CN104022648B - 开关变换器及其控制电路和控制方法 - Google Patents

Abstract

公开了采用恒定导通时间控制的开关变换器及其控制电路和控制方法。根据输入电压或控制信号产生补偿控制信号，并根据补偿控制信号对补偿信号进行调节，使得补偿信号在宽输入范围内均能具有合适的值。与现有技术相比，既避免了低输入下的抖动和次谐波振荡，也改善了高输入下的动态响应和负载调整率。

Description

开关变换器及其控制电路和控制方法

技术领域

本发明的实施例涉及电子电路，尤其涉及开关变换器及其控制电路和控制方法。

背景技术

恒定导通时间控制由于其优越的负载瞬态响应、简单的内部结构和平滑的工作模式切换，在电源领域得到了很好的应用。然而，对于采用恒定导通时间控制的开关变换器而言，即使采用瓷片电容作为输出电容器，其输出电压仍可能因为输出电容器的等效串联阻抗不足而产生次谐波振荡。

为了防止次谐波振荡的产生，常用的做法是引入一与电感电流同相的补偿信号。图1为传统的采用恒定导通时间控制的开关变换器100的电路原理图，其中由电阻器Rramp和电容器Cramp组成的斜坡补偿产生电路与电感器L并联。斜坡补偿产生电路产生的补偿信号RAMP被叠加至反馈信号FB以产生和值信号FB1。当和值信号FB1小于参考信号Vref时，开关管M1导通，开关管M2关断。当开关管M1导通的时间到达导通时间控制电路设置的时间阈值时，开关管M1关断，开关管M2导通。

为了保证开关变换器在各种状态下均能保持稳定，需要慎重选择补偿信号RAMP。补偿信号RAMP太小，则输出电压上会出现抖动，甚至是次谐波振荡。而补偿信号RAMP太大，则开关变换器在轻载下会出现双脉冲(double pulse)，其动态响应和负载调整率也会受到不利影响。

经分析，图1所示补偿信号的幅值Vramp可表示为：

$V_{\mathrm{ramp}}=\frac{V_{\mathrm{in}}-V_{\mathrm{out}}}{R_{\mathrm{ranp}}{C}_{\mathrm{ramp}}}{t}_{\mathrm{on}}=(1-\frac{V_{\mathrm{out}}}{V_{\mathrm{in}}})\frac{V_{\mathrm{out}}{T}_s}{R_{\mathrm{ramp}}{C}_{\mathrm{ramp}}}$ (公式1)

其中Vin为输入电压，Vout为输出电压，ton为开关管M1的导通时间，Ts为开关周期。

在实际应用中，输出电压Vout和开关周期Ts通常恒定不变。所以根据公式1可知，Vramp会随着输入电压Vin增大而增大。这意味着，图1所示的补偿信号RAMP很难适应宽输入应用。在低输入情况下，补偿信号RAMP可能太小。而在高输入情况下，补偿信号RAMP可能太大。

发明内容

本发明要解决的技术问题是提供一种能适应宽输入应用的开关变换器及其控制电路和控制方法。

根据本发明实施例的一种用于开关变换器的控制电路，该开关变换器将输入电压转换为输出电压，包括第一开关管、第二开关管、电感器和输出电容器，该控制电路包括：导通时间控制电路，产生导通时间控制信号；斜坡补偿产生电路，产生补偿信号；比较电路，耦接至斜坡补偿产生电路，将补偿信号与代表输出电压的反馈信号之和同参考信号进行比较，产生比较信号；逻辑电路，耦接至导通时间控制电路和比较电路，根据导通时间控制信号和比较信号产生具有占空比的控制信号；驱动电路，耦接至逻辑电路以接收控制信号，并根据控制信号产生第一驱动信号和第二驱动信号以驱动第一开关管和第二开关管；以及前馈电路，根据输入电压或控制信号产生补偿控制信号；其中斜坡补偿产生电路耦接至前馈电路以接收补偿控制信号，并根据补偿控制信号对补偿信号进行调节。

