CN104038048B - 升压转换器 - Google Patents

升压转换器 Download PDF

Info

Publication number
CN104038048B
CN104038048B CN201410074795.0A CN201410074795A CN104038048B CN 104038048 B CN104038048 B CN 104038048B CN 201410074795 A CN201410074795 A CN 201410074795A CN 104038048 B CN104038048 B CN 104038048B
Authority
CN
China
Prior art keywords
peak
current
mrow
target
slope
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CN201410074795.0A
Other languages
English (en)
Other versions
CN104038048A (zh
Inventor
本诺·克拉本伯格
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Koninklijke Philips NV
Original Assignee
Koninklijke Philips Electronics NV
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Koninklijke Philips Electronics NV filed Critical Koninklijke Philips Electronics NV
Publication of CN104038048A publication Critical patent/CN104038048A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN104038048B publication Critical patent/CN104038048B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • H02M3/1588—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load comprising at least one synchronous rectifier element
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/45—Differential amplifiers
    • H03F3/45071—Differential amplifiers with semiconductor devices only
    • H03F3/45076—Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of implementation of the active amplifying circuit in the differential amplifier
    • H03F3/45179—Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of implementation of the active amplifying circuit in the differential amplifier using MOSFET transistors as the active amplifying circuit
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0025—Arrangements for modifying reference values, feedback values or error values in the control loop of a converter
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2203/00—Indexing scheme relating to amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements covered by H03F3/00
    • H03F2203/45—Indexing scheme relating to differential amplifiers
    • H03F2203/45674—Indexing scheme relating to differential amplifiers the LC comprising one current mirror

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

公开了基于平均电流及抛物线型斜坡补偿的升压转换器控制。该转换器组合了最大化速度的电流回路，且没有通常伴随抛物线型斜坡补偿出现的电压依赖的最大输出功率。特别地，在高转换比范围内，本转换器大大简化了最大功率控制。

