CN111431405B - 电压纹波控制电路及控制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种电压纹波控制电路及控制方法，通过将补偿电压以及第一纹波电压叠加到反馈电压得到纹波信号；并将偏置电压的叠加到参考电压得到基准信号，两者比较从而得到开通信号。补偿电压实现纹波信号波底拉平，就可以实现在任何占空比下或任何输出下，反馈电压和参考电压都是相等的，由于可以去除误差校正环，当输出负载跳变时，动态性能将会有较大改善。

Description

电压纹波控制电路及控制方法
技术领域
本发明涉及一种电力电子技术，更具体地说，涉及一种电压纹波控制电路及控制方法。
背景技术
在降压变换器的控制方案中，基于固定导通时间电压纹波控制的方案由于具有较小的轻载输出纹波以及优越的动态性能近年来成为了大电流降压变换器首选的控制方案。在这种方案中，虚拟电感电流的电压纹波叠加到反馈电压之后作用于误差比较器的负端，当此叠加信号低于误差比较器的正端的基准电压后，误差比较器翻转置高，进而控制PWM触发器的翻转产生上管的开通信号，上管开通持续一固定的导通时间后关断，紧接着，下管开通直至下一次误差比较器的再次翻转置高，以此达到稳态的工作状态。
图1是现有的基于固定导通时间电压纹波控制的控制方案示意图，从误差比较器两端来看，由于正端是参考电压VREF，负端是虚拟电感电流的纹波电压VRIPPLE和反馈电压VFB的叠加，而不是反馈电压VFB和参考电压VREF直接作比较，所以如果不加入稳态误差校正电路，采取这种控制的降压变换器在稳态工作时反馈电压VFB并不等于参考电压VREF。由于虚拟电感电流的纹波电压VRIPPLE的存在，反馈电压VFB和参考电压VREF相差一个直流偏置电压。在现有的控制方案中，为了消除虚拟电感电流的纹波电压VRIPPLE的注入引起的直流偏置电压，在参考电压VREF上会叠加一误差校正信号VCORR。产生VCORR的电路主要由反馈电压VFB和基准电压VREF的误差积分器构成。如果反馈电压VFB和参考电压VREF存在偏差，此误差积分器的输出将调节到一个合适的电平得到校正信号VCORR，叠加到参考电压VREF上进而消除这种偏差。由于叠加的虚拟电感电流的纹波电压VRIPPLE是去除其直流量保留其交流量的纹波电压，所以在消除稳态误差之后，校正电压VCORR的位置应该低于0，且等于纹波电压VRIPPLE峰峰值的50％值。
在这种控制中，实际上存在两个电压环，电压内环用于快速对负载动态跳变做出反应，电压外环用于稳态运行时消除稳态误差。从环路上看，电压内环调节快，而电压外环调节慢。较慢的电压外环对于快速的动态性能是不利的。
如图2所示，由于重载转空载后输出电压VOUT冲高，反馈电压VFB始终高于参考电压VREF，误差积分器始终工作在反向积分状态，校正信号VCORR往负的方向移动。当此时输出电流IOUT再来一个快速的由空载到重载的跳变，由于负载跳变瞬间校正信号VCORR还在一个比较低的位置，而且其环路较慢，在短时间内不可能恢复到较高的位置上，那么输出电压VOUT将会跌落更多的电压。图2中的Vdrop就是因为校正信号VCORR的存在造成的多余的输出电压跌落量。综上所述，校正信号VCORR的引入对动态性能造成了不利的影响。
发明内容
有鉴于此，本发明提供了一种电压纹波控制电路及控制方法，以解决现有的负载跳变时输出电压稳定性不高的问题。
第一方面，提供一种电压纹波控制电路，用以控制开关型调节器，其特征在于，包括：
纹波控制电路，用以在表征所述开关型调节器的输出电压的反馈电压上叠加第一纹波电压以及补偿电压后，作为纹波信号；且在表征所述开关型调节器的期望的输出电压的参考电压上叠加偏置电压后，作为基准信号，比较所述纹波信号以及所述基准信号以生成所述开关型调节器的主功率开关管的开通信号；
