CN117118207B - 一种用于大型mlcc的cot模式pwm驱动电路 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种用于大型MLCC的COT模式PWM驱动电路，其包括第一比较器、导通时间产生模块和PWM生成模块，第一比较器的一个输入端与应用电路的反馈端连接，另一个输入端与加法器的输出端连接；加法器的一个输入端与参考电压连接，另一个输入端与反馈信号补偿模块的输出端连接，反馈信号补偿模块包括斜坡电压生成电路，其设置为使电流注入第一电容以输出斜坡电压，并在PWM信号中出现COT脉冲时，使斜坡电压降低到地。本发明的电路在参考电压上新增一个斜坡电压，新增的斜坡电压用于模拟常规的反馈信号的纹波，在应用电路具有大型MLCC时使得COT模式PWM驱动电路在DCM模式下正确工作。

Description

一种用于大型MLCC的COT模式PWM驱动电路
技术领域
本发明涉及一种PWM驱动电路，具体涉及一种用于大型MLCC（MLCC）的COT模式PWM驱动电路。
背景技术
图1是应用于Buck电路的COT（恒定导通时间，constant-on-time）模式下的PWM驱动电路。所述COT模式PWM驱动电路包括第一比较器Cp1、导通时间产生模块T1、与这两者的输出端均连接的PWM生成模块P1、以及与PWM生成模块P1的输出端连接的驱动器D1。
由于COT模式PWM驱动电路用于Buck电路，所述驱动器D1的输出端与Buck电路的上开关管HS和下开关管LS的栅极连接，使得PWM生成模块P1利用所述驱动器D1放大PWM信号以驱动大型的MOSFET。所述第一比较器Cp1的其中一个输入端与Buck电路的反馈信号FB连接，另一个输入端与参考电压Vref连接。上开关管HS的栅极、下开关管LS的栅极和一个电感L共同连接于一个开关节点SW，所述电感L的另一端为PWM驱动电路的电压输出端。因此，电感电流iL的一部分作为流动经过Buck电路的等效串联电阻ESR和输出电容Cout的电容电流iC，另一部分作为Buck电路的输出电流iO。
由此，反馈电压FB可分为等效串联电阻ESR的电压纹波和电容电压纹波。电容电流iC与等效串联电阻ESR的乘积即为等效串联电阻ESR两端的电压，因此，等效串联电阻ESR两端的电压的变化是由电容电流iC的变化导致的，ESR的电压纹波的峰值为电容电流iC的最大值与最小值的差值与等效串联电阻ESR的乘积。电容电压纹波是由电容器内部电荷的变化而产生的电压纹波，它是由电容电流iC变化引起的。
如图2所示，第一比较器Cp1将反馈电压FB与参考电压Vref进行比较，每当反馈电压FB下降到参考电压Vref以下时，由于第一比较器Cp1与PWM生成模块P1的置位端Set连接，PWM生成模块所生成的PWM信号HSON中就会出现一个COT脉冲，该COT脉冲用于通过驱动器D1驱动上开关管HS导通。开关节点SW处的电压波形与PWM信号HSON相同，因而开关节点SW处的电压同样出现一个COT脉冲。
因此，COT模式基于反馈电压FB和参考电压之间的差值电压。反馈电压FB的纹波是区分上开关管HS的导通时间的必要条件。过小的反馈电压FB的纹波会导致整个PWM驱动电路无法正常工作。
由于PWM生成模块生成PWM信号并发送给驱动器D1，并且PWM生成模块与一个受电压控制的导通时间产生模块T1相连以接收导通时间信号Ton，因此，COT模式利用导通时间信号Ton来代替PWM生成模块所需的时钟信号，从而消除时钟延迟。
由于频率可变，COT模式PWM驱动电路的负载阶跃响应良好，这使得COT模式适用于负载点电源（POL）的应用等快速负载变化应用。然而，这类应用通常使用大量的MLCC（多层陶瓷电容）来为快速负载瞬变存储能量。
如图3所示，这些大规模的MLCC实际上伤害了COT模式的运行。当并行使用大规模的MLCC（即MLCC连接于输出电压）时，COT模式的PWM驱动电路在DCM模式下变得不稳定。我们看到PWM驱动电路的开关节点SW的电压连续出现多个脉冲，然后跳过（即不再连续出现脉冲）。相应地，PWM驱动电路的输出电压Vout和电感电流iL同样出现了多个脉冲之后突变跳过的情况。
