazität (C1) Kondensator, weil das System sonst keine Information über den elektrischen Spulenstrom (IL) durch die Drosselspule (L1) hat. Die Funktion des ESR-Widerstands (RESR) ist es, das Regelverhalten zu optimieren.
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Diese Verwendung des Widerstands (RESR), wie im Stand der Technik üblich, hat zwei Nachteile:
- 1. Auf der Ausgangsspannung am Spannungsausgang (Vout) entsteht ein dem konstanten Spannungspegel überlagertes periodisches Dreieckssignal, das durch den über den Widerstand (RESR) abfallenden Lade- und Entladestrom der Speicherkapazität (C1) hervorgerufen wird. Dieses Dreieckssignal entsteht aufgrund der durch die Drosselspule erzwungenen Stromkonstanz und der Integration durch die Speicherkapazität (C1). Bei einer Zustandsänderung des Schaltsignals (SS1) von „ AN” nach „AUS” und umgekehrt wechselt auch die Steigung dieses überlagerten Dreieckssignals.
- 2. Der Widerstand (RESR) ist zunächst der parasitische Zuleitungswiderstand der Speicherkapazität (C1), der relativ undefiniert ist. Daher wird oft ein überdimensionierter zusätzlicher ESR-Widerstand (RESR) in Serie zum Kondensator eingebaut. Um den Ausgangswiderstand des Systems gering zu halten, werden kleine Widerstandswerte bevorzugt. Ein 20 mOhm Widerstand (RESR) ist aber erfahrungsgemäß relativ teuer.
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Aus der
US 2013 0 099 761 A1 ist bereits ein Verfahren zur Steuerung eines Schaltnetzteils (SM PS) bekannt, das den Widerstand (R
ESR) umgeht und das folgende Schritte umfasst: Das Ausgangssignal des Schaltnetzteils wird durch ein erstes Kontrollsignal und ein zweites Kontrollsignal geregelt. Ein Stromrampensignal wird entsprechend dem ersten Kontrollsignal und dem zweiten Kontrollsignal erzeugt. Dieses Stromrampensignal wird in ein Spannungsrampensignal durch ein Widerstandsmodul gewandelt. Das erste Kontrollsignal und das zweite Kontrollsignal werden in Abhängigkeit vom Spannungsrampensignal und in Abhängigkeit eines Rückkopplungssignals vom Ausgang des Schaltnetzteils entsprechend dem Verfahren der
US 2013 0 099 761 A1 nachgeregelt. Dabei umfasst das Widerstandsmodul einen Rückkoppelschaltkreis, der einen Spannungsteiler mit zwei Widerständen umfasst. Das Spannungsrampensignal wird durch Änderung der Widerstandswerte der beiden Widerstände gemäß der
US 2013 0 099 761 A1 angepasst. Gleichzeitig offenbart die
US 2013 0 099 761 A1 eine entsprechende Vorrichtung.
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Die technische Lehre der
US 2013 0 099 761 A1 ermöglicht jedoch nur einen Betrieb in einem Quadranten. Dies wiederum hat zur Folge, dass die Vorrichtung nur im Constant-Off oder Constant-On-Time-Modus betrieben werden kann. Die Vorrichtung der
US 2013 0 099 761 A1 ist daher entweder nicht in der Lage einen 100% Duty-Cycle zu liefern oder einen 0% Duty-Cycle zu liefern. Die erzeugte Stromrampe der
US 2013 0 099 761 A1 hat immer ein Vorzeichen. Ihr Mittelwert ist daher von 0 A verschieden. (Siehe
6A und
6b der
US 2013 0 099 761 A1 ) Damit ergibt sich gemäß der technischen Lehre der
US 2013 0 099 761 A1 ein von 0 A abweichender Mittelwert und damit ein nicht verschwindender Regelfehler (Nachteil 1 der
US 2013 0 099 761 A1 ). Des Weiteren beinhaltet der in der
7 der
US 2013 0 099 761 A1 vorgeschlagene Rampengenerator einen Operationsverstärker, der immer einen Offset aufweist, der auch zu einem Regelfehler führt (Nachteil 2 der
US 2013 0 099 761 A1 ). Durch die Verwendung des Operationsverstärkers ist der in der
US 2013 0 099 761 A1 vorgeschlagene Rampengenerator langsam (Nachteil 3 der
US 2013 0 099 761 A1 ). Damit weist die Regelung die in der
US 2013 0 099 761 A1 vorgeschlagen wird, nur eine begrenzte Dynamik auf. Die erforderliche Genauigkeit führt zu einer Vergrößerung des Flächenbedarfs bei der Integration in eine mikroelektronische Schaltung (Nachteil 4 der
US 2013 0 099 761 A1 ). Die geforderte Schnelligkeit muss durch eine erhöhte Stromaufnahme kompensiert werden. Darüber hinaus ist der erwähnte Spannungsteiler (Widerstände mit Bezugszeichen R1 und R2 der
US 2013 0 099 761 A1 ) ist darüber hinaus mit parasitären Kapazitäten belegt, die das Regelprinzip signifikant stören und den Regler massiv verlangsamen (Nachteil 5 der
US 2013 0 099 761 A1 ). Daher wird beispielsweise u. a. der ideale Kurvenverlauf der Kurven in den
6A und
6B der
US 2013 0 099 761 A1 in der Realität nicht erreicht. Es wurde daher erkannt, dass die technische Lehre der
US 2013 0 099 761 A1 zu einer integrierten Schaltung mit einer größeren Chipfläche und einer erhöhten Stromaufnahme führen würde.
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Aus der IEEE Veröffentlichung von C. C. CHUANG et. al. „A Buck Converter Using Accurate Synthetic Ripple Hysteresis Control Scheme” IEEE PEDS 2011, Singapore, 5–8-December 2011 (im Folgenden nur kurz IEEE Veröffentlichung genannt) ist ebenfalls ein Gleichspannungswandler mit Current-Mode-Regelung bekannt. In deren 7 wird ein synthetischer Ripple-Spannung-Erzeugungsschaltkreis offenbart, der zum einen die Schaltspannung am Spannungsquellenseitigen Anschluss der Drossel (Bezugszeichen L der 7 der IEEE Veröffentlichung) über einen Spannungsteiler (Bezugszeichen Rid und R0 der 7 der IEEE Veröffentlichung) erfasst und zum anderen die Ausgangsspannung (Bezugszeichen Vout der 7 der IEEE Veröffentlichung) erfasst und in einem Operationsverstärker (Bezugszeichen Aid der 7 der IEEE Veröffentlichung) vergleicht und mit dem Ausgangssignal einen Schalttransistor zum Zu- und Wegschalten einer Stromquelle (Bezugszeichen Ib der 7 der IEEE Veröffentlichung) steuert. Ziel dieses Schaltkreises ist eine Kontrolle der auftretenden Regelhysterese solcher Spannungsregler. Zusammen mit einer Umladekapazität (Bezugszeichen CSRM der 7 der IEEE Veröffentlichung) wird durch das Zu- und Wegschalten der Stromquelle der gewünschte Spannungsripple auf dem internen Messknoten (Bezugszeichen Vsense der 7 der IEEE Veröffentlichung) erzeugt. Diese Schaltung hat den Nachteil, dass sie eine direkte Anzapfung der Ausgangsseite benötigt, was die Verwendung einer Hochspannungsschaltungstechnik erfordert, wenn beispielsweise Spannungen, wie sie in Automobilen notwendig sind, geregelt werden sollen. Wie der 11 der IEEE Veröffentlichung zu entnehmen ist, wird der dermaßen generierte Ripple nicht genutzt, um die Ausgangsspannung frei von den ESR bedingten sägezahnförmigen Signalen zu bekommen, sondern ausschließlich zur Hysterese-Optimierung. Die in der IEEE Veröffentlichung offenbarte Technik löst daher das Problem nicht, vielmehr bleibt das zu lösende Problem (siehe 11 der IEEE Veröffentlichung) erhalten. Das ESR Problem wird im Übrigen im Text der IEEE Veröffentlichung nicht erwähnt. Auch handelt es sich, wie bereits erwähnt, um eine Current-Mode-Regelung und nicht um einen Constant-On-Time-Regler. Die verwendete Operationsverstärkerschaltung (sieh 8 der IEEE Veröffentlichung) ist relativ langsam und stromverbrauchend und benötigt daher eine zu große Chipfläche.
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Auch in der Zusammenschau lösen sowohl die IEEE Veröffentlichung als auch die
US 2013 0 099 761 A1 das Problem nicht, da beide Schriften die Verwendung eines Operationsverstärkers erfordern. Die
US 2013 0 099 761 A1 benötigt diesen für die Erzeugung der Stromrampe (Bezugszeichen I
ramp der
US 2013 0 099 761 A1 ). Die IEEE Veröffentlichung benötigt diesen (Bezugszeichen (A
id) der IEEE Veröffentlichung in deren
7), um die Ausgangsspannung der Halbbrücke mir der Spannung hinter der Drossel (Bezugszeichen L und DCR der IEEE Veröffentlichung in deren
7) vergleichen zu können.
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Aufgabe der Erfindung
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Ziel ist es, den Ausgangsripple und den zusätzlichen ESR-Widerstand (R
ESR) ohne die Nachteile aus dem Stand der Technik (z. B. die fünf Nachteile der
US 2013 0 099 761 A1 und aus der IEEE Veröffentlichung) zu vermeiden. Der ESR-Widerstand (R
ESR) würde ansonsten durch seine Streuung stören oder die Regelung zu langsam und zu groß sein. Die Notwendigkeit des Mindestwiderstands (R
ESR) der externen Speicherkapazität (C
1) soll beseitigt werden, wodurch Keramikkondensatoren verwendet werden können. Außerdem muss eine ausreichende Regelgeschwindigkeit ermöglicht werden.