其中，所述补偿电压根据所述主功率开关管的占空比自适应地变化，以使得所述纹波信号与所述占空比无关。
优选地，所述补偿电压根据所述主功率开关管的占空比自适应地变化，以使得所述纹波信号的波底与所述占空比无关。
优选地，所述补偿电压与所述占空比成正比例关系。
优选地，所述补偿电压还与所述输出电压成正比例关系。
优选地，所述偏置电压与所述输出电压成正比例关系。
优选地，所述第一纹波电压的峰峰值与所述占空比呈现一次函数的关系，且与所述占空比负相关。
优选地，还包括固定导通时间产生电路，用以通过比较一基准电压以及斜坡信号以生成所述开关型调节器的主功率开关管的关断信号。
优选地，所述偏置电压与所述基准电压成正比例关系。
优选地，所述固定导通时间产生电路具有生成一个三角波电压的节点以及生成所述基准电压的节点，所述第一纹波电压与所述三角波电压以及所述基准电压的差值成比例关系。
优选地，还包括校正电路，用以根据补偿所述反馈电压上的电压纹波带来的输出电压稳态误差。
优选地，所述校正电路根据所述反馈电压以及所述参考电压之间的误差生成校正信号，且将所述参考电压上叠加所述偏置电压以及所述校正信号后，作为所述基准信号。
优选地，还包括纹波补偿电路，用以根据所述基准电压以及所述占空比产生所述补偿电压。
优选地，所述纹波补偿电路，通过将所述基准电压控制的电流源经过由PWM信号控制的开关后滤波得到表征所述输出电压与所述占空比乘积的第三电压，并将所述第三电压经过一定的比例处理后，获得所述补偿电压。
第二方面，提供一种电压纹波控制方法，用以控制开关型调节器，其特征在于，包括：
在表征所述开关型调节器的输出电压的反馈电压上叠加第一纹波电压以及补偿电压后，作为纹波信号；且在表征所述开关型调节器的期望的输出电压的参考电压上叠加偏置电压后，作为基准信号；
比较所述纹波信号以及所述基准信号以生成所述开关型调节器的主功率开关管的开通信号；
其中，所述补偿电压根据所述主功率开关管的占空比自适应地变化，以使得所述纹波信号与所述占空比无关。
优选地，所述补偿电压根据所述主功率开关管的占空比自适应地变化，以使得所述纹波信号的波底与所述占空比无关。
优选地，所述补偿电压与所述占空比成正比例关系。
优选地，所述补偿电压还与所述输出电压成正比例关系。
优选地，所述偏置电压与所述输出电压成正比例关系。
本发明的电压纹波控制电路及控制方法，通过将补偿电压叠加到反馈电压得到纹波信号；并将偏置电压的叠加到参考电压得到基准信号，两者比较从而得到开通信号。补偿电压实现波底拉平，再与补偿到参考电压上的偏置电压实现匹配自销，就可以实现在任何占空比下或任何输出下，反馈电压和参考电压都是相等的。当输出负载跳变时，因为已经去除误差校正环，动态性能将会有较大改善。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据提供的附图获得其他的附图。
图1是现有的基于固定导通时间电压纹波控制的控制方案示意图；
图2是现有的基于固定导通时间电压纹波控制的工作波形图；
图3是依据本发明的电压纹波控制电路的示意图；
图4是依据本发明的电压纹波控制电路的工作波形图；
图5是固定导通时间产生电路的电路示意图；
图6是第一纹波生成电路的电路示意图；
图7是纹波补偿电路的电路示意图；
图8是依据本发明的电压纹波控制电路的工作波形图；
图9是另一依据本发明的电压纹波控制电路的示意图。
具体实施方式
以下基于实施例对本发明进行描述，但是本发明并不仅仅限于这些实施例。在下文对本发明的细节描述中，详尽描述了一些特定的细节部分。对本领域技术人员来说没有这些细节部分的描述也可以完全理解本发明。为了避免混淆本发明的实质，公知的方法、过程、流程、元件和电路并没有详细叙述。
