CN101093958A - 切换式电压调整器以及其斜率补偿方法 - Google Patents

Abstract

一种切换式电压调整器以及其斜率补偿方法，该切换式电压调整器包括一电感，耦接至一负载；一脉波宽度调变(PWM)单元，包括一输出级，脉波宽度调变单元产生一脉波宽度调变驱动信号，用以控制输出级，使得电感传送一电感电流信号至负载；以及一斜率补偿单元，用以根据电感电流信号，输出具有一补偿斜率的一斜率补偿信号至脉波宽度调变单元，其中补偿斜率与电感电流信号的一下降斜率成比例。本发明可以对电源进行良好的升压、降压与变压。

Description

切换式电压调整器以及其斜率补偿方法

技术领域

本发明有关于直流电压转换，特别有关一种具有斜率补偿的切换式电压调整器与其斜率补偿方法(Switching regulators and slope compensationmethod thereof)。

背景技术

电池寿命为可携式电子系统中非常重要的考量因素，尤其对消费性电子产品(例如行动电话、数字相机、可携式计算机与其它手持式的装置)而言更是一个不争的事实。这些产品的设计人员都必须面对产品尺寸(与电池尺寸)不断地变小的需求，同时提升电池的寿命来匹配或超越竞争者的产品。

为了使电池寿命变长，它必须要许多不同电子组件的效能达到最佳化，在这些电子组件中最重要的就是电压调整器。在可携式电子系统中，电压调整器用来执行一些电源处理工作，例如升压、降压与变压。

图1为一种电压控制型切换式电压调整器，用以将直流高电压转换成一直流低电压。电压控制型的优点在于易于分析，并具有可以提供很好的抗噪声能力(noise immunity)的一个大三角波形(ramp wave)。然而，对瞬时响应而言，由于在线路或负载中的任何改变，都必须先被反馈电阻分压器检测到之后，接着才会由错误放大器与脉波宽度调变(PWM：Pulse-Width Modulation)产生器来反应，因此反应速度将会变慢。再者，由于输出LC网络会具有复杂的极点对(complex-pole pair)并且回路增益会随着输入电压产生变动，因此回路补偿的设计更是十分复杂。

发明内容

本发明提供一种切换式电压调整器，包括一电感，耦接至一负载；一脉波宽度调变(PWM)单元，包括一输出级，脉波宽度调变单元产生一脉波宽度调变驱动信号，用以控制输出级，使得电感传送一电感电流信号至负载；以及一斜率补偿单元，用以根据电感电流信号，输出具有一补偿斜率的一斜率补偿信号至脉波宽度调变单元，其中补偿斜率与电感电流信号的一下降斜率成比例。

本发明还提供一种切换式电压调整器的斜率补偿方法，包括检测由一脉波宽度调变单元流往一负载的一电感电流信号的一上升斜率；检测脉波宽度调变单元所产生的一脉波宽度调变驱动信号的一工作周期；根据脉波宽度调变驱动信号的工作周期与电感电流信号的上升斜率，产生具有一补偿斜率的一斜率补偿信号，其中补偿斜率与电感电流信号的一下降斜率成比例；以及根据斜率补偿信号，控制脉波宽度调变单元。

本发明另提供一种切换式电压调整器，包括一电感，耦接至一负载；一斜率补偿单元，耦接至电感，用以根据一脉波宽度调变驱动信号的一工作周期与流经电感的一电感电流信号的一上升斜率，取得电感电流信号的一下降斜率，并产生具有一补偿斜率的一斜率补偿信号，其中补偿斜率与电感电流信号的下降斜率成比例；一电流检测单元，用以检测电感电流信号，产生与电感电流信号成比例的一电流检测信号至上述斜率补偿单元；一脉波宽度调变单元，包括一比较器，耦接电流检测信号、斜率补偿信号与一反馈信号，以及至少一输出晶体管，用以输出脉波宽度调变驱动信号至电感；以及一反馈单元，耦接于比较器与电感之间，用以根据切换式电压调整器的一输出电压，产生反馈信号。