如图4所示，通过更深入地观察波形，可以看到上一个周期的输出电压Vout的纹波的波谷与下一个周期基本相同。也就是说，连续出现多个脉冲的原因是输出电容太大。因此，每次上开关管HS导通只获得一个小的电容电压纹波。所以，电感电流为零时，等效串联电阻ESR的电压纹波消失，总输出纹波即反馈信号FB的波纹几乎恢复到以前的水平。
因此，反馈信号FB的波纹的这种微小差异使COT模式PWM驱动电路很难区分下一个使得上开关管HS导通的COT脉冲的开始时间。COT模式PWM驱动电路很容易被其他噪声影响，然后在DCM模式（即断续导通模式）下，就能够看到PWM驱动电路连续开启多个脉冲，以形成足够大的电容电压纹波。
如图5所示且如上文所述，COT模式PWM驱动电路需要电压纹波足够大才能保证正常工作。而在大规模的MLCC的应用中，ESR电压纹波和电容电压的纹波都非常小。这对于一个自适应的COT模式PWM驱动电路来说并不是好的条件。
具体来说，在CCM模式（连续导通模式）下，仍然存在电感电流纹波，因此ESR纹波和电容器纹波不为零，使得COT模式PWM驱动电路能够正确分辨下一个使得上开关管HS导通的COT脉冲的开始时间。
在DCM模式（即断续导通模式）下，当电感电流IL为零时，ESR电压纹波消失，电容电压纹波也很小，因此反馈电压FB的波形几乎是平的。COT模式的PWM驱动电路在这种条件下正确工作是非常困难的。尤其是在下开关管LS关闭后，会有很多开关噪音。由于DCM模式下反馈电压FB纹波几乎是平的，因此使得上开关管HS导通的下一个COT脉冲可能在PWM信号HSON上的任何位置出现。
发明内容
本发明的目的在于提供一种用于大型MLCC的COT模式PWM驱动电路，以使PWM驱动电路在DCM模式下正确工作。
为了实现上述目的，本发明提供一种用于大型MLCC的COT模式PWM驱动电路，其应用于一个具有大型MLCC的应用电路，其包括第一比较器、导通时间产生模块以及与第一比较器和导通时间产生模块的输出端均连接的PWM生成模块，所述PWM生成模块输出PWM信号，所述第一比较器的其中一个输入端与应用电路的反馈端连接，其特征在于，所述第一比较器的另一个输入端与一加法器的输出端连接，所述加法器的一个输入端与参考电压连接，另一个输入端与一个反馈信号补偿模块的输出端连接，所述反馈信号补偿模块包括斜坡电压生成电路；所述斜坡电压生成电路设置为使电流注入一第一电容以输出斜坡电压，并且在所述PWM信号中出现COT脉冲时，使得斜坡电压降低到地。
所述斜坡电压生成电路包括所述第一电容，该第一电容的一端接地，另一端为所述反馈信号补偿模块的输出端并同时与第二开关管的漏极、第二电流源连接；所述第二开关管的栅极连接所述PWM信号，源极接地。
所述反馈信号补偿模块的输出端还与一第一开关管的漏极连接，所述第一开关管的源极与第一电流源连接，过零检测电路的输出端依次经过RS触发器、延迟电路连接第一开关管的栅极；所述过零检测电路用于检测电感电流是否为0，在检测到电感电流为0之后，所述过零检测电路的输出为1。
所述过零检测电路是一个比较器，其一个输入端连接所述应用电路的开关节点SW，另一个输入端接地。
所述延迟电路设置为对信号延迟0.5μs。
所述过零检测电路和延迟电路通过一个RS触发器连接，该RS触发器的置位端与所述过零检测电路的输出端连接，复位端与PWM信号连接，输出端与延迟电路的输入端连接。
第一电流源和第二电流源均由电流镜和一偏置电流产生，所述电流镜包括栅极彼此连接的第一电流镜开关管、第二电流镜开关管和第三电流镜开关管，所述第一电流镜开关管的漏极与栅极连接，且漏极接收所述偏置电流，所述第二电流镜开关管和第三电流镜开关管的漏极分别为所述的第一电流源和第二电流源。
所述第一电流镜开关管、第二电流镜开关管和第三电流镜开关管的电流比例为1:4:1。