此外，本领域普通技术人员应当理解，在此提供的附图都是为了说明的目的，并且附图不一定是按比例绘制的。
同时，应当理解，在以下的描述中，“电路”是指由至少一个元件或子电路通过电气连接或电磁连接构成的导电回路。当称元件或电路“连接到”另一元件或称元件/电路“连接在”两个节点之间时，它可以是直接耦接或连接到另一元件或者可以存在中间元件，元件之间的连接可以是物理上的、逻辑上的、或者其结合。相反，当称元件“直接耦接到”或“直接连接到”另一元件时，意味着两者不存在中间元件。
除非上下文明确要求，否则整个说明书和权利要求书中的“包括”、“包含”等类似词语应当解释为包含的含义而不是排他或穷举的含义；也就是说，是“包括但不限于”的含义。
在本发明的描述中，需要理解的是，术语“第一”、“第二”等仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性。此外，在本发明的描述中，除非另有说明，“多个”的含义是两个或两个以上。
图3为依据本发明的电压纹波控制电路的示意图。如图3所示，电压纹波控制电路包括纹波控制电路31以及固定导通时间产生电路32。其中，纹波控制电路31，用以在表征所述开关型调节器的输出电压VOUT的反馈电压VFB上叠加第一纹波电压VRIPPLE以及补偿电压VCOMP后，作为纹波信号VNEG；且在表征所述开关型调节器的期望的输出电压的参考电压VREF上叠加偏置电压offset后，作为基准信号VPOS，比较纹波信号VNEG以及基准信号VPOS以生成所述开关型调节器的主功率开关管的开通信号VS。具体地，纹波控制电路包括第一纹波生成电路311用以生成第一纹波电压VRIPPLE、纹波补偿电路312用以生成补偿电压VCOMP，以及比较电路313。比较电路313包括一比较其CMP1，比较器CMP1的正输入端和负输入端分别接收基准信号VPOS以及纹波信号VNEG以输出开通信号VS。固定导通时间产生电路32，用以通过比较一基准电压V2以及斜坡信号Vramp以生成所述开关型调节器的主功率开关管的关断信号rst。
具体地，补偿电压VCOMP根据所述主功率开关管的占空比D自适应地变化，以使得纹波信号VNEG与占空比D无关,进一步地以使得纹波信号VNEG的波底与占空比D无关。
在发明的技术方案中，当采取固定导通时间的电压纹波控制的开关型调节器在某一占空比D下稳态运行时，叠加到反馈电压VFB的第一纹波电压VRIPPLE的峰峰值是确定的，且第一纹波电压VRIPPLE的峰峰值随占空比D的变化曲线可以被计算出。在不同的占空比D下，在反馈电压VFB和第一纹波电压VRIPPLE两者叠加的电压之上再叠加一个自适应的补偿电压VCOMP，使之达到最终三者叠加的电压波底拉到同一条水平线上，也即，在不同的占空比D下，纹波信号VNEG的波底均维持在同一阈值。在此基础上，即可在参考电压VREF上叠加一个固定的偏置电压offset，就可以实现无误差校正环存在即可保证反馈电压VFB真正等于参考电压VREF的效果。
基于上述分析，接下来计算补偿电压VCOMP以及偏置电压offset的值。参考图4，为电压纹波控制电路的工作波形图。假设第一纹波电压VRIPPLE的峰峰的一半为第一偏置电压offset1，即offset1＝VPP/2，补偿电压VCOMP的峰峰值为第二偏置电压offset2，可知，如果，
offset1+offset2＝offset
则有：
VFB＝VREF
为了计算需要叠加的补偿电压VCOMP的大小，现在推导第一纹波电压VRIPPLE的峰峰值VPP和输出电压VOUT以及占空比D之间的关系。