根据本发明实施例的一种用于开关变换器的控制电路，该开关变换器将输入电压转换为输出电压，包括第一开关管、第二开关管、电感器和输出电容器，该控制电路包括：导通时间控制电路，产生导通时间控制信号；斜坡补偿产生电路，产生补偿信号，其中斜坡补偿产生电路与电感器并联，包括串联连接的可变电阻器和斜坡电容器；比较电路，耦接至斜坡补偿产生电路，将补偿信号与代表输出电压的反馈信号之和同参考信号进行比较，产生比较信号；逻辑电路，耦接至导通时间控制电路和比较电路，根据导通时间控制信号和比较信号产生具有占空比的控制信号；驱动电路，耦接至逻辑电路以接收控制信号，并根据控制信号产生第一驱动信号和第二驱动信号以驱动第一开关管和第二开关管；以及前馈电路，根据输入电压或控制信号产生补偿控制信号，以调节斜坡补偿产生电路中的可变电阻器。

根据本发明实施例的一种开关变换器，包括第一开关管、第二开关管、电感器、输出电容器以及如前所述的控制电路。

根据本发明实施例的一种用于开关变换器的控制方法，该开关变换器将输入电压转换为输出电压，包括第一开关管、第二开关管、电感器和输出电容器，该控制方法包括：产生导通时间控制信号；产生补偿信号；将补偿信号与代表输出电压的反馈信号之和同参考信号进行比较，产生比较信号；根据导通时间控制信号和比较信号产生具有占空比的控制信号；根据控制信号产生第一驱动信号和第二驱动信号以驱动第一开关管和第二开关管；根据输入电压或控制信号产生补偿控制信号；以及根据补偿控制信号对补偿信号进行调节，使补偿信号的幅值同占空比与占空比平方之差成正比。

在本发明的实施例中，根据输入电压或或控制信号对补偿信号进行调节，使得补偿信号在宽输入范围内均能具有合适的值。与现有技术相比，既避免了低输入下的抖动和次谐波振荡，也改善了高输入下的动态响应和负载调整率。

附图说明

图1为传统的采用恒定导通时间控制的开关变换器100的框图；

图2A为开关变换器在等效串联阻抗大于等于临界阻抗时的工作波形图；

图2B为开关变换器在等效串联阻抗小于临界阻抗时的工作波形图；

图2C为补偿信号幅值与输入电压之间的关系图；

图3为根据本发明实施例的开关变换器300的框图；

图4为根据本发明实施例的斜坡补偿产生电路422的电路原理图；

图5为传统开关变换器与根据本发明实施例的开关变换器在输入电压变化时的工作波形图；

图6为根据本发明实施例的斜坡补偿产生电路622的电路原理图；

图7为根据本发明实施例的补偿信号幅值与输入电压之间的关系图；

图8为根据本发明实施例的前馈电路821和斜坡补偿产生电路822的电路原理图；

图9根据本发明实施例的采用图8所示电路的开关变换器在输入电压变化时的工作波形图；

图10A为传统开关变换器在高输入下负载突变时的工作波形图；

图10B为根据本发明实施例的开关变换器在高输入下负载突变时的工作波形图；

图11为根据本发明实施例的用于开关变换器的控制方法的流程图。

具体实施方式

下面将详细描述本发明的具体实施例，应当注意，这里描述的实施例只用于举例说明，并不用于限制本发明。在以下描述中，为了提供对本发明的透彻理解，阐述了大量特定细节。然而，对于本领域普通技术人员显而易见的是：不必采用这些特定细节来实行本发明。在其他实例中，为了避免混淆本发明，未具体描述公知的电路、材料或方法。

在整个说明书中，对“一个实施例”、“实施例”、“一个示例”或“示例”的提及意味着：结合该实施例或示例描述的特定特征、结构或特性被包含在本发明至少一个实施例中。因此，在整个说明书的各个地方出现的短语“在一个实施例中”、“在实施例中”、“一个示例”或“示例”不一定都指同一实施例或示例。此外，可以以任何适当的组合和、或子组合将特定的特征、结构或特性组合在一个或多个实施例或示例中。此外，本领域普通技术人员应当理解，在此提供的附图都是为了说明的目的，并且附图不一定是按比例绘制的。应当理解，当称“元件”“连接到”或“耦接”到另一元件时，它可以是直接连接或耦接到另一元件或者可以存在中间元件。相反，当称元件“直接连接到”或“直接耦接到”另一元件时，不存在中间元件。相同的附图标记指示相同的元件。这里使用的术语“和/或”包括一个或多个相关列出的项目的任何和所有组合。