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Diese Aufgabe wird durch ein Verfahren nach Anspruch 1 gelöst.
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Beschreibung der Erfindung
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Ein grundlegender Gedanke der Erfindung ist es, ähnlich wie in der
US 2013 0 099 761 A1 aus dem Stand der Technik den ESR-Widerstand (R
ESR) wirkungsmäßig an einer anderen Stelle im Regelkreis einzubauen und so das überlagerte Dreieckssignal auf dem Potenzial des Spannungsausgangs (V
out) durch den Lade- und Entladestrom der Speicherkapazität (C
1) zu vermeiden.
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Aus der
US 8 698 469 B1 ist ein Verfahren bekannt, dessen Idee es ist, den ESR-Widerstand durch geeignete Filteralgorithmen mittels eines aufwendigen digitalisierten Berechnungsverfahrens zu emulieren und die Ausgangsspannung zu messen und für die Berechnung mittels eines ADCs zu digitalisieren. Hierbei wird der Referenzwert geändert. Die erfindungsgemäße Vorrichtung kann aber wesentlich kompakter hergestellt werden ohne dass der Referenzwert, erfindungsgemäß eine Referenzspannung (Ref), geändert wird.
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Bei der Erfindung handelt es sich um ein Verfahren und eine entsprechende Vorrichtung zur Regelung eines Gleichspannungswandlers nach einem Konstant-Ein-Zeit-Verfahren oder alternativ nach einem Konstant-Aus-Zeit-Verfahren. Das Verfahren umfasst mehrere Schritte, die typischerweise zeitlich parallel oder quasiparallel in beliebiger Reihenfolge und schneller Abfolge zyklisch ausgeführt werden. Die erfindungsgemäße Vorrichtung umfasst als ersten Schritt das periodisch wiederkehrende Schließen und Öffnen eines ersten Schalters (S1) zwischen einem Spannungseingang (Vin) und einem Zwischenknoten (Z1). Dieses Öffnen und Schließen des ersten Schalters (S1) wird dabei mittels eines vorzugsweise wertdiskreten, zeitkontinuierlichen oder zeitdiskreten Schaltsignals (SS1) mit einer Schaltperiode (TP) gesteuert. Die Schaltperiode (TP) ist dabei in eine Ein-Zeit (TE), in der das Schaltsignal (SS1) an ist und der erste Schalter (S1) geschlossen ist, und eine nachfolgende Aus-Zeit (TA), in der das Schaltsignal (SS1) aus ist und der erste Schalter (S1) offen ist, aufgeteilt. Die Dauer (TE) der Ein-Zeit (TE) ist im Falle eines Konstant-Ein-Zeit-Reglers dabei konstant. Demgegenüber ist stattdessen die Dauer (TA) der Aus-Zeit (TA) ist im Falle eines Konstant-Aus-Zeit-Reglers konstant.
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Als zweiten Schritt umfasst das erfindungsgemäße Verfahren die Glättung des Ausgangsstromes (I
out), der aus dem Spannungsausgang (V
out) heraus fließt, mittels einer Drosselspule (L
1) zwischen dem Zwischenknoten (Z
1) und dem Spannungsausgang (V
out). Ein weiterer Schritt betrifft das Speichern und/oder die Abgabe einer Ladungsmenge aus dem Spannungsausgang (V
out) in eine Speicherkapazität (C
1) hinein bzw. aus dieser heraus. Aus dem elektrischen Potenzial wird ein internes Spannungssignal (V
i) erzeugt, dessen Spannung oder zumindest dessen Wert von dem potenzial am Spannungsausgang (V
out) abhängt. Dies geschieht erfindungsgemäß durch einen kapazitiv/ohmschen Spannungsteiler (C
i1, C
i2, R
1, R
2) aus einem ersten Kondensator (C
i1), einem zweiten Kondensator (C
i2), einem ersten Spannungsteilerwiderstand (R
1) und einem zweiten Spannungsteilerwiderstand (R
2). Die Verwendung von Spannungsteilerwiderständen (R
1, R
2) ist zwar aus der
US 2013 0 099 761 A1 bekannt. Die Verwendung eines parallelen kapazitiven Spannungsteilers ist aber nicht vorbekannt, da das Regelverfahren der
US 2013 0 099 761 A1 mit einem sägezahnförmigen Strom (Bezugszeichen Iramp der
US 2013 0 099 761 A1 ) arbeitet. Ein solcher kapazitiver Spannungsteiler würde daher zu einer Verformung des zeitlichen Verlaufs der Rampe führen. Ein kapazitiver Belag des internen Spannungssignals (V
i) wird in der technischen Lehre der
US 2013 0 099 761 A1 gerade aus diesem Grund vermieden. Erfindungsgemäß wurde nun erkannt, dass es sinnvoll ist, einen solchen kapazitiven Spannungsteiler (C
i1, C
i2) parallel zum ohmschen Spannungsteiler (R
1, R
2) im Gegensatz zur
US 2013 0 099 761 A1 vorzusehen, um schnelle Transienten auf der Ausgangsspannung (V
out) nachregeln zu können. Die Verwendung dieses kapazitiven Spannungsteilers ist also ein wesentlicher Schritt, um Nachteil 5 der
US 2013 0 099 761 A1 zu beheben. Dies hat aber dann zur Folge, dass die Erzeugung des sägezahnförmigen Spannungssignals zur Ripple-Emulation nicht mehr, wie in der
US 2013 0 099 761 A1 , durch einen sägezahnförmigen Strom (Bezugszeichen Iramp der
US 2013 0 099 761 A1 ) wie in der
US 2013 0 099 761 A1 erfolgen kann, sondern anders gelöst werden muss. Ein weiterer erfindungsgemäßer Gedanke ist es daher, eine beispielsweise aus der IEEE Veröffentlichung bekannte Stromrampenerzeugung für einen Regelkreis in einem Schaltnetzteil zu verwenden, wobei der kapazitive Spannungsteiler (C
i1, C
i2) die Rolle der Integrationskapazität (Bezugszeichen C
SRM der IEEE-Veröffentlichung) übernimmt. Erst durch die Verwendung dieses kapazitiven Spannungsteilers an Stelle einer einfachen Integrationskapazität (Bezugszeichen C
SRM der IEEE-Veröffentlichung) und des anderen Verfahrens der IEEE-Veröffentlichung zur Erzeugung der Spannungs-Ripple auf dem internen Spannungssignal (Vi) in Kombination mit dem aus der
US 2013 0 099 761 A1 bekannten Ripple Emulationsverfahren wird der Nachteil 5 der
US 2013 0 099 761 A1 eliminiert. Eine Messvorrichtung erfasst nun das Potenzial des so erzeugten internen Spannungssignals (V
i) oder dessen Wert. Eine Vergleichsvorrichtung vergleicht den Wert des internen Spannungssignals (V
i) mit einem Schwellwert (Ref). Im Falle eines Spannungswertes kann beispielsweise ein Komparator (COMP) das Potenzial auf der internen Spannungsleitung (V
i) mit einer Referenzspannung (Ref) als Referenzwert vergleichen. Die Vergleichsvorrichtung bzw. der Komparator (COMP) erzeugt als Ergebnissignal ein Komparatorausgangssignal (C
s), das den Wert „An” oder „Aus” haben kann. Zwar könnte man mit diesem Signal bereits den ersten Schalter (S
1) ansteuern. Es käme dann aber zu sehr kurzen Pulsen, die damit ein sehr breites Signalspektrum aufweisen würden und in der Regel aus Gründen der elektromagnetischen Verträglichkeit nicht erwünscht sind. Daher wird in einem weiteren Schritt die Zeit, in der das Komparatorausgangssignal (Cs) sich im Zustand „An” befindet auf eine Mindestzeit durch eine Pulsverlängerungseinheit (PV) verlängert. Dabei erzeugt die Pulsverlängerungseinheit (PV) das Schaltsignal (SS
1), das den ersten Schalter (S
1) steuert. Auch bei diesem Schaltsignal (SS
1) handelt es sich vorzugsweise um ein wertdiskretes Signal mit zwei Zuständen, von denen ein erster „AN”-Zustand den ersten Schalter (S
1) schließt und der zweite „AUS”-Zustand den ersten Schalter (S
1) öffnet.
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Nun wird in dem erfindungsgemäßen Verfahren durch eine zusätzliche Vorrichtung (I
1, I
s) das oben erwähnte Dreieckssignal als Spannungsdreieckssignal bzw. Wertdreieckssignal auf das interne Spannungssignal (V
i) aufaddiert, das die Wirkung des Widerstandes (R
ESR) emuliert. Dadurch wird die Erzeugung dieses überlagernden Dreieckssignals auf der Ausgangsspannung des Spannungsausgangs (V
out) wie bei der
US 2013 0 099 761 A1 vermieden. Die Erzeugung eines zeitlichen Spannungsdreieckssignals im zeitlichen Potenzialverlauf oder die Erzeugung eines zeitlichen Wertdreieckssignals im zeitlichen Werteverlauf des internen Spannungssignals (V
i) wird somit durch Addition dieses zusätzlichen Spannungsdreieckssignals bzw. Wertdreieckssignals zeitsynchron zum Öffnen und/oder Schließen des ersten Schalters (S
1) ausführt. Hierbei dient der besagte Spannungsteiler (C
i1, C
i2) als Integrationskapazität für die steuerbaren Konstantstromquellen (I
1, I
s) zur Erzeugung des besagten Spannungsdreieckssignals bzw. Wertdreieckssignals.