所述反馈信号补偿模块的输出端与一钳位设置模块连接，所述钳位设置模块包括缓冲放大器，所述缓冲放大器的正向输入端连接所述反馈信号补偿模块的输出端，所述缓冲放大器的反向输入端连接一个斜坡最大钳位电压，所述缓冲放大器的输出端连接一第三开关管的栅极，该第三开关管的源极接地，且漏极连接所述反馈信号补偿模块的输出端。
所述斜坡最大钳位电压为50mV。
本发明的用于大型MLCC的COT模式PWM驱动电路在参考电压上新增一个斜坡电压，新增的斜坡电压用于模拟常规的反馈信号的纹波，从而在应用电路具有大型MLCC时使得COT模式PWM驱动电路在DCM模式下正确工作。
附图说明
通过对优选实施例的详细描述，本发明的这些和其他特征和优点对于本领域技术人员将变得更加明显。下文描述了随说明书一起提供的附图。
其中，图1是常规的COT模式PWM驱动电路的电路原理图，其中，COT模式PWM驱动电路应用于Buck电路。
图2是如图1所示的COT模式PWM驱动电路的ESR电压纹波、电容电压纹波、反馈信号纹波、参考电压、输出电流和开关节点电压的时序图。
图3是如图1所示的COT模式PWM驱动电路在DCM模式时的输出电压、开关节点电压和电感电流的时序图。
图4是如图1所示的COT模式PWM驱动电路在DCM模式时的输出电压和开关节点电压的局部时序图。
图5是现有的COT模式PWM驱动电路与本发明的用于大型MLCC的COT模式PWM驱动电路在应用于具有大型MLCC的电路时的信号对比图。
图6是本发明新增的斜坡信号与其模拟的FB电压纹波的示意图。
图7是根据本发明的一个实施例的用于大型MLCC的COT模式PWM驱动电路的电路图。
图8是如图7所示的用于大型MLCC的COT模式PWM驱动电路的反馈信号补偿模块的电路图。
图9是本发明的用于大型MLCC的COT模式PWM驱动电路中的电感电流IL、SW节点的电压信号VSW、PWM信号HSON、过零检测信号QZX、过零检测延迟信号QZX_DL、第一电流源Isl1的电流、第二电流源Isl2的电流和斜坡电压Vslope的信号时序图。
具体实施方式
以下结合具体实施例，对本发明做进一步说明。应理解，以下实施例仅用于说明本发明而非用于限制本发明的范围。
如图5所示，在现有技术中，在用于具有大型MLCC(>1mF)的电路时，COT模式PWM驱动电路的缺陷如下：多层陶瓷电容过大，导致ESR电压和电容电压纹波过小。特别是，在DCM模式下，在电感电流为零时，反馈信号FB几乎是平坦的（没有纹波），导致COT模式PWM驱动电路在DCM模式下无法正确工作。
为了解决这个问题，考虑到COT模式需要电压纹波才能正常工作。因此，如图5所示，本发明通过将一个新的斜坡电压添加到参考电压Vref中。实际上，如图6所示，新增的斜坡电压用于模拟常规的应用电路（例如具有小型MLCC的应用电路）上的反馈信号FB纹波。
此外，新增加的斜坡电压将在DCM/CCM模式之间产生直流的偏移值。由于这种DCM/CCM模式之间的偏移值，需要设置一个斜坡最大钳位电压，使斜坡电压Vslope的导致的偏移值不超过这个斜坡最大钳位电压。
基于上述的原理，如图7所示，本发明提供了一种用于大型MLCC的COT模式PWM驱动电路，其用于一个具有大型MLCC的应用电路，因此其输出电容Cout的电容值很大，至少大于1mF。
与现有技术相同的是，所述用于大型MLCC的COT模式PWM驱动电路包括第一比较器Cp1、导通时间产生模块T1、与第一比较器Cp1和导通时间产生模块T1的输出端均连接的PWM生成模块P1、以及与PWM生成模块P1的输出端连接的驱动器D1，所述驱动器D1输出所述PWM驱动电路的PWM信号HSON。第一比较器Cp1具有两个输入端，其中一个输入端与应用电路的反馈端连接以接收反馈信号FB。
本发明的用于大型MLCC的COT模式PWM驱动电路与现有技术的区别在于：所述第一比较器Cp1的另一个输入端与一加法器Cp2的输出端连接，所述加法器Cp2具有两个输入端，其中一个输入端与参考电压Vref连接，另一个输入端与一个反馈信号补偿模块100的输出端连接。所述反馈信号补偿模块100包括过零检测电路Cp3和与过零检测电路Cp3的输出端连接的斜坡电压生成电路10。