本发明可以对电源进行良好的升压、降压与变压。

附图说明

图1为一种电压控制型切换式电压调整器。

图2显示一电流控制型切换式电压调整器的一实施例。

图3为一电流控制型切换式电压调整器于稳态时的一控制回路波形。

图4为一电流控制型切换式电压调整器于稳态时的另一控制回路波形。

图5为错误放大器中的输出信号中所取出的斜率补偿信号的波形。

图6中显示电感电流信号IAVG1～IAVG3的平均值之间的关系。

图7显示一个具有补偿斜率的一斜率补偿波形。

图8显示一个具有补偿斜率的另一斜率补偿波形。

图9中为不同工作周期D值与

的列表。

图10为电流控制型切换式电压调整器的另一实施例。

图11显示电流检测单元与斜率补偿单元的一实施例。

图12表示斜率补偿单元的一实施例。

图13为工作周期检测单元的一实施例。

图14为电流镜303的一实施例。

图15为斜率补偿单元的另一实施例。

图16显示电流检测信号、初始电流信号与电流信号间的关系。

图17为本发明斜率补偿方法的一流程图。

主要组件符号说明：

10：脉波宽度调变(PWM)单元；

12：PWM比较器；            14：SR栓锁；

16：PWM驱动器；            20：电流检测单元；

30：斜率补偿单元；         31A、31B：斜率取出单元；

32A：合成单元；            40：反馈单元；

41：错误放大器；           42：相位补偿单元；

100：切换式电压调整器；    301：微分电路；

302：工作周期检测单元；    303、304：电流镜；

305：积分单元              306：电压-电流转换器；

IL：电感电流信号；      L0：电感；

I0：电流变量；          SC、SSC：斜率补偿信号；

m：补偿斜率；           m1：上升斜率；

m2：下降斜率；          D、D1～D3：工作周期；

IAVG1～IAVG3：电感电流信号的平均值；

Vin：输入电压；         Vout：输出电压；

C0～C3：电容；          ID：电流检测信号；

P0～P10、N0～N4、PA0～PAN：晶体管；

Ve”：反馈信号；        Ve：输出信号；

CS、S1～SN：控制信号；  Vref：参考电压；

VD：对应电压；          I1～I4：电流信号；

V2～V4：电压；          CMP1～CMPN：比较器；

IDI：初始电流信号；     OP1～OP5：运算放大器；

SR1、SR2：重置开关组件；RD：负载；

SPWMD：PWM驱动信号；

R1～R7、RS1～RSN+1：电阻；

V1、V12、VRS1～VRSN：分压；

SW1～SWN、SWA与SWB：开关组件。

具体实施方式

为了让本发明的上述和其它目的、特征、和优点能更明显易懂，下文特举一较佳实施例，并配合附图，作详细说明如下：

图2显示一电流控制型切换式电压调整器的一实施例。如图所示，除了反馈电压之外，连续的电感电流信号IL也会反馈给控制回路，而且电感电流信号IL于稳态时为三角波信号。在比较电感电流信号IL与错误放大器(EA)的输出信号之后，一PWM驱动信号会被产生，以便控制PWM输出级的开启与关闭。再者，为了增加稳定度，斜率补偿信号会与电感电流信号IL中，或由错误放大器的输出信号中减去。

因为与输入输出数据相关的电感电流信号会被反馈，因此回路响应的速度会比输入电压的瞬时变化来得快。再者，由于错误放大器的输出信号为电感电流信号的指针，故在电流控制型电压调整器中，电流分路可视为电压控制型电流源，所以电感极点将会被消除。因此，回路的偿会较电压控制型切换式电压调整器来的容易。此外，由于比较级的输入信号为电流信号，因此电流控制型切换式电压调整器会隐含有一个脉冲接着一脉冲(pulse bypulse)的电流限制。

图3为一电流控制型切换式电压调整器于稳态时的一控制回路波形(control loop wave)。如图所示，于直线上的准位Ve为错误放大器(erroramplifier；EA)的输出信号，而实线三角波为反馈的电感电流信号IL。当PWM输出级开启(导通)时，跨在电感L0上的电压是正的，而且电感电流信号IL会增加。当电感电流信号IL等于错误放大器(EA)的输出信号时，比较器会改变其输出端上的极性，使得PWM输出级关闭，跨在电感L0上的电压会变成负的，所以电感电流信号IL会减少，直到PWM输出级的下一个开启信号(ON signal)再度出现。

假如电感电流信号IL上有小小的扰动(perturbation)产生(例如图3中所示的电流变量I0)，虚线三角波将会变成电感电流信号IL的行进的波形(proceeding waveform)。如图3中所示，PWM工作周期(D)会小于0.5，因此扰动将会渐渐地消去，并再度恢复到稳态。然而，若稳态时的工作周期(D)大于0.5(如图4中所示)时，于第一个周期中产生的扰动，将会一周期接着一周期(cycle-by-cycle)地被放大，因此回路(loop)将会发散(diverge)。为了克服这点，可将电感电流信号IL与一斜率补偿波相加。

图5为错误放大器中的输出信号中所取出的斜率补偿信号SC的波形。如图所示，m1与m2分别为电感电流信号IL的上升斜率与下降斜率。明显地，即使在工作周期(D)大于0.5的稳态中，扰动仍然会在几个周期后消失。因此，目前要做的就是测量出要加入系统中的斜率补偿的程度。首先，根据错误放大器的输出信号与图6中所示的电感电流信号IAVG1～IAVG3的平均值之间的关系，错误放大器的输出只能定义出电感电流信号的峰值而非平均值。当错误放大器的输出信号相同时，电感电流信号的平均值也可由工作周期(例如稳态时的输出电压与输入电压间的关系)来定义。因此，一旦发生输入电压转态(line transience)，错误放大器的输出电压就会产生响应以便达到另一个新的稳态。

图7显示一个具有补偿斜率m的斜率补偿波形，其中m为电感电流信号的下降斜率m2的1/2。于是在完整的工作周期内(0～1)，扰动就会被消除，并且错误放大器的输出信号会表示电感电流信号的平均值与工作周期无关。由于错误放大器的输出信号不需要改变，所以控制回路会呈现出想要的线性瞬时响应(line transient response)。图8显示一个具有补偿斜率m的斜率补偿波形，其中m相等于电感电流信号的下降斜率m2。如图所示，若扰动发生于电感电流信号的上升缘时，它将只在一个工作周期内就会被消除，并同时具有很好的抗噪声能力。

然而，之前所述的斜率补偿技术都是使用电感电流信号IL的下降斜率m2的信息，然而它却是很难由实体电路去检测到的，尤其是在高度整合的切换式电压调整器中。不过电感电流信号IL的上升斜率m1与下降斜率m2之间存在一相对关系。因此，某些实施例可由检测电感电流信号的上升斜率，间接地推导出其下降斜率，并由此产生一斜率补偿信号。