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Im Gegensatz zum Stand der Technik und zwar insbesondere auch im Gegensatz zur
US 2013 0 099 761 A1 wird der Knoten dieses internen Spannungssignals (V
i), der an den erwähnten kapazitiven Spannungsteiler (C
i1, C
i2) parallel angeschlossen ist, zur Erzeugung des überlagernden Dreieckssignals nun jedoch zusätzlich durch eine steuerbare Konstantstromquelle (I
s) mit einem während des Ladevorgangs konstanten elektrischen Strom geladen bzw. mit einem während des Entladevorgangs konstanten elektrischen Strom entladen. Die Polarität des elektrischen Ausgangsstroms der Konstantstromquelle (I
s) hängt dabei vom Wert des Schaltsignals (SS
1), das den ersten Schalter (S
1) steuert, ab. Durch diese steuerbare Konstantstromquelle (I
s) wird der Effekt des überlagerten Dreieckssignals auf dem zeitlichen Potenzialverlauf am Spannungsausgang (V
out) nun auf dem internen Spannungssignal (V
i) nun in einer entscheidend gegenüber der
US 2013 0 099 761 A1 vereinfachten Art und Weise emuliert, sodass das interne Spannungssignal nun im Gegensatz zum Potenzialverlauf am Spannungsausgang (V
out) ein sehr präzises überlagertes Dreieckssignal zusätzlich aufweist. Da hier eine sehr leicht realisierbare, sehr kompakte schaltbare Konstantstromquelle (I
s) aus wenigen elektrischen Bauelementen in Kombination mit einer Ladekapazität, dem Kondensator (C
i), anstelle der Operationsverstärkerschaltung der
US 2013 0 099 761 A1 verwendet werden kann, da anstelle einer Stromrampe nun ein rechteckförmiges Stromsignal verwendet werden kann, ist diese erfindungsgemäße Lösung in allen wesentlichen Punkten der Lösung der
US 2013 0 099 761 A1 technisch und wirtschaftlich wesentlich überlegen.
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In einer anderen Ausprägung der Erfindung umfasst das Verfahren die Erzeugung eines Ausgangsstromes (IBuf) einer Pufferschaltung (Buf) zur Erzeugung des internen Spannungssignals (Vi). Dieses ist wie zuvor wieder proportional zu der Spannung am Spannungsausgang (Vout). Die Erzeugung des Ausgangsstromes (IBuf) erfolgt dabei vorzugsweise durch diese Pufferschaltung (Buf), die einen Ausgangswiderstand (Ra) besitzt. Hierdurch fließt ein Ausgangsstrom (IBuf) aus der Pufferschaltung (Buf) in den Konten des internen Spannungssignals (Vi), der von diesem Ausgangswiderstand (Ra) der Pufferschaltung (Buf) und der Spannungsdifferenz zwischen dem Potenzial am Ausgang der Pufferschaltung (Buf) und dem Potenzial des internen Spannungssignals (Vi) bestimmt wird. Mit diesem Ausgangsstrom (IBuf) der Pufferschaltung (Buf) wird ein Kondensator (Ci) geladen bzw. entladen. Damit folgt die Spannung über diesen Kondensator (Ci) tiefpassgefiltert und multipliziert mit einem durch die Pufferschaltung (Buf) vorgebbaren Faktor der Ausgangsspannung am Spannungsausgang (Vout). Um nun das überlagerte Dreieckssignal auf dem Potenzial des Spannungsausgangs (Vout) zu emulieren, wird in dieser Variante der Erfindung der Kondensator (Ci) mittels des Ausgangsstromes einer steuerbaren bipolaren Konstantstromquelle (Is) kurzzeitig geladen bzw. entladen. Deren Polarität hängt dabei in diesem Beispiel von dem Schaltsignal (SS1) ab. Um einen kontinuierlichen Anstieg oder einen kontinuierlichen Abfall des Potenzials des internen Spannungssignals zu vermeiden und die Signalqualität des Ausgangssignals zu erhalten, die für die typische Verwendung in Kraftfahrzeugen sinnvoll ist, muss der zeitliche Mittelwert der Stromsumme der in den Knoten des internen Spannungssignals (Vi) hineinfließenden Ströme und der aus diesem Knoten herausfließenden Ströme bei Mittelwertbildung im eingeschwungenen Zustand zu einer Spannungsänderung am Kondensator (Ci) führen, die nicht mehr als 200 μV betragen darf. Natürlich können bei entsprechender Qualitätsminderung auch größere Werte wie beispielsweise 400 μV, 800 μV oder gar 1,6 V zugelassen werden. Umgekehrt kann die Qualität gesteigert werden, wenn die Schaltung so ausgelegt wird, dass die Schwankungen kleiner als 100 μV oder gar kleiner als 50 μV gehalten werden.
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Auch in einer weiteren Ausprägung der Erfindung wird das Potenzial des internen Spannungssignals (Vi), dessen Potenzial auch hier von der Ausgangsspannung am Spannungsausgang (Vout) abhängt, durch einen Komparator (COMP) mit einer Referenzspannung (Ref) verglichen. Der Komparator (COMP) erzeugt als Vergleichsergebnis das Komparatorausgangssignal (Cs), das je nach Vergleichsergebnis den Wert „An” oder „Aus” haben kann, also vorzugsweise ein wertdiskretes binäres Signal ist. Wie zuvor verlängert eine Pulsverlängerungseinheit (PV) die Zeit, in der das Komparatorausgangssignal (Cs) sich im Falle eines Konstant-Ein-Zeit-Reglers im Zustand „An” bzw. im Falle eines Konstant-Aus-Zeit-Reglers im Zustand „Aus” befindet, auf eine Mindestzeit und erzeugt daraus das Schaltsignal (SS1). In diesem Fall erzeugt eine Pufferschaltung (Buf) einen Ausgangsstrom (IBuf) in den Knoten des internen Spannungssignals (Vi) hinein, das damit erzeugt wird. Das interne Spannungssignal (Vi) ist bis auf das im Folgenden beschriebene überlagerte Dreieckssignal proportional zu dem Potenzial des Spannungsausgangs (Vout) gegenüber dem Bezugspotenzial. Dieser Basisverlauf des internen Spannungssignals (Vi) bildet einen ersten Spannungssignalanteil des internen Spannungssignals (Vi). Die Pufferschaltung (Buf) besitzt dabei einen Ausgangswiderstand (Ra), der von Null verschieden ist. Durch diesen Ausgangswiderstand (Ra) kann sich das interne Spannungssignal (Vi) auf einem anderen Potenzial als der Ausgang der Pufferschaltung (Buf) befinden. Dieser Ausgangsstrom (IBuf) der Pufferschaltung (Buf) wird nun in dieser Ausprägung der Erfindung zum Laden eines Kondensators (Ci) verwendet. Hierdurch stellt sich ein Potenzial des inneren Spannungssignals (Vi) ein, das zunächst im Wesentlichen dem Potenzial des Ausgangs der Pufferschaltung (Buf) als erster Spannungssignalanteil des internen Spannungssignals (Vi) entspricht.
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Dieser erste Spannungssignalanteil (Vi) weist den besagten Basisverlauf auf. Typischerweise ist die Pufferschaltung (Buf) so gestaltet, dass das Potenzial seines idealen widerstandslosen Ausgangs der Pufferschaltung (Buf), also ohne Ausgangswiderstand (Ra), direkt proportional zum Potenzial des Spannungsausgangs (Vout) ist. Um nun das Dreieckssignal auf der Ausgangsspannung (Vout) zu emulieren, lädt und entlädt eine steuerbare Konstantstromquelle (Is) aus einer ersten Konstantstromquelle (Is1) und einer zweiten Konstantstromquelle (Is2) diesen Kondensator (Ci) zusätzlich mittels ihres Ausgangsstromes und erzeugt so eine zusätzliche fallende bzw. steigende Spannungsrampe auf dem internen Spannungssignal (Vi) als zweiten Spannungssignalanteil. Die steuerbare erste Konstantstromquelle (Is1) wird dabei abhängig vom Schaltsignal (SS1), das ja gleichzeitig auch den ersten Schalter (S1) steuert, ein und ausgeschaltet. In dieser Variante der Erfindung wird gleichzeitig der Kondensator (Ci) von der zweiten Konstantstromquelle (Is2) mittels ihres Ausgangsstromes geladen bzw. entladen, deren Polarität ebenfalls vom Schaltsignal (SS1) abhängt. Auch hier muss dafür Sorge getragen werden, dass der zeitliche Mittelwert der Stromsumme der in den Knoten des internen Spannungssignals (Vi) hineinfließenden Ströme und der aus diesem Knoten herausfließenden Ströme bei Mittelwertbildung im eingeschwungenen Zustand zu einer Spannungsänderung am Kondensator (Ci) führt, die wieder nicht mehr als 200 μV beträgt. Das oben hinsichtlich dieses Limits gesagte trifft auch hier zu.