所述斜坡电压生成电路10设置为使电流注入一第一电容Cslope以在反馈信号补偿模块100的输出端产生斜坡电压Vslope。优选地，当检测到电感电流为0时，注入到第一电容的偏置电流将减少80%（延迟0.5μs）。
在本实施例中，如图8所示，所述斜坡电压生成电路10包括一个第一电容Cslope，该第一电容Cslope的一端接地，另一端为所述反馈信号补偿模块100的输出端，并同时与第一开关管PM4、第二开关管NM2、第二电流源Isl2和钳位设置模块连接。
所述第二开关管NM2的栅极连接所述PWM驱动电路的PWM信号HSON，源极接地，漏极连接所述反馈信号补偿模块100的输出端。第二开关管NM2用于在PWM信号HSON中出现使上开关管HS导通的COT脉冲期间（即PWM信号HSON=1时）将第一电容Cslope放电到地，使得斜坡电压Vslope降低到地。由此，斜坡电压Vslope由PWM信号HSON中使得上开关管导通的COT脉冲来重新设定。
所述钳位设置模块是一个缓冲放大器Cp4组成的负反馈回路。具体来说，所述钳位设置模块包括缓冲放大器Cp4，所述缓冲放大器Cp4的正向输入端连接所述反馈信号补偿模块100的输出端，所述缓冲放大器Cp4的反向输入端连接设置的斜坡最大钳位电压，所述缓冲放大器Cp4的输出端连接第三开关管NM3的栅极，该第三开关管NM3的源极接地，且漏极连接所述反馈信号补偿模块100的输出端。由此，当斜坡电压Vslope略高于斜坡最大钳位电压时，所述缓冲放大器Cp4开启，它将驱动第三开关管NM3导通并将上拉电流传导至地，使得斜坡电压Vslope最大只能到斜坡最大钳位电压。
在本实施例中，斜坡最大钳位电压约为50mV，以使得斜坡电压Vslope的导致的偏移值不超过斜坡最大钳位电压，保持在进行直流负载调节时的偏移值足够低。
过零检测电路Cp3设置为检测电感电流是否为0，在检测到电感电流为0之后，过零检测电路Cp3的输出为1。在本实施例中，过零检测电路Cp3是一个比较器，其一个输入端连接开关节点SW，另一个输入端接地。因此，通过检测开关节点SW的电压是否等于地来检测电感电流是否为0，在开关节点SW的电压等于地时说明电感电流为0，此时过零检测电路Cp3的输出为1。
所述第一开关管PM4的源极连接第一电流源Isl1，且漏极连接所述反馈信号补偿模块100的输出端。
到第一电容的斜坡电流包括两部分，分别来自于第一电流源Isl1和第二电流源Isl2。
在本实施例中，第一电流源Isl1和第二电流源Isl2均由电流镜和一偏置电流Ibias产生。所述电流镜为PMOS电流镜，其包括栅极连接在一起的第一电流镜开关管PM1、第二电流镜开关管PM2和第三电流镜开关管PM3。所述第一电流镜开关管PM1的漏极与栅极连接，且漏极接收所述偏置电流Ibias。所述第二电流镜开关管PM2和第三电流镜开关管PM3的漏极分别为第一电流源Isl1和第二电流源Isl2。
在本实施例中，所述第一电流镜开关管PM1、第二电流镜开关管PM2和第三电流镜开关管PM3的电流比例为1:4:1。
因此，第一电流源Isl1和第二电流源Isl2的电流值为：
Isl1=4×Ibias，Isl2=Ibias。
所述第一开关管PM4的栅极通过延迟电路DL与过零检测电路Cp3的输出端连接，因此，所述过零检测电路Cp3输出过零检测信号QZX，所述过零检测信号QZX经过延迟电路DL后变为过零检测延迟信号QZX_DL，所述过零检测延迟信号QZX_DL驱动所述第一开关管PM4。
第二电流源Isl2直接连接所述反馈信号补偿模块100的输出端，因此第二电流源Isl2总是连接第一电容Cslope，而第一电流源Isl1可以通过第一开关管PM4断开。第一开关管PM4的栅极由过零检测延迟信号QZX_DL驱动。当过零检测延迟信号QZX_DL=1时，第一开关管PM4断开并且不允许第一电流源Isl1的电流进入所述第一电容Cslope。
延迟电路DL设置为对信号延迟0.5μs，因此通过将QZX=1大约延迟0.5μs，生成过零检测延迟信号QZX_DL=1。