图5是现有技术中以及本发明的技术方案中均采用的固定导通时间产生电路的电路示意图。在本发明的技术方案中，沿用现有技术中的固定导通时间产生电路，并利用固定导通时间产生电路32中的节点电压，生成所述第一纹波电压VRIPPLE，本发明的技术方案也多处巧妙地利用了已有的表征电路参量的信息来构造实现表征新的电路参量的信息，使得电路的实现变得非常简单。
如图5所示，以功率级电路采用降压拓扑(BUCK)为例来说明。图中仅示出了主功率开关HS和整流开关LS，未示出功率级电路的电感和电容。固定导通时间产生电路32中包括基准电压生成电路51、斜坡信号生成电路52、比较器53。其中，基准电压生成电路51包括受控电流源CCS1、开关K1、电阻R1和一个滤波电路。受控电流源CCS1受控于输入电压VIN输出与其成比例的电流Iref。开关K1受控于信号PWM与主功率开关HS同步导通和关断。电阻R1连接在开关K1和接地端之间。滤波电路被配置为由电容C1、电阻R2以及电容C5构成的“π”形的RC滤波电路。由此，电流Iref在开关K1的控制下流过电阻R1形成电压降。滤波电路对电阻R1上的电压V1进行平均输出基准电压V2＝n1*VOUT，n1为系数。同时，斜坡信号生成电路52包括受控电流源CCS2、电容C2和开关K2。受控电流源CCS2受控于输入电压VIN输出与其成比例的电流Iramp。电容C2和开关K2并联连接在受控电流源CCS2的电流输出端和接地端之间。开关K2受控于信号PWMB以与主功率开关HS相反的方式导通和关断。由此，在主功率开关HS导通时，开关K1导通，开关K2关断。在主功率开关HS关断时，开关K1关断，开关K2导通。在开关K2关断时，电容C2被电流Iramp充电，使得斜坡信号Vramp线性上升。在开关K2导通时，电容C2被短路放电，使得斜坡信号Vramp快速下降到零，并持续到下一次开关K2关断。斜坡信号Vramp由此具有斜坡形状的波形。同时，比较器53用于比较基准电压V2和斜坡信号Vramp，输出主功率开关管的关断信号rst。
进一步分析可知，当降压变换器达到稳态运行之后，电容C2的充放电也建立起安秒平衡，电阻R1非接地端的电压V1的形状基本上是一个稳定的三角波电压，而且和电感电流的相位相同，在此节点之后经过一个RC时间常数很大的滤波环节就可以得到电压V1的平均值V2，即所述基准电压V2。
第一纹波电压VRIPPLE可以通过正比于电压V1和V2的差值来获得，即VRIPPLE＝k*(V1-V2)，正比的比例系数是k。图6是第一纹波生成电路的电路示意图，只需要一个压控电压源即可。可见通过直接获取固定导通时间产生电路32中的两个节点电压，即可生成所述第一纹波电压VRIPPLE。很容易证明：
Figure BDA0002448019680000081
下面来计算第一纹波电压VRIPPLE的峰峰值VPP的一半，TSW为开关周期：
Figure BDA0002448019680000082
所以得到了第一纹波电压VRIPPLE的峰峰值的一半VPP/2大致和占空比D呈现一次函数的关系且其斜率和输出电压VOUT有关。如果使得补偿电压VCOMP和第一纹波电压VRIPPLE的峰峰值的一半VPP/2叠加之后可以消除占空比变化的影响，那么我们即可以得到补偿电压VCOMP的值为：
VCOMP＝m*VOUT*D
至此，便可以根据得到的补偿电压VCOMP补偿公式的特点，即补偿电压VCOMP与占空比D成正比例关系，且还与输出电压VOUT成正比例关系。只要构造出VOUT*D的信息就可以再通过比例缩放到m倍去获得补偿电压VCOMP。
图7是本发明的纹波补偿电路的电路示意图。在现有的电路中(固定导通时间产生电路32)已经具有表征输出电压VOUT的信息V2，只要用基准电压V2控制的电流源加上PWM控制的开关以及RC滤波环节就可以得到表征VOUT*D的信息进而得到V3。V3控制电流源的大小产生IOD给C4充电，容易得到：