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In einer daraus abgeleiteten Variante der Erfindung lädt der Ausgangsstrom der ersten steuerbaren Konstantstromquelle (Is1), die abhängig vom Schaltsignal (SS1) ein- und ausgeschaltet wird, den Kondensator (Ci). Der Ausgangsstrom der zweiten steuerbaren Konstantstromquelle (Is2), die nun abhängig vom Schaltsignal (SS1) nur dann eingeschaltet wird, wenn die erste Konstantstromquelle (Is1) ausgeschaltet ist, lädt den Kondensators (Ci) und erzeugt somit einen dritten Spannungssignalanteil. Dabei kann es beispielsweise auch vorkommen, dass beide Konstantstromquellen (IS1, IS2) zeitweise gleichzeitig ausgeschaltet sind.
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Alternativ kann in einer anderen Ausprägung der Erfindung vorgesehen sein, den Kondensator (Ci) mittels des Ausgangsstromes einer steuerbaren Konstantstromquelle (Is) zu laden oder zu entladen, deren Polarität vom Schaltsignal (SS1) abhängt.
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In einer anderen Ausprägung der Erfindung wird ein Messstrom, vorzugsweise als Ausgangsstrom (IBuff) der besagten Pufferschaltung (Buf), in Abhängigkeit von der Ausgangsspannung am Spannungsausgang (Vout) zur Erzeugung eines internen Spannungssignals (Vi) verwendet, der proportional zu der Spannung am Spannungsausgang (Vout) ist. Dabei durchfließt der Messstrom zumindest virtuell den Ausgangswiderstand (Ra). Der Messstrom (IBuf) wird also durch eine Teilvorrichtung, nämlich die Pufferschaltung (Buf), erzeugt, die einen Kleinsignalausgangswiderstand (Ra) besitzt. Mit diesem Messstrom, nämlich den Ausgangsstrom (IBuf) der Pufferschaltung (Buf), werden nun einer oder mehrere Kondensatoren (Ci1, Ci2) geladen bzw. entladen. Erfindungsgemäß werden zusätzlich diese Kondensatoren (Ci1, Ci2) mittels des Ausgangsstromes einer steuerbaren Konstantstromquelle (Is), deren Polarität vom Schaltsignal (SS1) abhängt, geladen bzw. entladen, um das Dreieckssignal auf dem Potenzialverlauf des Spannungsausgangs (Vout), wie er im Stand der Technik auftritt, vorzutäuschen.
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Neben den bisher beschriebenen Ausprägungen der Vorrichtung und des Verfahrens als Abwärtswandler kann die Erfindung auch als Aufwärtswandler ausgeführt werden.
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Das erfindungsgemäße Verfahren zur Regelung eines Gleichspannungswandlers, der wieder einen Spannungseingang (Vin) und einen Spannungsausgang (Vout) besitzt, kann wieder wie zuvor nach einem Konstant-Ein-Zeit-Verfahren mit einer konstanten Ein-Zeit (TE) oder alternativ nach dem Konstant-Aus-Zeit-Verfahren mit einer konstanten Aus-Zeit (TA) durchgeführt werden. Die folgenden Schritte können parallel oder sequentiell, vorzugsweise schnell hintereinander in beliebiger Reihenfolge ausgeführt werden. Ein erster Schritt betrifft in diesem Fall die Glättung des Eingangsstromes (Iin), der in den Spannungseingang (Vin) hinein fließt, mittels einer Drosselspule (L1) zwischen einem Zwischenknoten (Z1) und dem Spannungseingang (Vin). Ein weiterer Schritt umfasst das periodische, wiederkehrende Schließen und Öffnen eines ersten Schalters (S1) zwischen diesem Zwischenknoten (Z1) und einem Bezugspotenzial mittels eines Schaltsignals (SS1). Das Schaltsignal (SS1) besitzt wieder einen ersten Zustand („AN”) und einen zweiten Zustand („AUS”) und eine Schaltperiode (TP). Die Schaltperiode (TP) ist wieder in eine Ein-Zeit (TE), in der das Schaltsignal (SS1) im ersten Zustand („AN”) ist und der Schalter (S1) geschlossen ist, und eine nachfolgende Aus-Zeit (TA), in der das Schaltsignal (SS1) im zweiten Zustand („AUS”) ist und der Schalter (S1) offen ist, aufgeteilt. Die Dauer (TE) der Ein-Zeit (TE) ist im Falle eines Konstant-Ein-Zeit-Verfahrens konstant. Die Dauer (TA) der Aus-Zeit (TA) ist im Falle eines Konstant-Aus-Zeit-Verfahrens konstant. Ein weiterer Schritt betrifft das Schließen eines zweiten Schalters (S2) zwischen dem Zwischenknoten (Z1) und dem Spannungsausgang (Vout), wenn die Potenzialdifferenz zwischen dem Spannungsausgang (Vout) und dem Zwischenknoten (Z1) abzüglich eines Spannungsoffsets ein erstes Vorzeichen hat und das Öffnen des zweiten Schalters (S2), wenn die Potenzialdifferenz zwischen dem Spannungsausgang (Vout) und dem Zwischenknoten (Z1) abzüglich des Spannungsoffsets ein zweites Vorzeichen hat, das dem ersten Vorzeichen entgegengesetzt ist. Dem Fachmann ist es dabei offensichtlich, dass es besonders bevorzugt ist, als zweiten Schalter (S2) eine Diode zu nutzen. Diese hat dabei typischerweise eine Schleusenspannung ab der die Diode öffnet und Strom durchlässt. Im Falle einer Diode als zweitem Schalter (S2) stellt diese Schleusenspannung den hier beschriebenen Spannungs-Offset dar. Schließlich umfasst das Verfahren das Speichern und/oder die Abgabe einer Ladungsmenge aus dem Spannungsausgang (Vout) in eine oder mehrere Speicherkapazitäten (C1) hinein oder aus diesen heraus. Das Erfassen des Potenzials eines internen Spannungssignals (Vi), dessen Potenzial von der Ausgangsspannung am Spannungsausgang (Vout) gegenüber einem Bezugspotenzial abhängt, gehört ebenfalls zu dem Verfahren. Typischerweise erfolgt die Erfassung durch einen Eingang eines Komparators (COMP). Dieser vergleicht das Potenzial an seinem Eingang mit einer Referenzspannung (Ref) und erzeugt eine Komparatorausgangssignal (Cs), das in Abhängigkeit vom Ergebnis des Vergleiches den einen ersten Zustand („AN”) oder einen zweiten Zustand („Aus”) haben kann. Im Falle eines Konstant-Ein-Zeit-Verfahrens umfasst ein weiterer Schritt das Verlängern einer Zeit, in der das Komparatorausgangssignal (Cs) sich im ersten Zustand („AN”) befindet auf eine Mindestzeit zur Erzeugung des Schaltsignals (SS1) durch eine Pulsverlängerungseinheit (PV). Alternativ dazu umfasst das Verfahren im Falle eines Konstant-Aus-Zeit-Verfahrens das Verlängern einer Zeit, in der das Komparatorausgangssignal (Cs) sich im zweiten Zustand („AUS”) befindet auf eine Mindestzeit zur Erzeugung des Schaltsignals (SS1) durch eine Pulsverlängerungseinheit (PV).
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In einer ersten Ausprägung als Aufwärtswandelverfahren zeichnet sich das Verfahren dadurch aus, dass es die periodische Erzeugung eines zeitlichen Überlagerungssignals, insbesondere eines Dreieckssignals, mit der zeitlichen Schaltperiode (Tp) im zeitlichen Potenzialverlauf des internen Spannungssignals (Vi) durch Addition eines zusätzlichen Überlagerungssignals, insbesondere eines Dreieckssignals, zeitsynchron zum Öffnen und/oder Schließen des ersten Schalters (S1) umfasst.
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Im Gegensatz zum Stand der Technik wird der Knoten dieses internen Spannungssignals (V
i), der an einen Kondensator (C
i) angeschlossen ist, zur Erzeugung des überlagernden Dreieckssignals nun jedoch zusätzlich durch eine steuerbare Konstantstromquelle (I
S) mit einem zeitlich konstanten elektrischen Ladestrom der Konstantstromquelle (I
S) geladen bzw. mit einem zeitlich konstanten elektrischen Entladestrom der Konstantstromquelle (I
S) entladen, dessen Polarität vom Wert des Schaltsignals (SS
1), das den ersten Schalter (S
1) steuert, abhängt. Durch diese steuerbare Konstantstromquelle (I
s) wird der Effekt des überlagerten Dreieckssignals auf dem zeitlichen Potenzialverlauf am Spannungsausgang (V
out) nun auf dem internen Spannungssignal (V
i) emuliert, sodass das interne Spannungssignal nun im Gegensatz zum Potenzialverlauf am Spannungsausgang (V
out) ein überlagertes Dreieckssignal zusätzlich aufweist. Da hier wieder eine sehr leicht realisierbare, sehr kompakte schaltbare Konstantstromquelle (I
s) aus wenigen elektrischen Bauelementen in Kombination mit einer Ladekapazität, dem Kondensator (C
i), anstelle der Operationsverstärkerschaltung der
US 2013 0 099 761 A1 verwendet werden kann, da anstelle einer Stromrampe nun ein rechteckförmiges Stromsignal verwendet werden kann, ist auch diese erfindungsgemäße Lösung in allen wesentlichen Punkten der Lösung der
US 2013 0 099 761 A1 technisch und wirtschaftlich wesentlich überlegen.