请注意，过零检测信号QZX的延迟是单向延迟，即QZX信号只有其上升边缘会推迟，而下降边缘几乎没有延迟。为了实现单向延迟，所述过零检测电路Cp3和延迟电路DL通过一个RS触发器连接，该RS触发器的置位端与所述过零检测电路Cp3的输出端连接，复位端与PWM信号HSON连接，输出端与延迟电路DL的输入端连接。在本实施例中，RS触发器由两个或非门组成。
在本实施例中，PWM生成模块P1为第二RS触发器，其置位端Set与第一比较器Cp1的输出端连接，以接收第一比较器Cp1的输出电压Vea，其复位端Reset与导通时间产生模块T1的输出端连接，以接收导通时间产生模块T1输出的导通时间信号Ton。
由于在本实施例中，所述功率转换电路为Buck电路，因此，所述驱动器D1的输出端与Buck电路的上开关管HS和下开关管LS的栅极连接，使得PWM生成模块P1利用所述驱动器D1放大PWM信号以驱动大型的MOSFET。所述第一比较器Cp1的其中一个输入端与Buck电路的反馈端连接以接收反馈信号FB，另一个输入端与参考电压Vref连接。上开关管HS的栅极、下开关管LS的栅极和一个电感共同连接于一个开关节点SW，所述电感的另一端为PWM驱动电路的电压输出端。因此，电感电流iL的一部分作为流动经过Buck电路的等效串联电阻ESR和输出电容Cout的电容电流iC，另一部分作为Buck电路的输出电流iO。
因此，所述过零检测电路Cp3仅在上开关管关断（PWM信号HSON=0）之后才被激活。实际上，由于应用电路是Buck电路，当上开关管HS关断时，根据物理定律，为了让电感L中的电流持续流动，电感电流必须从电源地经过下开关管LS再经过电感。因此，为了更准确的波形说明，该阶段（上开关管HS关闭，下开关管LS打开，电感电流高于0）的SW节点的电压信号低于地面（见图9）。若电感电流较大，则SW节点的电压信号远低于地。当电感电流变小时，间隙也变小。所以过零检测电路Cp3就是一个简单的比较器。它将SW信号与接地进行比较。当SW节点的电压信号变为零时，说明电感电流减少到零并且已经被检测到。相应的电感电流IL、SW节点的电压信号VSW、PWM信号HSON、过零检测信号QZX、过零检测延迟信号QZX_DL、第一电流源Isl1的电流、第二电流源Isl2的电流和斜坡电压Vslope的波形如图9所示，其中，在检测到SW节点的电压信号变为0时过零检测信号QZX置1，通过QZX=1大约延迟0.5μs之后，得到过零检测信号QZX_DL=1，以关闭所述第一开关管，使得第一电流源Isl1与第一电容Cslope断开。
在其他实施例中，可以让第一电流源Isl1像第二电流源Isl2一样一直打开，也就是说，省去第一电流源Isl1，只设置一个与第一电容Cslope保持连接的电流源。相应地，过零检测电路Cp3、第一电流源Isl1和第一开关管PM4可省略。
这样会导致斜坡电压Vslope只有1个斜率。只要斜率仍然有效，1个斜率的解决方案也有效。然而，优选地，斜率需要设置为2个，我们将在下面详细介绍。
首先，请回到上文如图2所示的最初的常规的反馈信号的斜坡波形。本发明试图为我们庞大的MLCC应用模拟常规的（即大ESR、小MLCC的应用电路）反馈信号FB的纹波，结合图5能够解释本发明是如何像常规的应用电路一样地形成斜坡的。如图2所示，在常规的反馈信号FB的纹波中存在一个转折点，该转折点M对应于ESR电压波纹为0的时刻，因此对应于电感电流为0的时刻，该转折点M两侧的反馈信号FB的斜率不同。而由于本发明的新增的斜坡电压Vslope是增加在参考电压上，其实际值是与反馈信号FB相反的，因此新增的斜坡电压Vslope需要类似于反馈信号FB的翻转信号，因此需要在检测到过零检测信号置1（即电感电流为0）时，注入到第一电容的偏置电流将减少80%。