假设图1或图2中所示的降压调整器(buck converter)会具有一稳态PWM工作周期(D)，于是输入电压Vin与输出电压Vout间的关系即可表示成 $\frac{\mathrm{Vout}}{\mathrm{Vin}}=D.$ 再者，假设电感电流信号IL的上升斜率与下降斜率分别为m1与m2，则其比率关系即可表示成 $\frac{m2}{m1}=\frac{D}{1-D}.$ 换言之，如果取得了电感电流信号IL的工作周期D与上升斜率m1，就可以分离出于斜率补偿技术中真正需要的信息(下降斜率)m2。图9中的表一列出了不同工作周期D值下的 的值。

图10为电流控制型切换式电压调整器的另一实施例。切换式电压调整器100由电感电流信号IL的上升斜率m1与工作周期D，得出其下降斜率m2，并用以进行斜率补偿。如图所示，切换式电压调整器100包括一脉波宽度调变(PWM)单元10、一电流检测单元20、一斜率补偿单元30、一反馈单元40、一电感L0以及一电容C0。

PWM单元10耦接于电感L0与反馈单元40之间，并包括一PWM比较器12、一SR栓锁14、一PWM驱动器16以及一输出级(包括PMOS晶体管P0与一NMOS晶体管N0)。PWM单元10用以产生一PWM驱动信号SPWMD来控制其输出级，使得电感L0会传送一电感电流信号IL至电容C0与负载RD。PWM比较器12用以根据一电流检测信号ID、一斜率补偿信号SSC以及来自反馈单元40的一反馈信号Ve”，产生一控制信号CS。SR栓锁14包括一设定端(S)用以耦接一时钟脉冲信号、一重置端(R)用以接收来自PWM比较器12的控制信号CS，以及一输出端(O)用以输出一PWM驱动信号SPWMD至PWM驱动器16。SR栓锁14根据控制信号CS以及时钟脉冲信号，以及产生PWM驱动信号SPWMD至PWM驱动器16，以便开启或关闭输出级(P0与N0)。举例而言，反馈信号Ve”可为一电压信号，而电流检测信号ID与斜率补偿信号SSC为电流信号。再者，电流检测信号ID与斜率补偿信号SSC可由一电阻(未图标)相组合(相加)并转换成一电压信号，以便与反馈信号Ve”进行比较。或者是说，可于错误放大器41与相位补偿单元42间耦接一电压-电流转换器，用以将输出信号Ve转换成一电流信号，以便和电流检测信号ID与斜率补偿信号SSC的组合值进行比较。

于某些实施例中，PWM驱动信号SPWMD的工作周期由控制信号CS所决定。举例而言，当SR栓锁14的设定端(R)上所接收到的时钟脉冲信号变成高电位时，SR栓锁14的PWM驱动信号SPWMD也会跟着变成高电位，使得PMOS晶体管P0与NMOS晶体管N0会分别被导通与截止，并且电感电流信号IL会因此增加。若电流检测信号ID与斜率补偿信号SSC的组合值所产生的电压信号高于反馈信号Ve”，比较器12会产生一低逻辑输出，用以重置SR栓锁14。因此，SR栓锁14的PWM驱动信号SPWMD也会变成低电位，使得电感电流信号IL会减小直到SR栓锁14的PWM驱动信号SPWMD再度变成高电位。

电流检测单元20用以检测电感电流信号IL，并输出与电感电流信号IL成比例(正比)的一电流检测电流ID至PWM单元10以及斜率补偿单元30。举例而言，电流检测单元20可为一电流复制电路。

斜率补偿单元30用以根据电感电流信号IL，输出具有一补偿斜率的斜率补偿信号SSC至PWM单元10，其中补偿斜率与电流感流信号IL的下降斜率成比例(正比)。举例而言，斜率补偿单元30可产生一斜率补偿信号SSC其补偿斜率为电感电流信号IL的下降斜率的二分之一、或等于电感电流信号IL的下降斜率，但不限定于此。

反馈单元40用以根据切换式电压调整器100的一输出电压Vout，产生一反馈信号Ve”，使得PWM单元10根据斜率补偿信号SSC、电流检测信号ID与反馈信号Ve”，产生PWM驱动信号SPWMD。反馈单元40包括电阻R1～R2、一错误放大器(error amplifier)41以及一可选择性设置的相位补偿单元42。电阻R1～R2用以根据切换式电压调整器100的输出电压Vout产生一分压V12，输出至错误放大器41。错误放大器41会根据分压V12与一参考电压Vref间的电压差，产生输出信号Ve。可选择性设置的相位补偿单元42耦接于错误放大器41与PWM比较器12之间，用以对输出信号Ve进行相位补偿，并产生一反馈信号Ve”至PWM比较器12。

由于斜率补偿单元30可根据PWM驱动信号SPWMD的工作周期D与电感电流信号IL的上升斜率，产生一斜率补偿信号SSC具有一补偿斜率与电感电流信号IL的下降斜率成比例(正比)，所以扰动将会在几个周期内被消除，并且可以得到图7与图8中所示的抗噪声能力。

图11显示电流检测单元与斜率补偿单元的一实施例。如图所示，电流检测单元20会检测电感电流信号IL，并输出与电感电流信号IL成比例的一电流检测信号ID。电流检测单元20包括PMOS晶体管P1～P4以及运算放大器OP1与OP2，其中PMOS晶体管P0～P4的栅极共同地耦接至PWM驱动器16。举例而言，PMOS晶体管P1～P2以及运算放大器OP1可形成一电流复制电路，而PMOS晶体管P3～P4与运算放大器OP2形成另一电流复制电路。