图2A和2B分别为开关变换器在输出电容器的等效串联阻抗ESR大于等于临界阻抗ESRc和小于临界阻抗ESRc时的工作波形图。其中IL为流过电感器L的电流，Vc为输出电容器Cout两端的电压纹波，VESR为等效串联阻抗ESR两端的电压，ton为开关管M1的导通时间，toff为开关管M1的关断时间，Mintoff为开关管M1的最小关断时间。当等效串联阻抗ESR小于临界阻抗ESRc时，输出电容器Cout两端的电压纹波占主导地位，开关变换器出现次谐波振荡。当等效串联阻抗ESR大于或等于临界阻抗ESRc时，ESR两端的电压占主导地位，次谐波振荡被消除。临界条件可表示为：

$-\frac{{\mathrm{dV}}_{\mathrm{ES}{R}_C}}{\mathrm{dt}}{|}_{t0+}=\frac{{\mathrm{dV}}_C}{\mathrm{dt}}{|}_{t0+}$ (公式2)

由公式2可以得出，临界阻抗ESRc的值为：

${\mathrm{ESR}}_C=\frac{t_{\mathrm{on}}}{{2C}_{\mathrm{out}}}$ (公式3)

补偿信号RAMP的目的是在输出电容器Cout的等效串联阻抗ESR小于临界阻抗ESRc的情况下提供补偿，以避免次谐波振荡的产生。因此，补偿信号RAMP需要大于或等于临界阻抗ESRc两端的电压。补偿信号的临界幅值Vrampc可以表示为：

$V_{\mathrm{rampc}}={\mathrm{ESR}}_C*{\mathrm{\ΔL}}_L=\frac{{\mathrm{DT}}_s}{{2C}_{\mathrm{out}}}*\frac{V_{\mathrm{in}}-V_{\mathrm{out}}}{L}{\mathrm{DT}}_s=(1-D)D\frac{V_{\mathrm{out}}{T}_s^2}{{2\mathrm{LC}}_{\mathrm{out}}}$ (公式4)

其中△IL为电感电流IL的峰-峰值，D为占空比。

图2C为补偿信号的幅值Vramp与输入电压Vin之间的关系图，其中虚线表示图1所示传统补偿信号的幅值与输入电压之间的关系，实线表示临界幅值与输入电压之间的关系。根据图2C可知，图1所示传统补偿信号的幅值随着输入电压Vin增大而大幅度增大，从而容易导致在低输入情况下补偿不足，而在高输入情况下补偿过量。基于此，本发明的实施例对补偿信号进行调节,例如使其幅值跟随临界幅值Vrampc，以适应宽输入范围的需求。

根据公式4可知，若要使补偿信号的幅值Vramp跟随临界幅值Vrampc，需要使Vramp与(1-D)*D，即D-D²成正比。一般地，Vramp可以表示为：

V_ramp＝k_r*t_on＝k_f*t_off (公式5)

其中kr为补偿信号RAMP的上升斜率，kf为补偿信号RAMP的下降斜率。由于ton＝D*Ts，toff＝(1-D)*Ts，结合公式4和公式5可知，若补偿信号RAMP的上升斜率kr与1-D成正比，或补偿信号RAMP的下降斜率kf与D成正比，则补偿信号的幅值Vramp跟随临界幅值Vrampc。

图3为根据本发明实施例的开关变换器300的框图。开关变换器300包括开关管M1、M2、电感器L、输出电容器Cout、反馈电路301以及控制电路302。在一些实施例中，控制电路302与开关管M1、M2被制作在同一芯片内。

在图3所示的实施例中，开关管M1、M2、电感器L和输出电容器Cout组成同步降压变换器，将输入电压Vin转换为输出电压Vout。开关管M1和M2可以为任何可控半导体开关器件，例如金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)、绝缘栅双极晶体管(IGBT)等。虽然图3所示的实施例采用同步降压拓扑结构，但本领域技术人员可知，开关管M2可以由二极管代替以形成非同步降压拓扑结构。此外，开关变换器300也可采用其他合适的拓扑结构，例如升降压变换器等。

反馈电路301接收输出电压Vout，并产生代表输出电压Vout的反馈信号FB。反馈电路301可以由电阻分压器组成。在一些实施例中，反馈电路301可能只是一段导线，此时反馈信号FB与输出电压Vout基本相等。