Figure BDA0002448019680000091
Figure BDA0002448019680000092
令，
n3＝m
则VCOMP＝m*VOUT*D
本发明巧妙地利用了已有的表征电路参量的信息来构造实现表征新的电路参量的信息，电路的实现变得非常简单。综上，进而可得偏置电压offset的值为：
Figure BDA0002448019680000093
在比较电路CMP1的正输入端设置一个固定的偏置电压offset，使其值等于m*VOUT，那么我们即可以实现无误差校正环的设计。由于偏置电压offset与输出电压VOUT成正比例关系，而固定导通时间产生电路32中已经具有表征输出电压VOUT的信息，即固定导通时间产生电路32)已经具有表征输出电压VOUT的信息，即基准电压V2，因此，可以设置偏置电压offset与基准电压V2成一定的比例关系，即可通过简单的电路实现获得偏置电压offset。
图8是依据本发明的电压纹波控制电路的工作波形图。当开关型调节器工作在某一输出VOUT和某一占空比D下，当输出VOUT达到稳定状态之后，纹波补偿电路312也会计算好需要补偿的补偿电压VCOMP，这一电压叠加到反馈电压VFB以及第一纹波电压VRIPPLE上得到比较电路CMP1负输入端的信号，即纹波信号VNEG；参考电压VREF、偏置电压offset的叠加产生比较电路CMP1正输入端的信号，即基准信号VPOS，两者比较从而得到开通信号VS。只要设计合理，第一纹波电压VRIPPLE和补偿电压VCOMP便可以实现将纹波信号VNEG的波底维持在某一阈值，再与补偿到参考电压VREF上的偏置电压offset实现匹配抵消，就可以实现在任何占空比下或任何输出下，反馈电压VFB和参考电压VREF都是相等的。当输出负载跳变时，因为已经去除误差校正环，动态性能将会有较大改善。
实际上，现有技术中，在同样的输出电压下，叠加到反馈电压VFB的第一纹波电压的峰峰值随着占空比的减小而增加，所以一般误差校正电压的钳位值往往会根据最大的纹波峰峰值而设计。对大占空比应用，这么大的误差校正电路电压的钳位值就显得过剩了。而实际希望叠加到反馈电压VFB的电压纹波的波底不随占空比的变化而变化。本发明的技术方案，通过增加补偿电压VCOMP，使之根据主功率开关管的占空比D自适应地变化，最终使得纹波信号VNEG与占空比D无关,进一步地以使得纹波信号VNEG的波底与占空比D无关，从而降低全占空比下单纯的第一纹波电压幅值的设计难度，同时，大占空比下的额外的补偿电压纹波的注入有利于解决单纯的第一纹波电压幅值过小带来的大占空比稳定性问题。
优选地，也可以仍然选择保留一个钳位值非常窄的误差校正环，这样做是为了补偿中间的参数传递以及反馈电压VFB本身的纹波电压带来的与参考电压之间VREF的偏差。
如图9所示，为另一依据本发明的电压纹波控制电路的示意图。与上述纹波控制电路31相比，仅多了一个校正电路314。校正电路314用以根据补偿反馈电压上VFB的电压纹波带来的输出电压稳态误差。具体地，校正电路314根据反馈电压VFB以及参考电压VREF之间的误差生成校正信号VCORR1，且将参考电压VREF上叠加偏置电压offset以及校正信号VCORR1后，作为所述基准信号VPOS。由于校正电路314的钳位不再需要按照最小占空比下纹波电压峰峰值做设计，因此钳位值可以做到非常窄，不会出现现有技术中过剩的问题。
以上所述仅为本发明的优选实施例，并不用于限制本发明，对于本领域技术人员而言，本发明可以有各种改动和变化。凡在本发明的精神和原理之内所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (18)