由于PMOS晶体管P1～P4的尺寸为PMOS晶体管P0的M倍，所以复制出的电流M倍于电感电流信号IL，并用以作为电流检测信号ID。于此实施例中，M＜＜1。再者，因为电流检测信号ID是由电感电流信号IL所复制出来的，所以电流检测信号ID会具有一上升斜率和电感电流信号IL的上升斜率成比例。于此实施例中，通过PMOS晶体管P3的电流检测信号ID会被输出至斜率补偿单元30，而通过PMOS晶体管P1的电流检测信号ID会被输出到PWM比较器12。

图12表示斜率补偿单元的一实施例。如图所示，斜率补偿单元30A包括一斜率取出单元31A用以根据来自电流检测单元20的电流检测信号ID，取出电感电流信号IL的上升斜率，以及一合成单元32A用以检测PWM驱动信号SPWMD的工作周期D，并根据电感电流信号IL的上升斜率与PWM驱动信号SPWMD的工作周期D，得出电感电流信号IL的下降斜率，且由此产出斜率补偿信号SSC。

斜率取出单元31A包括一电阻R3用以将电流检测信号ID转换成一对应电压VD，以及一微分电路用以微分对应电压VD。由于来自电流检测单元20的电流检测信号ID与电感电流信号IL具有相同的上升斜率，所以根据电流检测信号ID所产生的对应电压VD也具有一样的上升斜率。因此，对应电压VD可表示成VD＝ID×R3＝M×IL×R3，其中M为晶体管P0与P1的尺寸比。

微分电路301包括一运算放大器OP3、NMOS晶体管N1、电容C1以及一重置开关组件SR1，用以微分对应电压VD，用以产生一对应电流信号I1。对应电流信号I1可表示成 $I1=C1\frac{\mathrm{dV}1}{\mathrm{dt}}=C1\frac{M\×R3\×\mathrm{dID}}{\mathrm{dt}}=C1\×M\×R3\×m1,$ 其中m1代表电感电流信号IL的上升斜率。换言之，对应电流信号I1会具有电感电流信号IL的上升斜率。

合成单元32A包括一工作周期检测单元302、电流镜303与304、一积分单元305以及一电压-电流转换器306。工作周期检测单元302用以根据切换式电压调整器100的输入电压Vin与输出电压Vout间的关系，检测出PWM驱动信号SPWMD的工作周期(D)，并由此输出一组对应的控制信号S1～SN。换言之，来自工作周期检测单元302的控制信号S1～SN包含了PWM驱动信号SPWMD的工作周期的信息。

电流镜303用以根据控制信号S1～SN，放大具有电感电流信号IL的上升斜率的电流信号I1，并产生K倍于电流信号I1的一电流信号I2。

积分单元305包括一电容C2以及一重置开关组件SR2，用以积分电流信号I2，以便产生一对应电压V2。换言之，电压V2可表示成 $V2=\frac{1}{C2}\∫K\×I1\×\mathrm{dt}=K\×\frac{C1}{C2}\×M\×R3\×m1\×t.$ 电压-电流转换器306包括一运算放大器OP4、一NMOS晶体管N2以及一电阻R4，用以将电压V2转换成一电流信号I3。电流信号I3可表示成 $I3=\frac{V3}{R4}=\frac{V2}{R4}=K\×\frac{C1}{C2}\×\frac{R3}{R4}\×M\×m1\×t.$ 于此实施例中，电容C1会与电容C2相等，并且电阻R2会与电阻R3相等，因此K可表示成

故电流信号I3可重写成 $I3=M\×\frac{1}{2}\×\frac{D}{1-D}\×m1\×t=M\×\frac{1}{2}\×M2\×t.$ 于某些实施例中，K也可为

换言之，K为PWM驱动信号SPWMD的工作周期(D)的函数。

电流镜304包括PMOS晶体管P7与P8，用以复制电流信号I3，以便产生一对应的电流信号I4，作为斜率补偿信号SSC。由于电流信号I3具有与电感电流信号IL的下降斜率m2成比例的补偿斜率，因此斜率补偿信号SSC也会具有相同的补偿斜率。

图13为工作周期检测单元的一实施例。如图所示，工作周期检测单元302包括由N+1个电阻RS1～RSN+1所组成的一电阻串，以及N个比较器CMP1～CMPN。举例而言，当输出电压Vout高于分压VRS1时，比较器CMP1会输出控制信号S1，当输出电压Vout高于分压VRS2时，比较器CMP1与CMP2会输出控制信号S1与S2，当输出电压Vout高于分压VRS3时，比较器CMP1～CMP3会输出控制信号S1～S3，依此类推。换言之，工作周期检测单元302会根据切换式电压调整器100的输入电压Vin与输出电压Vout间的比例，产生对应的控制信号S1～SN至电流镜303。因此，控制信号S1～SN会含有稳态中PWM驱动信号SPWMD的工作周期(D)的信息。

图14为电流镜303的一实施例。电流镜303包括N+1个PMOS晶体管PA0～PAN，以及N个开关组件SW1～SWN。于此实施例中，电流镜303的放大比例K为工作周期(D)的函数。举例而言，当工作周期为0.5时，