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In einer zweiten Ausprägung als Aufwärtswandelverfahren zeichnet sich das Verfahren durch die periodische Erzeugung einer zeitlichen Überlagerungssignals, insbesondere eines Dreieckssignals, mit der zeitlichen Schaltperiode (Tp) im zeitlichen Wertverlauf des internen Spannungssignals (Vi) durch Addition eines geeigneten zusätzlichen Überlagerungssignals, insbesondere eines Dreieckssignals, zeitsynchron zum Öffnen und/oder Schließen des ersten Schalters (S1) aus.
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In einer dritten Ausprägung als Aufwärtswandelverfahren zeichnet sich das Verfahren durch die Erzeugung eines Ausgangsstromes (IBuf) einer Pufferschaltung (Buf) zur Erzeugung eines ersten Spannungssignalanteils des internen Spannungssignals (Vi) durch diese Pufferschaltung (Buf) aus, die einen Ausgangswiderstand (Ra) besitzt. Das Potenzial des internen Spannungssignals (Vi) ist dabei die Spannungssumme eines ersten Spannungssignalanteils und eines zweiten Spannungssignalanteils. Der erste Spannungsanteil ist dabei proportional zu der Spannung am Spannungsausgang (Vout). Das als Aufwärtswandelverfahren umfasst in dieser dritten Ausprägung das Laden eines oder mehrerer Kondensatoren (Ci1, Ci2) mit dem Ausgangsstrom (IBuf) der Pufferschaltung (Buf) zur Erzeugung des ersten Spannungssignalanteils sowie das Laden des oder der Kondensatoren (Ci1, Ci2) mittels des Ausgangsstromes einer steuerbaren Konstantstromquelle (Is), deren Polarität vom Schaltsignal (SS1) abhängt, zur Erzeugung des zweiten Spannungssignalanteils.
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In einer vierten Ausprägung als Aufwärtswandelverfahren zeichnet sich das Verfahren durch die Erzeugung eines Ausgangsstromes (IBuf) einer Pufferschaltung (Buf) zur Erzeugung eines ersten Spannungssignalanteils des internen Spannungssignals (Vi) durch diese Pufferschaltung (Buf) aus, die einen Ausgangswiderstand (Ra) besitzt. Das Potenzial des internen Spannungssignals (Vi) ist dabei die Spannungssumme eines ersten Spannungssignalanteils und eines zweiten Spannungssignalanteils und eines dritten Spannungssignalanteils. Der erste Spannungssignalanteil ist dabei proportional zu der Spannung am Spannungsausgang (Vout). Das Aufwärtswandelverfahren umfasst in dieser vierten Ausprägung des Weiteren das Laden eines oder mehrerer Kondensatoren (Ci1, Ci2) mit dem Ausgangsstrom (IBuf) der Pufferschaltung (Buf) zur Erzeugung des ersten Spannungssignalanteils sowie das Laden des oder der Kondensatoren (Ci1, Ci2) mittels des Ausgangsstromes einer ersten steuerbaren Konstantstromquelle (Is1) zur Erzeugung des zweiten Spannungssignalanteils, die abhängig vom Schaltsignal (SS1) ein- und ausgeschaltet wird, und das Laden des oder der Kondensatoren (Ci1, Ci2) mittels des Ausgangsstromes einer dritten steuerbaren Konstantstromquelle (Is3) zur Erzeugung des dritten Spannungssignalanteils, deren Polarität vom Schaltsignal (SS1) abhängt;
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In einer fünften Ausprägung als Aufwärtswandelverfahren zeichnet sich das Verfahren durch die Erzeugung eines Ausgangsstromes (IBuf) einer Pufferschaltung (Buf) zur Erzeugung eines ersten Spannungssignalanteils des internen Spannungssignals (Vi) durch diese Pufferschaltung (Buf) aus, die einen Ausgangswiderstand (Ra) besitzt. Das Potenzial des internen Spannungssignals (Vi) ist die Spannungssumme des ersten Spannungssignalanteils und eines zweiten Spannungssignalanteils und eines dritten Spannungssignalanteils. Der erste Spannungssignalanteil ist dabei proportional zu der Spannung am Spannungsausgang (Vout). Das Aufwärtswandelverfahren umfasst in dieser fünften Ausprägung des Weiteren das Laden eines oder mehrerer Kondensatoren (Ci1, Ci2) mit dem Ausgangsstrom (IBuf) der Pufferschaltung (Buf) zur Erzeugung des ersten Spannungssignalanteils sowie das Laden des oder der Kondensatoren (Ci1, Ci2) mittels des Ausgangsstromes einer ersten steuerbaren Konstantstromquelle (Is1) zur Erzeugung des zweiten Spannungssignalanteils, die abhängig vom Schaltsignal (SS1) ein- und ausgeschaltet wird sowie das Laden des oder der Kondensatoren (Ci1, Ci2) mittels des Ausgangsstromes einer zweiten steuerbaren Konstantstromquelle (Is2) zur Erzeugung des dritten Spannungssignalanteils, die abhängig vom Schaltsignal (SS1) nur dann eingeschaltet wird, wenn die erste Konstantstromquelle (Is1) ausgeschaltet ist. Dabei können beide Konstantstromquellen (IS1, IS2) zeitweise gleichzeitig ausgeschaltet sein.
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In einer sechsten Ausprägung als Aufwärtswandelverfahren zeichnet sich das Verfahren durch das Erzeugung eines Ausgangsstromes (IBuf) einer Pufferschaltung (Buf) zur Erzeugung eines ersten Spannungssignalanteils des internen Spannungssignals (Vi) durch diese Pufferschaltung (Buf) aus, die einen Ausgangswiderstand (Ra) besitzt. Das Potenzial des internen Spannungssignals (Vi) ist die Spannungssumme des ersten Spannungssignalanteils und eines zweiten Spannungssignalanteils. Der erste Spannungssignalanteil ist proportional zu der Spannung am Spannungsausgang (Vout). Das Aufwärtswandelverfahren umfasst in dieser sechsten Ausprägung des Weiteren das Laden eines oder mehrerer Kondensatoren (Ci1, Ci2) mit dem Ausgangsstrom (IBuf) der Pufferschaltung (Buf) zur Erzeugung des ersten Spannungssignalanteils sowie das Laden des oder der Kondensatoren (Ci1, Ci2) mittels des Ausgangsstromes einer steuerbaren Konstantstromquelle (Is), deren Polarität vom Schaltsignal (SS1) abhängt, zur Erzeugung des zweiten Spannungssignalanteils.
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In einer siebten Ausprägung als Aufwärtswandelverfahren zeichnet sich das Verfahren durch die Erzeugung eines Messstromes (IBuf), der proportional zu der Spannung am Spannungsausgang (Vout) ist, mittels einer Teilvorrichtung (Buf) aus, die einen Kleinsignalausgangswiderstand (Ra) besitzt. Das Aufwärtswandelverfahren umfasst in dieser siebten Ausprägung des Weiteren das Laden eines oder mehrerer Kondensatoren (Ci1, Ci2) mit dem Messstrom (IBuf) der Teilvorrichtung (Buf) zur Erzeugung eines ersten Spannungssignalanteils des internen Spannungssignals (Vi) sowie das Laden des oder der Kondensatoren (Ci1, Ci2) mittels des Ausgangsstromes einer steuerbaren Konstantstromquelle (Is), deren Polarität vom Schaltsignal (SS1) abhängt, zur Erzeugung eines zweiten Spannungssignalanteils des internen Spannungssignals (Vi).
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In einer achten Ausprägung als Aufwärtswandelverfahren zeichnet sich das Verfahren durch die Erzeugung einer Offsetspannung (Voff) in Abhängigkeit von dem Schaltsignal (SS1) zwischen dem Potenzial am Spannungsausgang (Vout) und dem internen Spannungssignals (Vi) zur Erzeugung dieses internen Spannungssignals (Vi).
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Gegenüber der
US 2013 0 099 761 A1 weist die oben beschriebene erfindungsgemäße technische Lösung wesentliche und signifikante wirtschaftliche und technische Vorteile auf.
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In der technischen Lehre der
US 2013 0 099 761 A1 wird ein Rampenstrom (Bezugszeichen Iramp der
US 2013 0 099 761 A1 ) zur Simulation des Effekts des Ripples vorgeschlagen. Um diese Rampe präzise erzeugen zu können, erfolgt die Konstruktion gemäß der technischen Lehre der
US 2013 0 099 761 A1 auf Basis eines Operationsverstärkers
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Die oben vorgeschlagenen schaltbaren Konstantstromquellen sind demgegenüber sehr einfach zu realisieren sind und weisen aufgrund der einfachen Bauweise eine wesentlich kleinere Zeitkonstante als die in der
US 2013 0 099 761 A1 vorgeschlagene Konstruktion auf Basis eines Operationsverstärkers auf. Die
US 2013 0 099 761 A1 schlägt hier eine die besagte, schwierig zu realisierende Stromrampe (Bezugszeichen Iramp der
US 2013 0 099 761 A1 ) vor. Außerdem ist die hier vorgeschlagene erfindungsgemäße Konstruktion im Gegensatz zur
US 2013 0 099 761 A1 in der Lage, eine Zwei-Quadranten-Regelung durchzuführen. Hierdurch ist die hier vorgeschlagene Regelung gegenüber der Operationsverstärker basierenden Lösung der
US 2013 0 099 761 A1 offset-frei. Insgesamt fällt die benötigte Chipfläche bei der hier vorgeschlagenen Regelungsmethode kleiner aus als bei der Methode der
US 2013 0 099 761 A1 und der Stromverbrauch bei Schaltungen gemäß der hier vorgeschlagenen Methode ist niedriger als bei Schaltungen gemäß der
US 2013 0 099 761 A1 . Der in der
US 2013 0 099 761 A1 vorgeschlagene Operationsverstärker (Bezugszeichen AMP der
US 2013 0 099 761 A1 ) verbraucht in der Regel elektrischen Strom in der Größenordnung von einigen mA, um Präzisions- und Geschwindigkeitsanforderungen erfüllen zu können die der hier vorgestellten technischen Lösung entsprechen. Die hie vorgeschlagene erfindungsgemäße technische Lösung kommt hingegen mit wenigen μA aus. Es handelt sich also um einen Vorteil in mehreren Größenordnungen der erfindungsgemäßen hier vorgeschlagenen Lösung gegenüber der Lösung der
US 2013 0 099 761 A1 . Die präzise Realisierung der hier vorgeschlagenen Konstantstromquellen (I
1, I
s) auf interne Kapazitäten (C
i) ist erheblich einfacher zu realisieren, als die OP-Schaltung der
US 2013 0 099 761 A1 und das in der
US2013 0 099 761 A1 vorgeschlagene Verfahren.