控制电路302包括前馈电路321、斜坡补偿产生电路322、比较电路323、导通时间控制电路324、逻辑电路325以及驱动电路326。斜坡补偿产生电路322产生补偿信号RAMP。比较电路323耦接至斜坡补偿产生电路322和反馈电路301，将补偿信号RAMP与反馈信号FB之和FB1同参考信号Vref进行比较，产生比较信号SET。在图3所示的实施例中，比较电路323包括比较器COM1。比较器COM1具有同相输入端、反相输入端和输出端，其中同相输入端接收参考信号Vref，反相输入端接收反馈信号FB与补偿信号RAMP之和FB1，输出端提供比较信号SET。在其他实施例中，补偿信号RAMP也可从参考信号VREF处被减去，而非被叠加至反馈信号FB。

导通时间控制电路324产生导通时间控制信号COT，以控制开关管M1的导通时长。开关管M1的导通时长可以被设置为恒定值，亦或与输入电压Vin和/或输出电压Vout有关的可变值。逻辑电路325耦接至比较电路323和导通时间控制电路324，根据比较信号SET和导通时间控制信号COT产生具有占空比D的控制信号PWM。驱动电路326耦接至逻辑电路325以接收控制信号PWM，并根据控制信号PWM产生驱动信号DRV1和DRV2以驱动开关管M1和M2。

前馈电路321根据输入电压Vin或控制信号PWM产生补偿控制信号RCTRL。斜坡补偿产生电路322耦接至前馈电路321以接收补偿控制信号RCTRL，并根据补偿控制信号RCTRL对补偿信号RAMP进行调节，以使其适应宽输入范围的需求。在一个实施例中，在补偿控制信号RCTRL的作用下，补偿信号的幅值Vramp被调节至与(1-D)*D，即D-D²成正比。

在某些应用场合，输出电容器Cout的等效串联阻抗ESR可能会在输出电压Vout与目标值之间引入一定的直流误差。为了解决这个问题，在一个实施例中，如图3所示，控制电路302还包括由误差放大器和加法器构成的误差补偿环节327。在其他实施例中，误差补偿环节327也可仅包括加法器，将参考信号REF与预设偏置信号相加，并将两者的和值作为参考信号Vref提供至比较电路323。

在一些实施例中，为了避免噪声干扰等对比较电路323造成影响，导致开关管M1刚被关断，立刻又被导通，控制电路302还包括最小关断时间电路328。该最小关断时间电路328在最小关断时长Mintoff内将比较电路323输出的比较信号SET屏蔽。

图4为根据本发明实施例的斜坡补偿产生电路422的电路原理图。斜坡补偿产生电路422包括可变电阻器Rramp和斜坡电容器Cramp。可变电阻器Rramp具有第一端、第二端和控制端，其中第一端耦接至图3所示电感器L的一端N1，控制端耦接至前馈电路以接收补偿控制信号RCTRL，第二端耦接至比较电路以提供补偿信号RAMP。斜坡电容器Cramp具有第一端和第二端，其中第一端耦接至可变电阻器的第二端，第二端耦接至电感器L的另一端N1。

补偿控制信号RCTRL对可变电阻器Rramp的阻值进行调节，例如，当输入电压Vin增大或占空比D减小时，补偿控制信号RCTRL将可变电阻器Rramp的阻值增大。在一个实施例中，可变电阻器Rramp的阻值与占空比D成反比。

在相同输入条件下，可变电阻器Rramp的阻值增大，将导致补偿信号RAMP的上升斜率和下降斜率减小，从而使得补偿信号的幅值Vramp也减小。图5为开关变换器在输入电压变化时的工作波形图，其中W501为传统开关变换器在输入电压Vin变化时的工作波形图，W502为根据本发明实施例的开关变换器在输入电压Vin变化时的工作波形图。如图5所示，在高输入情况下，与传统技术相比，根据本发明实施例的补偿信号的幅值要小得多，从而保证在低输入下补偿足够的同时，高输入下的补偿也能处于合适的范围，而不会过高。