为1，因此开关组件SW1会根据控制信号S1而导通，使得电流信号I2等于电流信号I1。当工作周期为0.6时，

为1.5，因此开关组件SW1～SW2会根据控制信号S1与S2而导通，使得电流信号I2会1.5倍于电流信号I1。

当工作周期为0.7时， 为2.3，因此开关组件SW1～SW3会根据控制信号S1～S3而导通，使得电流信号I2会2.3倍于电流信号I1。当工作周期为0.8时，

为4，因此开关组件SW1～SW4会根据控制信号S1～S4而导通，使得电流信号I2会4倍于电流信号I1。当工作周期为0.9时，

为9，因此开关组件SW1～SW5会根据控制信号S1～S5而导通，使得电流信号I2会9倍于电流信号I1。换言之，电流镜303根据来自工作周期检测单元302的控制信号S1～SN将电流信号I1放大

倍，作为电流信号I2。

图15为斜率补偿单元的另一实施例。如图所示，斜率补偿单元30B包括一斜率取出单元31B，用以根据来自电流检测单元20的电流检测信号ID，得出电感电流信号IL的上升斜率m1，以及一合成单元32B，用以根据具有电感电流信号IL的上升斜率m1的电流检测信号ID，产生一斜率补偿信号SSC。

于此实施例中，斜率取出单元31B可为一减法电路用以于一初始周期时对电流检测信号ID进行取样，作为一初始电流信号IDI，并且于初始周期后由从电流检测信号ID中减去初始电流信号IDI，以便产生具有一电感电流信号IL的上升斜率m1的一电流信号IX。斜率取出单元31B(减法电路)包括PMOS晶体管P9～P10、NMOS晶体管N3与N4、电阻R5～R7、一运算放大器OP5、一电容C3以及开关组件SWA与SWB，其中PMOS晶体管P9与P10系构成一电流镜，并且电阻R5～R7为相同的电阻。

图16显示电流检测信号ID、初始电流信号IDI与电流信号IX间的关系。如图15与图16中所示，于初始周期PI中，开关组件SWA与SWB会导通，NMOS晶体管N3与N4的源极端耦接在一起，并且运算放大器OP5的输出端耦接至NMOS晶体管N3与N4的栅极。因此，NMOS晶体管N3会有一电流检测信号ID会流经，且NMOS晶体管N4也会有另一电流检测信号ID流经，故电流信号IX为零。再者，电容C3用以储存运算放大器OP5所输出的电压，以便取样到流经NMOS晶体管N4的电流检测信号ID。

于时间t1时，开关组件SWA与SWB都截止，NMOS晶体管N3仍然由运算放大器OP5所控制，但NMOS晶体管N4改由储存在电容C3中的电压V4所控制。所以在初始周期PI之后，流经NMOS晶体管N3的电流检测信号ID仍然会随着电感电流信号IL增加，但是在时间t1被取样到的电流检测信号ID(流经NMOS晶体管N4)会被电容C3所维持住，作为一初始电流信号IDI。由于流经NMOS晶体管N3的电流检测信号ID会随着电感电流信号IL而增加，而流经NMOS晶体管N4的初始电流信号IDI被维持在一固定值，因此电流信号IX可视为IX＝ID-IDI。

举例而言，电流检测信号ID可假设成ID＝Io+m1×t，其中Io为一固定值，而m1代表电感电流信号IL的上升斜率。当斜率取出单元31B取样电流检测信号ID的一初始值，然后由目前的电流检测信号ID中取出初始值后，固定电流Io会被移除，而剩下具有上升斜率m1的部分。换言之，电流信号IX可表示成m1×t。

于此实施例中，合成单元32B只包括工作周期检测单元302以及电流镜303。工作周期检测单元302用以根据切换式电压调整器100的输入电压Vin与输出电压Vout间的关系，检测出PWM驱动信号SPWMD的工作周期，并由此输出一组对应的控制信号S1～SN。工作周期检测单元302以及电流镜303的动作与结构与图12中所示者相似，于此不再累述。电流镜303用以根据控制信号S1～SN，放大具有电感电流信号IL的上升斜率m1的电流信号IX，并产生K倍于电流信号IX的一电流信号，作为斜率补偿信号SSC，其中K系可为

换言之，斜率补偿信号SSC可表示成：

$\mathrm{SSC}=\mathrm{KIX}=\frac{D}{1-D}\×m1\×t=m2\×t$

所以，斜率补偿信号SSC所具有的补偿斜率会等同于电感电流信号的下降斜率m2，或为下降斜率m2的二分之一。因为斜率补偿单元30可以产生具有一补偿斜率(等同于电感电流信号的下降斜率m2，或为下降斜率m2的二分之一)的斜率补偿信号SSC来进行斜率补偿，所以扰动将会在几个周期内消除，并同时具有图7、图8所示的抗噪声能力。

本发明也提供一种切换式电压调整器的斜率补偿方法。图17为本发明斜率补偿方法的一流程图。

于步骤S710中，检测电感电流信号IL，以便产生与电感电流信号IL成比例的一电流检测信号ID。举例而言，可由此复制电感电流信号IL，并产生M倍于电感电流信号IL的一复制电流，作为电流检测信号ID。于某些实施例中，M＜＜1。

于步骤S703中，检测电感电流信号IL的上升斜率。举例而言，如图12中所示，可由此将电流检测信号ID转换成电压V1，然后微分电压V1，以便产生具有电感电流信号IL的上升斜率m1的电流信号I1。电流信号I1可表示成 $I1=C1\frac{\mathrm{dV}1}{\mathrm{dt}}=C1\frac{M\×R3\×\mathrm{dID}}{\mathrm{dt}}=C1\×M\×R3\×m1,$ 其中m1代表电感电流信号IL的上升斜率。换言之，电流信号I1具有电感电流信号IL的上升斜率m1。