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Die von uns in den
4 und
7 vorgeschlagenen Konstruktionen sind im Gegensatz zur Konstruktion der
US 2013 0 099 761 A1 vollkommen offset-frei, da die Einkopplung durch die Koppelkapazität C
k erfolgt, die keine Übertragung von DC-Werten zulässt.
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Diese Vorteile gegenüber dem benannten Stand der Technik können wie folgt zusammengefasst werden:
- 1. Die Abbildung der Rampe des virtuellen ESRs erfolgt in beiden Schaltphasen (Anzeit und Auszeit)
- 2. Eine Überwachung/Auswertung vom Schaltausgang her ist nicht notwendig. Damit entfällt die Notwendigkeit einer chipflächenintensiven Hochvoltschaltungstechnik mit Hochvolt-Transistoren.
- 3. Es ist kein Operationsverstärker notwendig, welcher eine Strom-Rampe an seinem Ausgang ausgeben muss, was stromintensiv und schaltfrequenzbegrenzend wäre.
- 4. Es sind keine zusätzlichen externen Komponenten nötig. Die vorgeschlagene Lösung ist vollintegrierbar.
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Die in den Ansprüchen erwähnte Formulierung eines periodischen wiederkehrenden Schließen und Öffnen eines ersten Schalters soll im Sinne dieser Schrift so ausgelegt werden, dass es sich nicht um ein Schließen oder Öffnen in gleichen zeitlichen Abständen handelt, sondern um nur um ein zeitlich wiederkehrendes. Im stabilen Regelzustand bei stabilen Randbedingungen stellt sich aber ein periodisches Öffnen und Schließen ein. Bei einem Lastwechsel beispielsweise, wird diese zeitliche Periodizität mit zeitlich konstanter Periode aber aufgegeben.
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Die Erfindung wird anhand der 2 bis 7 erläutert. Die 2 und 5 werden jedoch nicht beansprucht. Für den beanspruchten Umfang sind im Zweifel die Ansprüche maßgeblich.
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Beschreibung der Figuren
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1 zeigt einen Spannungsregler entsprechend dem Stand der Technik
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2 zeigt das nicht beanspruchte Grundprinzip der Erfindung für einen Abwärtswandler durch Vortäuschung eines Dreieckssignals auf dem zeitlichen Potenzialverlauf der Ausgangsspannung (Vout) durch Einfügen einer gesteuerten Offsetspannungsquelle (Voff) zwischen internem Spannungssignal (Vi) und Spannungsausgang (Vout).
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3 zeigt die beanspruchte Erzeugung des überlagerten Dreieckssignals für einen Abwärtswandler durch Entkopplung des internen Spannungssignals (Vi) vom Spannungsausgang (Vout) mittels der Pufferschaltung (Buf), die einen Ausgangswiderstand (Ra) besitzt, und gleichzeitiger Einspeisung eines gepulsten Stromes synchron zum Schalten des ersten Schalters (S1) aus einer steuerbaren Konstantstromquelle (Is, I1).
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4 zeigt eine beanspruchte Variante der 4 für einen Abwärtswandler, wobei hier nur die Verschiebungsströme eingespeist werden.
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5 zeigt das nicht beanspruchte Grundprinzip der Erfindung für einen Aufwärtswandler durch Vortäuschung eines Dreieckssignals auf dem zeitlichen Potenzialverlauf der Ausgangsspannung (Vout) durch Einfügen einer gesteuerten Offsetspannungsquelle (Voff) zwischen internem Spannungssignal (Vi) und Spannungsausgang (Vout).
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6 zeigt die beanspruchte Erzeugung des überlagerten Dreieckssignals für einen Aufwärtswandler durch Entkopplung des internen Spannungssignals (Vi) vom Spannungsausgang (Vout) mittels der Pufferschaltung (Buf), die einen Ausgangswiderstand (Ra) besitzt, und gleichzeitiger Einspeisung eines gepulsten Stromes synchron zum Schalten des ersten Schalters (S1) aus einer steuerbaren Konstantstromquelle (IS, I1).
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7 zeigt eine beanspruchte Variante der 4 für einen Aufwärtswandler, wobei hier nur die Verschiebungsströme eingespeist werden.
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8 zeigt eine beispielhafte Konstantstromquelle
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Fig. 2
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2 zeigt das nicht beanspruchte Grundprinzip der Erfindung. Die Schaltung entspricht weitestgehend der aus 1. Durch eine zusätzliche Offsetspannungsquelle (Voff), deren Spannung vom Zustand des Schaltsignals (SS1) abhängt, wird ein Spannungsversatz zwischen dem elektrischen Potenzial des Spannungsausgangs (Vout) und dem Potenzial des internen Spannungssignals (Vi) geschaffen. Es wurde erkannt, dass dieser Spannungsoffset (Voff) die gleiche stabilisierende Wirkung hat, wie der ESR-Widerstand (RESR) ohne das parasitäre überlagerte Dreieckssignal zeitlichen Potenzialverlauf am Spannungsausgang (Vout) selbst wie im Stand der Technik zu erzeugen. Die exakte Ausgestaltung dieser Offsetspannungsquelle (Voff) ist Gegenstand der Ausprägungen der Erfindung. Erfindungsgemäß ist zusätzlich zum Stand der Technik eine Verzögerungseinheit (Δt) vorgesehen, die das Schaltsignal (SS1) zum verzögerten Schaltsignal (SSv) verzögert, um das aufgrund der Größe des ersten oder zweiten Schalters (S1, S2) verzögerte Schaltverhalten des ersten Schalters (S1) und/oder des zweiten Schalters (S2) für die Regelung zu berücksichtigen. Hierdurch wird die Erzeugung des Ripples auf dem internen Spannungssignal (Vi) zeitmäßig optimiert. Vorzugsweise wird die Verzögerungseinheit als Hintereinanderschaltung eines RC-Tiefpasses und eines Komparators oder Schmidt-Triggers realisiert.
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Fig. 3
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3 zeigt eine konkretisierte erfindungsgemäße Version der 2. Die Pufferschaltung (Buf) reproduziert an ihrem Ausgang das durch den Spannungsteiler (R1, R2) erfasste und um den Spannungsteilerfaktor reduzierte Potenzial am Spannungsausgang (Vout). Dabei weist die Pufferschaltung (Buf) einen Ausgangswiderstand (Ra) auf. Ein Kondensator (Ci) wird durch den Ausgangsstrom (IBuf) der Pufferschaltung (Buf) geladen bzw. entladen je nach Vorzeichen des Ausgangsstromes (IBuf) der Pufferschaltung (Buf). Der Ausgang der Pufferschaltung (Buf) und der daran angeschlossene Anschluss des Kondensators (Ci) bilden hierdurch das bereits beschriebene interne Spannungssignal (Vi). Der andere Anschluss des Kondensators (Ci) ist mit einem Bezugspotenzial verbunden.
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Im Gegensatz zum Stand der Technik wird der Knoten dieses internen Spannungssignals (Vi) nun jedoch zusätzlich durch eine steuerbare Konstantstromquelle (IS) mit einem zeitlich in den Ladephasen konstanten elektrischen Ladestrom geladen bzw. mit einem zeitlich in den Entladephasen konstanten elektrischen Entladestrom entladen. Die Polarität des Ausgangsstroms der Konstantstromquelle (IS) hängt hierfür vom Wert des Schaltsignals (SS1), das den ersten Schalter (S1) steuert, ab. Durch diese dermaßen steuerbare Konstantstromquelle (Is) wird der Effekt des überlagerten Dreieckssignals auf dem zeitlichen Potenzialverlauf am Spannungsausgang (Vout) nun auf dem internen Spannungssignal (Vi) emuliert, sodass das interne Spannungssignal nun im Gegensatz zum Potenzialverlauf am Spannungsausgang (Vout) ein überlagertes Dreieckssignal zusätzlich aufweist. Dies ist ein wesentlicher erfindungsgemäßer Schritt. Eine Möglichkeit zur Realisierung der bipolaren gesteuerten Konstantstromquelle (Is) ist die Kombination einer nicht steuerbaren Konstantstromquelle (I1) mit einer in Abhängigkeit vom Schaltsignal (SS1) schaltbaren steuerbaren Konstantstromquelle (Is2) an Stelle der bipolaren gesteuerten Konstantstromquelle (Is), die dann nur eine der Konstantstromquelle (I1) entgegengesetzte Strompolarität bei einem doppelt so großem Strombetrag liefert. Stattdessen ist es auch denkbar, die nicht steuerbare Konstantstromquelle (I1) durch eine erste schaltbare Konstantstromquelle (IS1) zu ersetzen und diese gegentaktig zur zweiten schaltbaren steuerbaren Konstantstromquelle (Is2) anstelle der bipolaren, gesteuerten Konstantstromquelle (Is) in Abhängigkeit vom Schaltsignal (SS1) zu betreiben. Selbstverständlich sind andere Stromquellenkonfigurationen einer oder mehrerer Stromquellen denkbar, die im Ergebnis in Abhängigkeit vom Schaltsignal (SS1) einen im Ergebnis gleichen, in den Ladephasen konstanten Summenladestrom in den Knoten des internen Spannungssignals (Vi) einspeisen bzw. einen im Ergebnis gleichen, in den Entladephasen konstanten Summenentladestrom aus dem Knoten des internen Spannungssignals (Vi) entnehmen.