图6为根据本发明实施例的斜坡补偿产生电路622的电路原理图。其中可变电阻器Rramp包括电阻器Rr1～Rr4以及开关管Sr1～Sr4。电阻器Rr1～Rr4串联连接，开关管Sr1～Sr4分别与电阻器Rr1～Rr4并联，并受前馈电路控制。当输入电压Vin位于第一电压范围，例如5.2V～7V时，开关管Sr1关断，开关管Sr2～Sr4导通，此时可变电阻器Rramp的阻值等于电阻器Rr1的阻值，例如270KΩ。当输入电压Vin位于第二电压范围，例如7V～12V时，开关管Sr1、Sr2关断，开关管Sr3、Sr4导通，此时可变电阻器Rramp的阻值等于电阻器Rr1与Rr2的阻值之和，例如330KΩ。当输入电压Vin位于第三电压范围，例如12V～17V时，开关管Sr1～Sr3关断，开关管Sr4导通，此时可变电阻器Rramp的阻值等于电阻器Rr1～Rr3的阻值之和，例如650KΩ。当输入电压Vin位于第四电压范围，例如17V～22V时，开关管Sr1～Sr4均关断，此时可变电阻器Rramp的阻值等于电阻器Rr1～Rr4的阻值之和，例如750KΩ。

图7为根据本发明实施例的图6所示补偿信号的幅值Vramp与输入电压Vin之间的关系图。如图7所示，补偿信号RAMP被分段调节，与传统补偿信号相比，其在高输入下的幅值大大降低。

尽管图7仅示出四个电阻器和四个开关管，但本领域技术人员可知，可变电阻器Rramp可包括两个、三个或更多的电阻器和开关管。这些器件之间可以像图7所示一样连接，也可以采用其他合适的连接方式。这些变形均未脱离本发明的保护范围。

图8为根据本发明实施例的前馈电路821和斜坡补偿产生电路822的电路原理图。斜坡补偿产生电路822包括开关管M3、电流源I1、I2以及电容器C1。开关管M3具有第一端、第二端和控制端，其中第一端接收输出电压Vout，控制端耦接至逻辑电路以接收控制信号PWM。电流源I1具有第一端、第二端和控制端，其中第一端耦接至供电电压Vcc，控制端耦接至开关管M3的第二端。当控制信号PWM为高电平时，开关管M3导通，电流源I1受输出电压Vout控制，其电流值可以表示为：

I₁＝K₁*V_out (公式6)

其中K1为电流源I1的控制系数。

电容器C1具有第一端和第二端，其中第一端耦接至电流源I1的第二端，第二端接地。电流源I2具有第一端、第二端和控制端，其中第一端耦接至电流源I1的第二端和电容器C1的第一端，第二端接地，控制端耦接前馈电路821以接收补偿控制信号RCTRL，其中补偿控制信号RCTRL同占空比D与输出电压Vout之积成正比。电流源I2受补偿控制信号RCTRL控制，其电流值可以表示为：

I₂＝K₂*RCTRL (公式7)

前馈电路821包括开关管M4、M5、非门NOT1、电阻器R1、R2、电容器C2以及放大器AMP1。开关管M4具有第一端、第二端和控制端，其中第一端接收输出电压Vout，控制端耦接至逻辑电路以接收控制信号PWM。非门NOT1具有输入端和输出端，其中输入端耦接至逻辑电路以接收控制信号PWM。开关管M5具有第一端、第二端和控制端，其中第一端耦接至开关管M4的第二端，第二端接地，控制端耦接至非门NOT1的输出端。电阻器R1具有第一端和第二端，其中第一端耦接至开关管M4的第二端和开关管M5的第一端。电容器C2具有第一端和第二端，其中第一端耦接至电阻器R1的第二端，第二端接地。放大器AMP1具有第一输入端、第二输入端和输出端，其中第一输入端耦接至电阻器R1的第二端和电容器C2的第一端，第二输入端接地，输出端耦接至电流源I2的控制端以提供补偿控制信号RCTRL。电阻器R2具有第一端和第二端，其中第一端耦接至放大器AMP1的输出端，第二端接地。补偿控制信号RCTRL可以表示为：

RCTRL＝DV_outG_mR₂ (公式8)

其中Gm为放大器AMP1的增益。

当控制信号PWM为高电平时，开关管M3导通，流过电容器C1的电流为I1-I2。因此，补偿信号的幅值Vramp可以表示为：

$V_{\mathrm{ramp}}=\frac{I_1-I_2}{C_1}*t_{\mathrm{on}}=\frac{K_1{V}_{\mathrm{out}}-K_2{\mathrm{DV}}_{\mathrm{out}}{G}_m{R}_2}{C_1}*{\mathrm{DT}}_s$ (公式9)