1.一种电压纹波控制电路，用以控制开关型调节器，其特征在于，包括：
纹波控制电路，用以在表征所述开关型调节器的输出电压的反馈电压上叠加第一纹波电压以及补偿电压后，作为纹波信号；且在表征所述开关型调节器的期望的输出电压的参考电压上叠加偏置电压后，作为基准信号，比较所述纹波信号以及所述基准信号以生成所述开关型调节器的主功率开关管的开通信号；
其中，所述补偿电压根据所述主功率开关管的占空比自适应地变化，以使得所述纹波信号与所述占空比无关。
2.根据权利要求1所述的电压纹波控制电路，其特征在于，所述补偿电压根据所述主功率开关管的占空比自适应地变化，以使得所述纹波信号的波底与所述占空比无关。
3.根据权利要求1所述的电压纹波控制电路，其特征在于，所述补偿电压与所述占空比成正比例关系。
4.根据权利要求3所述的电压纹波控制电路，其特征在于，所述补偿电压还与所述输出电压成正比例关系。
5.根据权利要求1所述的电压纹波控制电路，其特征在于，所述偏置电压与所述输出电压成正比例关系。
6.根据权利要求1所述的电压纹波控制电路，其特征在于，所述第一纹波电压的峰峰值与所述占空比呈现一次函数的关系，且与所述占空比负相关。
7.根据权利要求1所述的电压纹波控制电路，其特征在于，还包括固定导通时间产生电路，用以通过比较一基准电压以及斜坡信号以生成所述开关型调节器的主功率开关管的关断信号。
8.根据权利要求7所述的电压纹波控制电路，其特征在于，所述偏置电压与所述基准电压成正比例关系。
9.根据权利要求7所述的电压纹波控制电路，其特征在于，所述固定导通时间产生电路具有生成一个三角波电压的节点以及生成所述基准电压的节点，所述第一纹波电压与所述三角波电压以及所述基准电压的差值成比例关系。
10.根据权利要求1所述的电压纹波控制电路，其特征在于，还包括校正电路，用以补偿所述反馈电压上的电压纹波带来的输出电压稳态误差。
11.根据权利要求10所述的电压纹波控制电路，其特征在于，所述校正电路根据所述反馈电压以及所述参考电压之间的误差生成校正信号，且将所述参考电压上叠加所述偏置电压以及所述校正信号后，作为所述基准信号。
12.根据权利要求7所述的电压纹波控制电路，其特征在于，还包括纹波补偿电路，用以根据所述基准电压以及所述占空比产生所述补偿电压。
13.根据权利要求12所述的电压纹波控制电路，其特征在于，所述纹波补偿电路，通过将所述基准电压控制的电流源经过由PWM信号控制的开关后滤波得到表征所述输出电压与所述占空比乘积的第三电压，并将所述第三电压经过一定的比例处理后，获得所述补偿电压。
14.一种电压纹波控制方法，用以控制开关型调节器，其特征在于，包括：
在表征所述开关型调节器的输出电压的反馈电压上叠加第一纹波电压以及补偿电压后，作为纹波信号；且在表征所述开关型调节器的期望的输出电压的参考电压上叠加偏置电压后，作为基准信号；
比较所述纹波信号以及所述基准信号以生成所述开关型调节器的主功率开关管的开通信号；
其中，所述补偿电压根据所述主功率开关管的占空比自适应地变化，以使得所述纹波信号与所述占空比无关。
15.根据权利要求14所述的电压纹波控制方法，其特征在于，所述补偿电压根据所述主功率开关管的占空比自适应地变化，以使得所述纹波信号的波底与所述占空比无关。
16.根据权利要求14所述的电压纹波控制方法，其特征在于，所述补偿电压与所述占空比成正比例关系。
17.根据权利要求16所述的电压纹波控制方法，其特征在于，所述补偿电压还与所述输出电压成正比例关系。
18.根据权利要求14所述的电压纹波控制方法，其特征在于，所述偏置电压与所述输出电压成正比例关系。
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