或者是说，可由于一初始周期中对电流检测信号ID进行取样，作为一初始电流信号IDI，再于初始周期之后从电流检测信号ID中减去初始电流信号IDI，以便产生具有电感电流信号IL的上升斜率m1的一电流信号IX。举例而言，如图16所示，电流检测信号ID可为ID＝Io+m1×t，其中Io为一固定电流，而m1为电感电流信号I1的上升斜率m1。当图15中的斜率取出单元31B对电流检测信号ID进行取样出初始值，并从电流检测信号ID的目前电流值中取出初始值IDI，固定电流Io将被移除而可得到具有上升斜率m1的剩余部分。换言之，电流信号IX可表示成m1×t。

于步骤S705中，检测PWM单元所产生的PWM驱动信号SPWMD的工作周期(D)。举例而言，可根据切换式电压调整器100的输入电压Vin与输出电压Vout间的比例关系测得PWM驱动信号SPWMD的工作周期。如图13中所示，工作周期检测单元302可根据切换式电压调整器100的输入电压Vin与输出电压Vout，检测PWM驱动信号SPWMD的工作周期，并由此产生一组对应的控制信号S1～SN。举例而言，当输出电压Vout高于分压VRS1时，比较器CMP1会输出控制信号S1，当输出电压Vout高于分压VRS2时，比较器CMP1与CMP2会输出控制信号S1与S2，当输出电压Vout高于分压VRS3时，比较器CMP1～CMP3会输出控制信号S1～S3，依此类推。换言之，工作周期检测单元302会根据切换式电压调整器100于稳态时的输入电压Vin与输出电压Vout间的比例(工作周期)，产生对应的控制信号S1～SN至电流镜303。

于步骤S707中，根据电感电流信号IL以及PWM驱动信号SPWMD的工作周期，产生一斜率补偿信号SSC，其具有与电感电流信号IL的下降斜率m2成比例的补偿斜率。

如图12中所示，电流镜303会根据控制信号S1～SN，放大具有电感电流信号IL的上升斜率m1的电流信号S1，并且输出K倍于电流信号I1的电流信号I2。积分单元305对电流信号I2进行积分，以产生一对应电压V3。换言之，电压V2可表示成 $V2=\frac{1}{C2}\∫K\×I1\×\mathrm{dt}=K\×\frac{C1}{C2}\×M\×R3\×m1\×t.$ 电压-电流转换器306用以将对应电压V2转换成一对应的电流信号I3，而电流信号I3可表示成 $I3=\frac{V3}{R4}=\frac{V2}{R4}=K\×\frac{C1}{C2}\×\frac{R3}{R4}\×M\×m1\×t.$ 于此实施例中，电容C1与C2系为相同的电容，而电阻R3与R4也是相同的电阻，且K为表示成

因此，电流信号I3重写成 $I3=M\×\frac{1}{2}\×\frac{D}{1-D}\×m1\×t=M\×\frac{1}{2}\×m2\×t.$ 于某些实施例中，K也可表示成

换言之，K为PWM驱动信号SPWMD的工作周期的函数。电流镜304会复制电流信号I3产生一对应电流作为斜率补偿信号SSC。由于电流信号I3具有与电感电流信号IL的下降斜率m2成比例的补偿斜率，所以斜率补偿信号SSC也会具有相同的补偿斜率。

或者是说，如图15所示，电流镜303会根据控制信号S1～SN，对具有电感电流信号IL的上升斜率m1的电流信号IX进行放大，并产生K倍于电流信号IX的电流信号，作为斜率补偿信号SSC，其中K可为 换言之，斜率补偿信号SSC可以表示成 $\mathrm{SSC}=\mathrm{KIX}=\frac{D}{1-D}\×m1\×t=m2\×t.$ 所以斜率补偿信号SSC会具有与电感电流信号IL的下降斜率m2相同的补偿斜率。于某些实施例中，K可设计成

所以斜率补偿信号SSC会具有二分之一于电感电流信号IL的下降斜率m2的补偿斜率。

于步骤S709中，由切换式电压调整器100的输出电压Vout产生一反馈信号Ve”。如图10所示，于反馈单元20中的电阻R1与R2会根据切换式电压调整器100的输出电压Vout，产生一分压V12输出至错误放大器41。错误放大器41会根据分压V12与一参考电压Vref间的电压差，产生输出信号Ve。可选择性设置的相位补偿单元42会对输出信号Ve进行相位补偿，然后产生反馈信号Ve”输出至PWM比较器12。

于步骤S711中，根据斜率补偿信号SSC、电流检测信号ID与反馈信号Ve”，对PWM单元10进行控制。举例而言，如图10中所示，反馈信号Ve”可为一电压信号，而电流检测信号ID与斜率补偿信号SSC可为电流信号。再者，电流检测信号ID与斜率补偿信号SSC会被组合，并由一电阻(未图标)转换成一电压信号，用以与反馈信号Ve”进行比较。于另一实施例中，也可由设置一电压-电流转换器错于误放大器41与相位补偿单元42之间，将输出信号Ve转换成一电流信号，用以与电流检测信号ID与斜率补偿信号SSC的组合值进行比较。