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Fig. 4
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4 zeigt eine weitere Ausprägung der Erfindung. In diesem Fall wird der Kondensator (Ci) der 3 in zwei Kondensatoren (Ci1, Ci2) aufgespalten, die mit jeweils einem Anschluss mit einer Kleinsignalmasse verbunden sind. Der erste Kondensator (Ci1) ist mit einem ersten Anschluss mit dem internen Spannungssignal (Ci) verbunden und mit dem zweiten Anschluss mit dem Spannungsausgang (Vout), der als Kleinsignalmasse betrachtet werden kann.
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Der zweite Kondensator (Ci2) ist mit einem ersten Anschluss ebenfalls mit dem internen Spannungssignal (Ci) verbunden und mit dem zweiten Anschluss mit einem Bezugspotenzial. Die Einspeisung des zusätzlichen, überlagerten Dreieckssignals erfolgt nun aber nicht direkt durch die Konstantstromquellen (I1, Is) wie in 3, sondern nun mittels des Verschiebungsstromes über eine Koppelkapazität (Ck), die somit die Konstantstromquellen (I1, Is) hinsichtlich der Gleichspannung von dem internen Spannungssignal (Vi) galvanisch trennt. Die Koppelkapazität (Ck) besitzt vorzugsweise einen Vorwiderstand (Rs), damit Schalttransienten der Konstantstromquellen (I1, Is) nicht auf das interne Spannungssignal (Vi) durchschlagen können und damit die Regelung stören könnten. Damit der Gleichspannungspegel auf Seiten der Konstantstromquellen (I1, Is) definiert ist, ist in dem Beispiel der 4 eine Arbeitspunkteinstellung durch einen Arbeitspunktspannungsteiler (R3, R4) aus einem ersten Arbeitspunktwiderstand (R3) und einem zweiten Arbeitspunktwiderstand (R4) beispielhaft vorgesehen. Die Widerstände des Arbeitspunktspannungsteilers (R3, R4) sorgen dabei außerdem dafür, dass im Falle einer fehlerhaften Anpassung der Stromwerte der beiden Konstantstromquellen (I1, Is) in Form leicht abweichender Stromwerte bei bevorzugt gleichen Zielstromwerten die Ausgangsspannung am Spannungsausgang (Vout) sich nicht ändert. Diese Konfiguration ist offset-frei, was einen besonderen Vorteil darstellt.
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Statt einer nicht geschalteten Konstantstromquelle (I1) in Kombination mit einer steuerbaren Konstantstromquelle (Is), die ein- und ausgeschaltet wird, zur Erzeugung eines Lade- und Entladestroms in Abhängigkeit vom Schaltsignal (SS1) zum Laden und Entladen der Koppelkapazität (Ck) sind auch andere Realisierungen einer bipolaren Stromquelle denkbar. Stattdessen ist es beispielsweise auch denkbar, die nicht steuerbare Konstantstromquelle (I1) durch eine erste schaltbare Konstantstromquelle (IS1) zu ersetzen und diese gegentaktig zur zweiten schaltbaren steuerbaren Konstantstromquelle (Is2) anstelle der bipolaren, gesteuerten Konstantstromquelle (Is) in Abhängigkeit vom Schaltsignal (SS1) zu betreiben. Selbstverständlich sind andere Stromquellenkonfigurationen einer oder mehrerer Stromquellen denkbar, die im Ergebnis in Abhängigkeit vom Schaltsignal (SS1) einen im Ergebnis gleichen, in den Ladephasen konstanten Summenladestrom in den Knoten des internen Spannungssignals (Vi) einspeisen bzw. einen im Ergebnis gleichen, in den Entladephasen konstanten Summenentladestrom aus dem Knoten des internen Spannungssignals (Vi) entnehmen.
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Fig. 5
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5 zeigt das nicht beanspruchte Grundprinzip der Erfindung für einen Aufwärtswandler. Der Eingangsstrom (Iin), der in den Spannungseingang (Vin) hineinfließt, wird durch die Drosselspule (L1), die sich zwischen Spannungseingang (Vin) und Zwischenknoten (Z1) befindet, geglättet. Hierbei ist der Spulenstrom (IL) gleich dem Eingangsstrom (Iin). Ein zweiter Schalter (S2), der typischerweise eine Diode ist, verbindet diesen Zwischenkoten (Z1) mit dem Spannungsausgang (Vout), wenn die Spannungsdifferenz über diese Diode in Flussrichtung gepolt ist und deren Betrag über der Schleusenspannung der Diode liegt. Eine Speicherkapazität (C1) wird je nach Belastung des Spannungsausgangs (Vout) und Größe des Spulenstromes (IL) geladen oder entladen. Wie zuvor im Falle eines Abwärtswandlers wird das Potenzial des Spannungsausgangs wieder relativ zu einem Bezugspotenzial erfasst. Wie im Falle des Abwärtswandlers aus 2 wird wieder durch eine erfindungsgemäß zusätzliche Offsetspannungsquelle (Voff), deren Spannung vom Zustand des Schaltsignals (SS1) abhängt, ein Spannungsversatz zwischen dem elektrischen Potenzial des Spannungsausgangs (Vout) und dem Potenzial des internen Spannungssignals (Vi) geschaffen. Erfindungsgemäß wurde auch hier erkannt, dass dieser Spannungsoffset (Voff) die gleiche stabilisierende Wirkung hat, wie ein ESR-Widerstand (RESR) entsprechend dem Stand der Technik ohne das parasitäre überlagerte Dreieckssignal zeitlichen Potenzialverlauf am Spannungsausgang (Vout) selbst wie im Stand der Technik zu erzeugen. Die weitere Ausgestaltung dieser Offsetspannungsquelle (Voff) ist Gegenstand der weiteren Ausprägungen der Erfindung.
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Fig. 6
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6 zeigt eine verbesserte, nun erfindungsgemäße Version der 5. Die Pufferschaltung (Buf) reproduziert an ihrem Ausgang das durch den Spannungsteiler (R1, R2) erfasste und um den Spannungsteilerfaktor reduzierte Potenzial am Spannungsausgang (Vout). Dabei weist die Pufferschaltung (Buf) einen Ausgangswiderstand (Ra) auf. Der kapazitive Spannungsteiler (Ci1, Ci2) wird durch den Ausgangsstrom (IBuf) der Pufferschaltung (Buf) geladen bzw. entladen je nach Vorzeichen des Ausgangsstromes (IBuf) der Pufferschaltung (Buf). Der Ausgang der Pufferschaltung (Buf) und der daran angeschlossene Mittenabgriff des kapazitiven Spannungsteilers (Ci1, Ci2) bilden hierdurch das bereits beschriebene interne Spannungssignal (Vi). Der andere Anschluss des zweiten Kondensators (Ci2) ist mit einem Bezugspotenzial verbunden. Der andere Anschluss des ersten Kondensators (Ci1) ist mit dem Spannungsausgang (Vout) verbunden.
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Im Gegensatz zum Stand der Technik wird der Knoten dieses internen Spannungssignals (Vi) nun jedoch zusätzlich durch eine steuerbare Konstantstromquelle (IS) geladen bzw. entladen, deren Polarität vom Wert des Schaltsignals (SS1), das den ersten Schalter (S1) steuert, abhängt. Ob der Knoten dieses internen Spannungssignals (Vi) durch die steuerbare Konstantstromquelle (IS) geladen oder entladen wird hängt also vom Wert des Schaltsignals (SS1) ab. Durch diese steuerbare Konstantstromquelle (Is) wird der Effekt des überlagerten Dreieckssignals auf dem zeitlichen Potenzialverlauf am Spannungsausgang (Vout) nun auf dem internen Spannungssignal (Vi) emuliert, sodass das interne Spannungssignal nun im Gegensatz zum Potenzialverlauf am Spannungsausgang (Vout) ein überlagertes Dreieckssignal zusätzlich aufweist. Dies ist ein wesentlicher erfindungsgemäßer Schritt. Eine Möglichkeit zur Realisierung der bipolaren gesteuerten Konstantstromquelle (Is) ist die Kombination einer nicht gesteuerten Konstantstromquelle (I1) mit einer schaltbaren steuerbaren Konstantstromquelle (Is), die dann nur eine der nicht gesteuerten Konstantstromquelle entgegengesetzte Strompolarität bei einem doppelt so großem Strombetrag liefert.