如果将K1设计为：

K₁＝K₂G_mR₂ (公式10)

则公式9可以被简化为：

$V_{\mathrm{ramp}}=\frac{(1-D)D}{C_1}*K_1{V}_{\mathrm{out}}{T}_s$ (公式11）

根据公式11可知，图8所示实施例中补偿信号的幅值Vramp与(1-D)*D成正比，其跟随临界幅值Vrampc，能适应宽输入范围的需求。

图9为根据本发明实施例的采用图8所示电路的开关变换器在输入电压Vin变化时的工作波形图。如图9所示，当输入电压Vin增大时，占空比D减小，补偿控制信号RCTRL也减小。补偿信号RAMP在补偿控制信号RCTRL的调节下，逐渐到达合适的值。

本发明的实施例根据输入电压Vin或控制信号PWM的占空比D对补偿信号RAMP进行调节。正如图5所示，在高输入情况下，与图1所示的传统技术相比，本发明实施例中补偿信号的幅值Vramp被减小。图10A和10B分别为传统开关变换器和根据本发明实施例的开关变换器在高输入下负载突变时的工作波形图，其中Io为开关变换器的输出电流。通过对比图10A和图10B可知，由于补偿信号的幅值较小，与传统开关变换器相比，根据本发明实施例的开关变换器的瞬态响应要快得多。

图11为根据本发明实施例的用于开关变换器的控制方法的流程图。该控制方法包括步骤S1101～S1107。

在步骤S1101，产生导通时间控制信号。

在步骤S1102，产生补偿信号。

在步骤S1103，将补偿信号与代表输出电压的反馈信号之和同参考信号进行比较，产生比较信号。

在步骤S1104，根据导通时间控制信号和比较信号产生具有占空比D的控制信号PWM。

在步骤S1105，根据控制信号产生第一驱动信号和第二驱动信号以驱动第一开关管和第二开关管。

在步骤S1106，根据输入电压或控制信号产生补偿控制信号。

在步骤S1107，根据补偿控制信号对补偿信号进行调节，以使补偿信号的幅值同D*(1-D)成正比。

虽然已参照几个典型实施例描述了本发明，但应当理解，所用的术语是说明和示例性、而非限制性的术语。由于本发明能够以多种形式具体实施而不脱离发明的精神或实质，所以应当理解，上述实施例不限于任何前述的细节，而应在随附权利要求所限定的精神和范围内广泛地解释，因此落入权利要求或其等效范围内的全部变化和改型都应为随附权利要求所涵盖。

Claims (14)