然而，最终的解决方案与图2所示的波形不完全相同。如图2所示，反馈信号FB的纹波在电感电流为零时弯曲。然而，本发明的斜坡电压Vslope的斜率转折点在检测到过零检测信号置1（即电感电流为0）之后延迟了0.5μs。事实上，本发明的初始版本确实采用的是在检测到过零检测信号置1的同时关闭第一开关管PM4。但是，在实际的PWM驱动电路中，在检测到过零检测信号QZX置1之后，会有很多开关噪声。因此，我们决定通过第一开关管PM4以延长第一电流源Isl1的供电，以获得更大的斜率信号来盖过开关噪声。0.5μs实际上是一个实验数字,这个数字经过多次实验得到。事实上，在本实施例中，测试600kHz的COT模式下的buck电路。0.5μs大约是切换周期的三分之一。我们还观察到，在较低的开关频率或较长的开关周期中，我们需要相比于0.5μs较长的延迟。在这方面，在未知系统上，斜坡电压Vslope只有1个大的斜率可能有其优点。本发明只需要确保在上开关管HS关断的期间斜坡电压仍在起作用。
然而，新增加的斜坡电压Vslope也有其缺陷。斜坡电压Vslope增加了DCM和CCM模式之间的电压偏移，需要进一步补偿偏移，以获得良好的负载调节。正因为如此，本发明需要保持这个偏移量越小越好，同时希望斜坡尽可能长，以作为斜坡电压的优点。
如图8所示，偏置电流Ibias由一个偏置电流生成模块生成。所述偏置电流生成模块包括正向输入端与1.2V电源连接的运算放大器OPAM，运算放大器OPAM的输出端与第四开关管NM1的栅极连接，所述第四开关管NM1的源极连接运算放大器OPAM的反向输入端并且通过一个斜坡电阻Rslope接地，所述第四开关管NM1的漏极输出所述偏置电流Ibias。
因此，斜坡电压的偏置电流的计算公式为：
Ibias=1.2V/Rslope。
对第一电容Cslope的偏置电流包括第一电流源Isl1的电流和第二电流源Isl2的电流两部分，由于电流镜，因此Isl1=4×Ibias，Isl2=Ibias。
因此，Isl1+Isl2=5×Ibias。
先计算第一电流源Isl1和第二电流源Isl2始终为开的情况。这两个电流源用于对第一电容Cslope充电。第一电流源Isl1和第二电流源Isl2为第一电容Cslope充电50mV（等于斜坡最大钳位电压）的时间Tvslope_on为：
Tvslope_on×(Isl1+Isl2) = 50mV×Cslope
Tvslope_on = 50mV×Cslope/(Isl1+Isl2) = 50mV×Cslope/(5×Ibias)
= 50mV×Cslope/(5×1.2V/Rslope) = (10mV/1.2V)×Cslope×Rslope
选择这个Tvslope_on（为Isl1和Isl2始终为开的计算值）等于切换周期的3倍。
在Buck电路中，满足以下公式：
T（切换周期）=ON-TIME/Duty_cycle=ON-TIME/（Vout /Vin）
=（Vout /Vin）×（Cton×R_ivin）/（Vout /Vin）
= Cton×R_ivin
其中，ON_TIME是导通时间，Duty_cycle为占空比， Vin为输入电压，Vout为输出电压，Cton为COT模式PWM驱动电路中导通时间产生模块的定时电容，R_ivin为电流镜电阻，即电流镜接地的电阻。T（切换周期）是PWM信号的一个切换周期的时间。
因此，有：
Tvslope_on=(10mV/1.2V)×Cslope×Rslope=3×T（切换周期）=3×Cton×R_ivin
因此，Cslope×Rslope= (3×1.2V/10mV)×Cton×R_ivin
= 3×120×Cton×R_ivin
所以，如果我们选择Cslope=15×Cton，则Rslope=24×R_ivin。我们还可以缩放偏置电流以获得较小的斜坡电阻Rslope。例如，如果我们将第一电流镜开关管PM1的电流放大至10倍，那么斜坡电阻Rslope可以缩小至10分之一，斜坡电阻Rslope现在等于R_ivin的2.4倍（Rslope=2.4×R_ivin）。
上面提到的是针对Isl1和Isl2始终为开的计算值。事实上，当Tvslope_on运行大约1.3个T（切换周期）时，Isl1是断开的。剩下大约1.7倍的开关周期，用等于原始电流五分之一的电流为Cslope充电。那么Tvslope_on实际上将花费更多时间，大约需要1.7×5=8.5个切换周期。