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Fig. 7
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7 zeigt eine weitere Ausprägung der Erfindung. Der erste Kondensator (Ci1) des kapazitiven Spannungsteilers (Ci1, Ci2) ist mit einem ersten Anschluss mit dem internen Spannungssignal (Vi) verbunden und mit dem zweiten Anschluss mit dem Spannungsausgang (Vout), der als Kleinsignalmasse betrachtet werden kann.
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Der zweite Kondensator (Ci2) des kapazitiven Spannungsteilers (Ci1, Ci2) ist mit einem ersten Anschluss ebenfalls mit dem internen Spannungssignal (Vi) verbunden und mit dem zweiten Anschluss mit einem Bezugspotenzial. Die Einspeisung des zusätzlichen, überlagerten Dreieckssignals erfolgt nun aber nicht direkt durch die Stromquellen (I1, Is) wie in 6, sondern nun mittels des Verschiebungsstromes über eine Koppelkapazität (Ck), die somit die Konstantstromquellen (I1, Is) hinsichtlich der Gleichspannung von dem internen Spannungssignal (Vi) galvanisch trennt. Die Koppelkapazität (Ck) besitzt vorzugsweise einen Vorwiderstand (Rs), damit Schalttransienten der Konstantstromquellen (I1, Is) nicht auf das interne Spannungssignal (Vi) durchschlagen können und damit die Regelung stören könnten. Damit der Gleichspannungspegel auf Seiten der Konstantstromquellen (I1, Is) definiert ist, ist in dem Beispiel der 7 eine Arbeitspunkteinstellung durch einen Arbeitspunktspannungsteiler (R3, R4) aus einem ersten Arbeitspunktwiderstand (R3) und einem zweiten Arbeitspunktwiderstand (R4) beispielhaft vorgesehen. Die Widerstände des Arbeitspunktspannungsteilers (R3, R4) sorgen dabei außerdem dafür, dass im Falle einer fehlerhaften Anpassung der Stromwerte der beiden Konstantstromquellen (I1, Is) in Form leicht abweichender Stromwerte bei bevorzugt gleichen Zielstromwerten die Ausgangsspannung am Spannungsausgang (Vout) sich nicht ändert. Diese Konfiguration ist offset-frei, was einen besonderen Vorteil darstellt.
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Statt einer nicht geschalteten Konstantstromquelle (I1) in Kombination mit einer steuerbaren Konstantstromquelle (Is), die ein- und ausgeschaltet wird, zur Erzeugung eines Lade- und Entladestroms in Abhängigkeit vom Schaltsignal (SS1) zum Laden und Entladen der Koppelkapazität (Ck) sind auch andere Realisierungen einer bipolaren Stromquelle denkbar. Stattdessen ist es beispielsweise auch denkbar, die nicht steuerbare Konstantstromquelle (I1) durch eine erste schaltbare Konstantstromquelle (IS1) zu ersetzen und diese gegentaktig zur zweiten schaltbaren steuerbaren Konstantstromquelle (Is2) anstelle der bipolaren, gesteuerten Konstantstromquelle (Is) in Abhängigkeit vom Schaltsignal (SS1) zu betreiben. Selbstverständlich sind andere Stromquellenkonfigurationen einer oder mehrerer Stromquellen denkbar, die im Ergebnis in Abhängigkeit vom Schaltsignal (SS1) einen im Ergebnis gleichen, in den Ladephasen konstanten Summenladestrom in den Knoten des internen Spannungssignals (Vi) einspeisen bzw. einen im Ergebnis gleichen, in den Entladephasen konstanten Summenentladestrom aus dem Knoten des internen Spannungssignals (Vi) entnehmen.
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Fig. 8
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8 zeigt eine beispielhafte steuerbare Konstantstromquelle. Ein beispielhafter erster Transistor (T1) ist mit seinem Steueranschluss (Gate) mit einer Referenzspannung und mit einem Kontakt (Source) mit einer Versorgungsspannung verbunden. Hierdurch wird der Strom (I) durch die Stromquelle eingestellt. Ein beispielhafter zweiter Transistor (T2) dient in diesem Beispiel als Schalttransistor, der durch das Schaltsignal (SS1) oder alternativ durch das invertierte Schaltsignal direkt angesteuert wird.
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Bezugszeichenliste
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- ADC
- Analog-Digital-Wandler
- Buf
- Pufferschaltung
- C1
- Speicherkapazität. Hierbei kann es sich auch um mehrere Speicherkapazitäten handeln, die mit einem Anschluss mit dem Spannungsausgang (Vout) direkt oder indirekt verbunden sind und mit dem anderen Spannungsausgang mit einem Bezugspotenzial verbunden sind.
- Ci
- Kondensator
- Ci1
- erster Kondensator. Der erste Kondensator bildet mit dem zweiten Kondensator (Ci2) einen kapazitiven Spannungsteiler parallel zum ohmschen Spannungsteiler (R1, R2) aus dem ersten Spannungsteilerwiderstand (R1) und dem zweiten Spannungsteilerwiderstand (R2). Durch diesen kapazitiven Spannungsteiler kann das Potenzial des internen Spannungssignals (Vi) schnell Spannungssprüngen der Ausgangsspannung am Spannungsausgang (Vout) folgen.
- Ci2
- zweiter Kondensator
- Ck
- Koppelkapazität
- Cs
- Komparatorausgangssignal
- COMP
- Komparator
- Δt
- Verzögerungseinheit. Die Verzögerungseinheit verzögert das Schaltsignal (SS1) zum verzögerten Schaltsignal (SSv), um das aufgrund der Größe des ersten oder zweiten Schalters (S1, S2) verzögerte Schaltverhalten des ersten Schalters (S1) und/oder des zweiten Schalters (S2) für die Regelung zu berücksichtigen. Hierdurch wird die Erzeugung des Ripples auf dem internen Spannungssignal (Vi) zeitmäßig optimiert. Vorzugsweise wird die Verzögerungseinheit als Hintereinanderschaltung eines RC-Tiefpasses und eines Komparators oder Schmidt-Triggers realisiert.
- I1
- nicht steuerbare Konstantstromquelle. Diese liefert einen zeitlich konstanten elektrischen Strom. Sie wird vorzugsweise mit einer schaltbaren bipolaren Stromquelle kombiniert.
- Iin
- Eingangsstrom
- IL
- Spulenstrom durch die Drosselspule (L1)
- IBuf
- Ausgangsstrom der Pufferschaltung (Buf)
- Iout
- Ausgangsstrom
- IR
- Spannungsteilerstrom durch den ersten Spannungsteilerwiderstand (R1) und den zweiten Spannungsteilerwiderstand (R2) des Spannungsteilers (R1, R2)
- Is
- steuerbare Konstantstromquelle. Die Steuerbarkeit bezieht sich dabei auf das Umschalten der Polarität des zeitlich betragsmäßig konstanten Ausgangsstromes der Konstantstromquelle. Die Stromquelle verhält sich also in den Zeiten zwischen den Umschaltungen wie eine Konstantstromquelle.
- Is1
- erste steuerbare Konstantstromquelle. Die Steuerbarkeit bezieht sich dabei auf das Ein- bzw. Ausschalten eines in der Einschaltphase zeitlich konstanten elektrischen Ausgangsstroms der Konstantstromquelle. Die Stromquelle verhält sich also in den Zeiten zwischen den Schaltungen wie eine Konstantstromquelle.
- Is2
- zweite steuerbare Konstantstromquelle. Die Steuerbarkeit bezieht sich dabei auf das Ein- bzw. Ausschalten eines in der Einschaltphase zeitlich konstanten elektrischen Ausgangsstroms der Konstantstromquelle. Die Stromquelle verhält sich also in den Zeiten zwischen den Schaltungen wie eine Konstantstromquelle.
- Is3
- dritte steuerbare Konstantstromquelle. Die Steuerbarkeit bezieht sich dabei auf das Umschalten der Polarität des zeitlich betragsmäßig konstanten Ausgangsstromes der Konstantstromquelle. Die Stromquelle verhält sich also in den Zeiten zwischen den Umschaltungen wie eine Konstantstromquelle.
- L1
- Drosselspule
- NB
- nicht beansprucht
- PV
- Pulsverlängerungseinheit
- R1
- erster Spannungsteilerwiderstand
- R2
- zweiter Spannungsteilerwiderstand
- R3
- erster Arbeitspunktwiderstand
- R4
- zweiter Arbeitspunktwiderstand
- Ra
- Ausgangswiderstand der Pufferschaltung (Buf)
- Rs
- Vorwiderstand
- Ref
- Referenzspannung
- RESR
- Widerstand für die Stabilität des Regelkreises im Stand der Technik, der seriell zur Speicherkapazität (C1) geschaltet ist.
- S1
- erster Schalter zwischen dem Spannungseingang (Vin) und dem Zwischenknoten (Z1)
- S2
- zweiter Schalter zwischen dem Zwischenknoten (Z1) und dem Spannungsausgang (Vout)
- SS1
- Schaltsignal mit einer Schaltperiode TP
- SSv
- verzögertes Schaltsignal
- TA
- Aus-Zeit
- TE
- Ein-Zeit
- TP
- Schaltperiode; Dabei gilt TP = TA + TE.
- Vi
- internes Spannungssignal
- Vin
- Spannungseingang
- Voff
- Spannungsoffset
- Vout
- Spannungsausgang
- Z1
- Zwischenknoten