PWM单元10中的PWM比较器12会接收斜率补偿信号SSC、电流检测信号ID与反馈信号Ve”，产生PWM驱动信号SPWMD。于某些实施例中，PWM驱动信号SWPMD的工作周期由控制信号CS所决定。举例而言，当SR栓锁14的设定端(S)所接收到的时钟脉冲信号变成高电位时，SR栓锁14的PWM驱动信号SPWMD会变成高电位，使得PMOS晶体管P0与NMOS晶体管N0分别为导通与截止，并且电感电流信号IL会因此增加。假如电流检测信号ID与斜率补偿信号SSC的组合所产生的电压信号高于反馈信号Ve，PWM比较器12会产生一低逻辑输出，用以重置SR栓锁14。因此，SR栓锁13的PWM驱动信号SPWMD会变成低电位，使得PMOS晶体管P0与NMOS晶体管N0分别为截止与导通，并且电感电流信号IL会因此变小，直到SR栓锁14的PWM驱动信号SPWMD再度变成高电位。

由于本实施例中根据PWM驱动信号SPWMD的工作周期与电感电流信号IL的上升斜率m1，产生一斜率补偿信号SSC具有与电感电流信号IL的下降斜率m2成比例的补偿斜率，用以进行斜率补偿，所以扰动将会在几个周期内消除，并同时具有图7、图8所示的抗噪声能力。

虽然本发明已以较佳实施例揭露如上，然其并非用以限定本发明，任何熟知技艺者，在不脱离本发明的精神和范围内，当可作些许更动与润饰，因此本发明的保护范围当以权利要求所界定者为准。

Claims (21)

1.一种切换式电压调整器，该切换式电压调整器包括：

一电感，其耦接至一负载；

一脉波宽度调变单元，其包括一输出级，所述脉波宽度调变单元产生一脉波宽度调变驱动信号，用以控制所述输出级，使得所述电感传送一电感电流信号至所述负载；以及

一斜率补偿单元，其用以根据所述电感电流信号，输出具有一补偿斜率的一斜率补偿信号至所述脉波宽度调变单元，其中所述补偿斜率与所述电感电流信号的一下降斜率成比例。

2.如权利要求1所述的切换式电压调整器，其中所述斜率补偿元检测所述电感电流信号的一上升斜率，并由所述脉波宽度调变驱动信号的一工作周期与所述测得的上升斜率，得出所述电感电流信号的下降斜率。

3.如权利要求2所述的切换式电压调整器，其中所述切换式电压调整器还包括一电流检测单元，用以检测所述电感电流信号，并输出一电流检测信号至所述脉波宽度调变控制单元与所述斜率补偿单元，其中所述电流检测信号与所述电感电流信号成比例。

4.如权利要求3所述的切换式电压调整器，其中所述切换式电压调整器还包括一反馈单元，其用以根据所述切换电压调整器的一输出电压，产生一反馈信号，使得所述脉波宽度调变控制单元根据所述斜率补偿信号、所述电流检测信号与所述反馈信号，产生所述脉波宽度调变驱动信号。

5.如权利要求3所述的切换式电压调整器，其中所述斜率补偿单元包括：

一斜率取出单元，其用以根据所述电流检测信号，取出所述电感电流信号的所述上升斜率；以及

一合成单元，其用以检测所述脉波宽度调变驱动信号的所述工作周期，再根据所述电感电流信号的所述上升斜率与所述脉波宽度调变驱动信号的所述工作周期，得出所述电感电流信号的下降斜率，并由此产生所述补偿斜率信号。

6.如权利要求5所述的切换式电压调整器，其中所述斜率取出单元，包括一减法电路，其用以于一初始周期时，取样所述电流检测信号，作为一初始电流信号，并且由在所述初始周期后从所述电流检测信号中减去所述初始电流信号，产生具有所述电感电流信号的上升斜率的一第一电流信号。

7.如权利要求6所述的切换式电压调整器，其中所述合成单元，包括：

一工作周期检测单元，其用以根据所述交换式电压调整器的一输入电压与一输出电压，检测出所述脉波宽度调变驱动信号的所述工作周期，并由此产生一组对应的控制信号；以及

一电流镜，其用以根据所述对应的控制信号以及所述第一电流信号，产生具有所述补偿斜率的所述斜率补偿信号。

8.如权利要求5所述的切换式电压调整器，其中所述斜率取出电路，包括：

一电阻，其用以将所述电流检测信号转换为一对应电压；

一微分电路，其用以对所述对应电压进行微分，以产生具有所述电流检测信号的所述上升斜率的一第一电流信号。

9.如权利要求8所述的切换式电压调整器，其中所述合成单元，包括：

一工作周期检测单元，其用以根据所述交换式电压调整器的一输入电压与一输出电压，检测出所述脉波宽度调变驱动信号的所述工作周期，并由此产生一组对应的控制信号；以及

一第一电流镜，其用以根据所述对应的控制信号以及所述第一电流信号，产生具有所述补偿斜率的一第二电流信号；

一积分单元，其用以对所述第二电流信号进行积分，产生一第一电压；

一电压-电流转换单元，其用以将所述第一电压转换成一第三电流信号；以及

一第二电流镜，其用以复制所述第三电流信号，作为所述斜率补偿信号。

10.一种切换式电压调整器的斜率补偿方法，该方法包括：

检测由一脉波宽度调变单元流往一负载的一电感电流信号的一上升斜率；

检测所述脉波宽度调变单元所产生的一脉波宽度调变驱动信号的一工作周期；

根据所述脉波宽度调变驱动信号的所述工作周期与所述电感电流信号的所述上升斜率，产生具有一补偿斜率的一斜率补偿信号，其中所述补偿斜率与所述电感电流信号的一下降斜率成比例；以及