因此，总共将有大约1.3+8.5=10个切换周期。这是本发明的目标。
在其他实施例中，本发明的用于大型MLCC的COT模式PWM驱动电路可用于其他具有大型MLCC的应用电路如Boost电路，相应地，所述驱动器D1的输出端与所述应用电路的开关管连接，使得PWM生成模块P1利用所述驱动器D1放大PWM信号以驱动大型的MOSFET。所述第一比较器Cp1的其中一个输入端与所述应用电路的反馈信号FB连接，另一个输入端与参考电压Vref连接。
以上所述的，仅为本发明的较佳实施例，并非用以限定本发明的范围，本发明的上述实施例还可以做出各种变化。凡是依据本发明申请的权利要求书及说明书内容所作的简单、等效变化与修饰，皆落入本发明专利的权利要求保护范围。本发明未详尽描述的均为常规技术内容。

Claims (9)

1.一种用于大型MLCC的COT模式PWM驱动电路，其应用于一个具有大型MLCC的应用电路，其包括第一比较器、导通时间产生模块以及与第一比较器和导通时间产生模块的输出端均连接的PWM生成模块，所述PWM生成模块输出PWM信号，所述第一比较器的其中一个输入端与应用电路的反馈端连接，其特征在于，所述第一比较器的另一个输入端与一加法器的输出端连接，所述加法器的一个输入端与参考电压连接，另一个输入端与一个反馈信号补偿模块的输出端连接，所述反馈信号补偿模块包括斜坡电压生成电路；所述斜坡电压生成电路设置为使电流注入一第一电容以输出斜坡电压，并且在所述PWM信号中出现COT脉冲时，使得斜坡电压降低到地；
所述反馈信号补偿模块的输出端还与一第一开关管的漏极连接，所述第一开关管的源极与第一电流源连接，过零检测电路的输出端依次经过RS触发器、延迟电路连接第一开关管的栅极；所述过零检测电路用于检测电感电流是否为0，在检测到电感电流为0之后，所述过零检测电路的输出为1。
2.根据权利要求1所述的COT模式PWM驱动电路，其特征在于，所述斜坡电压生成电路包括所述第一电容，该第一电容的一端接地，另一端为所述反馈信号补偿模块的输出端并同时与第二开关管的漏极、第二电流源连接；所述第二开关管的栅极连接所述PWM信号，源极接地。
3.根据权利要求1所述的COT模式PWM驱动电路，其特征在于，所述过零检测电路是一个比较器，其一个输入端连接所述应用电路的开关节点SW，另一个输入端接地。
4.根据权利要求1所述的COT模式PWM驱动电路，其特征在于，所述延迟电路设置为对信号延迟0.5μs。
5.根据权利要求1所述的COT模式PWM驱动电路，其特征在于，所述RS触发器的置位端与所述过零检测电路的输出端连接，复位端与PWM信号连接，输出端与延迟电路的输入端连接。
6.根据权利要求1所述的COT模式PWM驱动电路，其特征在于，第一电流源和第二电流源均由电流镜和一偏置电流产生，所述电流镜包括栅极彼此连接的第一电流镜开关管、第二电流镜开关管和第三电流镜开关管，所述第一电流镜开关管的漏极与栅极连接，且漏极接收所述偏置电流，所述第二电流镜开关管和第三电流镜开关管的漏极分别为所述的第一电流源和第二电流源。
7.根据权利要求6所述的COT模式PWM驱动电路，其特征在于，所述第一电流镜开关管、第二电流镜开关管和第三电流镜开关管的电流比例为1:4:1。
8.根据权利要求1所述的COT模式PWM驱动电路，其特征在于，所述反馈信号补偿模块的输出端与一钳位设置模块连接，所述钳位设置模块包括缓冲放大器，所述缓冲放大器的正向输入端连接所述反馈信号补偿模块的输出端，所述缓冲放大器的反向输入端连接一个斜坡最大钳位电压，所述缓冲放大器的输出端连接一第三开关管的栅极，该第三开关管的源极接地，且漏极连接所述反馈信号补偿模块的输出端。
9.根据权利要求8所述的COT模式PWM驱动电路，其特征在于，所述斜坡最大钳位电压为50mV。
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