1.一种用于恒定导通时间控制开关变换器的控制电路，该开关变换器将输入电压转换为输出电压，包括第一开关管、第二开关管、电感器和输出电容器，该控制电路包括：

导通时间控制电路，产生导通时间控制信号，以控制第一开关管的导通时长；

斜坡补偿产生电路，产生补偿信号；

比较电路，耦接至斜坡补偿产生电路，将补偿信号与代表输出电压的反馈信号之和同参考信号进行比较，产生比较信号；

逻辑电路，耦接至导通时间控制电路和比较电路，根据导通时间控制信号和比较信号产生具有占空比的控制信号；

驱动电路，耦接至逻辑电路以接收控制信号，并根据控制信号产生第一驱动信号和第二驱动信号以驱动第一开关管和第二开关管；以及

前馈电路，根据输入电压或控制信号产生补偿控制信号；其中

斜坡补偿产生电路耦接至前馈电路以接收补偿控制信号，并根据补偿控制信号对补偿信号的幅值进行调节，以使其适应宽输入电压范围的要求。

2.如权利要求1所述的控制电路，其中补偿信号的幅值同占空比与占空比平方之差成正比。

3.如权利要求1所述的控制电路，其中补偿信号的上升斜率同1与占空比之差成正比，补偿信号的下降斜率同占空比成正比。

4.如权利要求1所述的控制电路，其中斜坡补偿产生电路包括：

可变电阻器，具有第一端、第二端和控制端，其中第一端耦接至电感器的一端，控制端耦接至前馈电路以接收补偿控制信号，第二端耦接至比较电路以提供补偿信号；以及

斜坡电容器，具有第一端和第二端，其中第一端耦接至可变电阻器的第二端，第二端耦接至电感器的另一端。

5.如权利要求4所述的控制电路，其中可变电阻器包括：

多个串联连接的电阻器；以及

多个开关管，分别与多个电阻器并联。

6.如权利要求1所述的控制电路，其中斜坡补偿产生电路包括：

第三开关管，具有第一端、第二端和控制端，其中第一端接收输出电压，控制端耦接至逻辑电路以接收控制信号；

第一电流源，具有第一端、第二端和控制端，其中第一端耦接至供电电压，控制端耦接至第三开关管的第二端；

第一电容器，具有第一端和第二端，其中第一端耦接至第一电流源的第二端，第二端接地；以及

第二电流源，具有第一端、第二端和控制端，其中第一端耦接至第一电流源的第二端和第一电容器的第一端，第二端接地，控制端耦接前馈电路以接收补偿控制信号，其中补偿控制信号同占空比与输出电压之积成正比。

7.如权利要求6所述的控制电路，其中前馈电路包括：

第四开关管，具有第一端、第二端和控制端，其中第一端接收输出电压，控制端耦接至逻辑电路以接收控制信号；

非门，具有输入端和输出端，其中输入端耦接至逻辑电路以接收控制信号；

第五开关管，具有第一端、第二端和控制端，其中第一端耦接至第四开关管的第二端，第二端接地，控制端耦接至非门的输出端；

第一电阻器，具有第一端和第二端，其中第一端耦接至第四开关管的第二端和第五开关管的第一端；

第二电容器，具有第一端和第二端，其中第一端耦接至第一电阻器的第二端，第二端接地；

放大器，具有第一输入端、第二输入端和输出端，其中第一输入端耦接至第一电阻器的第二端和第二电容器的第一端，第二输入端接地，输出端耦接至第二电流源的控制端以提供补偿控制信号；以及

第二电阻器，具有第一端和第二端，其中第一端耦接至放大器的输出端，第二端接地。

8.一种用于开关变换器的控制电路，该开关变换器将输入电压转换为输出电压，包括第一开关管、第二开关管、电感器和输出电容器，该控制电路包括：

导通时间控制电路，产生导通时间控制信号；

斜坡补偿产生电路，产生补偿信号，其中斜坡补偿产生电路与电感器并联，包括串联连接的可变电阻器和斜坡电容器；

比较电路，耦接至斜坡补偿产生电路，将补偿信号与代表输出电压的反馈信号之和同参考信号进行比较，产生比较信号；

逻辑电路，耦接至导通时间控制电路和比较电路，根据导通时间控制信号和比较信号产生具有占空比的控制信号；

驱动电路，耦接至逻辑电路以接收控制信号，并根据控制信号产生第一驱动信号和第二驱动信号以驱动第一开关管和第二开关管；以及

前馈电路，根据输入电压或控制信号产生补偿控制信号，以调节斜坡补偿产生电路中的可变电阻器。

9.如权利要求8所述的控制电路，其中当输入电压增大或占空比减小时，可变电阻器的阻值被增大。

10.如权利要求8所述的控制电路，其中可变电阻器的阻值与占空比成反比。

11.如权利要求8所述的控制电路，其中可变电阻器包括：

多个串联连接的电阻器；以及

多个开关管，分别与多个电阻器并联。

12.一种开关变换器，包括第一开关管、第二开关管、电感器、输出电容器以及如权利要求1至11中任一项所述的控制电路。

13.如权利要求12所述的开关变换器，其中第二开关管由二极管代替。

14.一种用于恒定导通时间控制开关变换器的控制方法，该开关变换器将输入电压转换为输出电压，包括第一开关管、第二开关管、电感器和输出电容器，该控制方法包括：

产生导通时间控制信号，以控制第一开关管的导通时长；

产生补偿信号；

将补偿信号与代表输出电压的反馈信号之和同参考信号进行比较，产生比较信号；

根据导通时间控制信号和比较信号产生具有占空比的控制信号；

根据控制信号产生第一驱动信号和第二驱动信号以驱动第一开关管和第二开关管；

根据输入电压或控制信号产生补偿控制信号；以及

根据补偿控制信号对补偿信号进行调节，使补偿信号的幅值同占空比与占空比平方之差成正比。