根据所述斜率补偿信号，控制所述脉波宽度调变单元。

11.如权利要求10所述的切换式电压调整器的斜率补偿方法，其中所述脉波宽度调变信号的所述工作周期根据所述切换式电压调整器的一输入电压与一输出电压之间的比例关系所产生。

12.如权利要求10所述的切换式电压调整器的斜率补偿方法，该方法还包括：

检测所述电感电流信号，以产生与所述电感电流信号成比例的一电流检测信号；以及

由所述切换式电压调整器的一输出电压，产生一反馈信号，使得所述脉波宽度调变单元由所述电流检测信号、所述斜率补偿单元与所述反馈信号所控制。

13.如权利要求10所述的切换式电压调整器的斜率补偿方法，其中检测所述电感电流信号的所述升斜率的步骤包括：

于一初始周期中，对所述电流检测信号进行取样，以作一初始电流信号；以及

于所述初始周期之后，由所述电流检测信号中减去所述初始电流信号，以产生具有所述电感电流信号的所述上升斜率的一第一电流信号。

14.如权利要求13所述的切换式电压调整器的斜率补偿方法，其中产生所述斜率补偿信号的步骤包括：

根据所述脉波调变驱动信号的所述工作周期，放大所述第一电流信号，用以产生所述斜率补偿信号。

15.如权利要求10所述的切换式电压调整器的斜率补偿方法，其中检测所述电感电流信号的所述上升斜率的步骤包括：

将所述电流检测信号转换成一第一电压；以及

对所述第一电压进行微分，以产生具有所述电感电流信号的所述上升斜率的一第一电流信号。

16.如权利要求15所述的切换式电压调整器的斜率补偿方法，其中产生所述斜率补偿信号的步骤包括：

根据所述脉波宽度调变驱动信号的所述工作周期，放大所述第一电流信号，以产生具有所述电感电流信号的所述下降斜率的一第二电流信号；

对所述第二电流信号进行积分，以产生一第二电压；以及

将所述第二电压转换成所述斜率补偿信号。

17.一种切换式电压调整器，该切换式电压调整器包括：

一电感，其耦接至一负载；

一斜率补偿单元，其耦接至所述电感，所述斜率补偿单元用以根据一脉波宽度调变驱动信号的一工作周期与流经所述电感的一电感电流信号的一上升斜率，取得所述电感电流信号的一下降斜率，并产生具有一补偿斜率的一斜率补偿信号，其中所述补偿斜率与所述电感电流信号的所述下降斜率成比例；

一电流检测单元，其用以检测所述电感电流信号，产生与所述电感电流信号成比例的一电流检测信号至所述斜率补偿单元；

一脉波宽度调变单元，其包括一比较器，接收所述电流检测信号、所述斜率补偿信号与一反馈信号；以及

至少一输出晶体管，其用以输出所述电感电流信号至所述电感；以及

一反馈单元，其耦接于所述比较器与所述电感之间，所述反馈单元用以根据所述切换式电压调整器的一输出电压，产生所述反馈信号。

18.如权利要求17所述的切换式电压调整器，其中所述斜率补偿单元包括：

一减法电路，其用以于一初始周期中，对所述电流检测信号进行取样，作为初始电流信号，并于所述初始周期之后，由从所述初始电流信号中减去所述电流检测信号，用以产生具有所述电感电流信号的所述上升斜率的一第一电流信号。

19.如权利要求18所述的切换式电压调整器，其中所述斜率补偿单元还包括：

一工作周期检测单元，其耦接至所述切换式电压调整器的一输入电压与一输出电压，所述工作周期检测单元用以根据所述切换式电压调整器的所述输入电压与所述输出电压，检测出所述脉波宽度调变驱动信号的所述工作周期，并由此产生一对应的控制信号；以及

一第一电流镜，其耦接至所述工作周期检测单元，所述第一电流镜用以根据所述对应的控制信号与来自所述减法电路的所述第一电流信号，产生具有所述补偿斜率的所述斜率补偿信号。

20.如权利要求17所述的切换式电压调整器，其中所述斜率补偿单元包括：

一电阻，其用以将所述电流检测信号转换成一对应电压；以及

一微分电路，其用以对所述对应电压进行微分，以便得出具有所述电感电流信号的所述上升斜率的一第一电流信号。

21.如权利要求20所述的切换式电压调整器，其中所述斜率补偿单元还包括：

一工作周期检测单元，其耦接所述切换式电压调整器的一输入电压与一输出电压，所述工作周期检测单元用以根据所述输入电压与所述输出电压，检测出所述脉波宽度调变驱动信号的所述工作周期，并由此产生一对应的控制信号；

一第一电流镜，其耦接至所述工作周期检测单元，所述第一电流镜用以根据所述对应的控制信号与具有所述电感电流信号的所述上升斜率的所述第一电流信号，产生具有所述补偿斜率的一第二电流信号；

一积分单元，其耦接所述第一电流镜，所述积分单元用以对所述第二电流信号积分，以产生第一电压；

一电压-电流转换单元，其耦接至所述积分单元，所述电压-电流转换单元用以将所述第一电压转换成一第三电流信号；以及

一第二电流镜，其用以复制所述第三电流信号，作为所述斜率补偿信号。

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