Description

升压转换器
技术领域
本发明涉及升压转换器领域，具体地涉及平均电流模式控制的升压转换器。
背景技术
在现代电池供电的便携电子设备如智能手机中，高效升压转换器用于所需电压高于电池电压的电路。在需要重新充电以前，高的电源效率对于长的工作时间至关重要。
在升压转换器中，通常需要限制峰值电流以防止过载造成损坏。峰值电流模式控制的优点在于电感器中的最大电流得到控制，且最大电流可以容易的方式用于限制输入功率。对于高电压转换比下发生的高占空比，出于电流回路稳定性的考虑，需要斜坡补偿。抛物线型斜坡补偿给出电流回路的最大速度并确保所有转换比下的稳定性。
抛物线型斜坡补偿的峰值电流模式控制的升压转换器的缺点在于，最大平均电感器电流取决于斜坡补偿的量，并因此在很大程度上取决于升压电压。结果是最大输出功率在很大程度上取决于升压电压。
图1所示为基本升压转换器电路，并且用于解释工作原理。
许多升压转换器使用连接在电池及两个开关开关1和开关2之间的电感器，所述两个开关连接电感器至地或至输出电容。
开关1的接通取决于切换频率f(或周期T)及占空比D，开关1关断时，开关2接通。因此得到的电感器L中的电流IL为三角形状电流，其斜率由电池电压VBAT及电池电压与输出电压间的差值VBAT-VBST确定。
在图1所示结构中，由用于操作开关的占空比D确定输出电压与电池电压间的比例：
其中，D’=1-D。
升压转换器通常为具有可变负载电流的(可编程)恒定升压电压设计。电流模式控制包括将控制升压电压的回路分为两部分：
(i)内环，电流环，用作受控电流源。设定值为由电压反馈模块产生的基准电流。
(ii)外环，电压环，根据输出端的误差电压调整受控电流源的值。在正常升压操作中，负载电流的变化引起电压误差。调整受控电流源的值可将此电压误差最小化。
本发明涉及电流模式控制升压转换器中使用的电流环。
许多升压转换器在电流环中使用峰值电流模式控制。在峰值电流模式控制中，电感器电流IL与峰值电流IPEAK比较。在每个周期开始，开关1接通，IL以斜率S1(＞0)增加。一旦IL等于峰值电流IPEAK，开关2接通(且开关1关断)，电流以斜率S2(<0)减小。
此峰值电流模式控制中电流与时间的关系如图2所示。在稳态下，其关系为：
SlDT+S2(1-D)T=0
图3可见流过电感器的电流在t=0时刻的误差ΔIL，0的传递。IL，AVG代表流过电感器的平均电流。
图3所示为峰值电流模式控制下的电流波形及没有斜坡补偿、|S2|<|Sl|的情况下的误差传递。
在时间段0<t<T内，占空比D随电流中的误差ΔIL，0以如下方式变化：
在时刻t=T，电流误差ΔIL，1则等于：
一个周期后此电流误差的放大比例等于：
n个周期后，最初的误差由因子A(n)放大为：
由于S2<0且Sl>0，此误差正负交替。注意，当|S2|>|Sl|或D>50％时，此系统并不稳定。
图4所示为峰值电流模式控制下的电流波形及|S2|>|S1|时的误差传递情形，且图4示出导致次谐波振荡的不稳定运行状况。
为控制衰减并确保占空比大于50％时稳定运行，常使用斜坡补偿。如图5所示，斜坡补偿作用下，从峰值电流IPEAK中减去具有斜率S3的周期电流IS，图5示出斜坡补偿作用下、|S2|>|S1|时的电流模式控制。在第一个周期0<t<T内的占空比D以如下方式变化：
现在，在t=T时刻的电流误差等于：
因此，此误差的放大比例等于：
n个周期后，最初的误差IL,0由因子A(n)放大为：
为保证稳定性，必须选择使括号内项的幅值小于1的S3。否则，误差激增而次谐波振荡将发生。因此，需要满足以下条件：
|A|<l或
考虑到仅有Sl为正，而S2及S3均为负(如图5所示)，括号内的项可都为正或负，且正负取决于S3。
82<83<0，-1<A<0弱衰减情形，误差为负
83<82<0，0<A<1强衰减情形，误差保持不变
83=82<0，A=0临界衰减情形，误差在单个周期内得以校正
S3=S2(因此A=0)的情形下，有最快的可能瞬态响应。这是最佳的斜坡控制。
在升压转换器中，电流斜率S1和S2取决于占空比D：
当S3选为常数时，仅在一个工作状态下衰减处于临界值(A=0)。即使在所有工作状态下|A|<1且稳定性得到保证，也意味着误差校正将花费多个周期并导致响应缓慢。当需要在D的所有值下均有具有临界衰减(83=82)的最佳斜坡控制时，S3也必须取决于占空比D：
因此，在时刻t=DT，斜坡电流导数必须等于S3。或者说，在时域中，
若斜坡电流S3的导数随周期中的相对时间线性变化，则从t／T=0的时刻0开始，电流本身随相对时间的平方变化：
在时刻t=DT，斜坡补偿电流IS的贡献现在等于：
波纹电流的幅度(也即峰-峰值的一半)等于：
现在，平均电感器电流IL，AVG等于：
如图6所示，对于较高的输出电压VBST，需要较高占空比D，且平均电感器电流IL，AVG显著减小。升压电压越高，需要的斜坡补偿越多，且IPEAK与IL，AVG间的差值越大。
图6所示为D=0.6时具有最佳斜坡补偿的峰值电流模式控制下的电流波形图，图7所示为D=0.4时具有最佳斜坡补偿的峰值电流模式控制下的电流波形图。
若通过限制峰值电流的水平IPEAK来限制最大功率，则意味着最大输出功率在很大程度上取决于输出电压。注意，峰值水平(标示为IP)为常数，抛物线(标示为IP-IS)的最低点随电压变化。
发明内容
根据本发明，提供如权利要求中限定的装置及方法：
一方面，本发明提供一种升压转换器，用于在输入电压及输出电压间进行转换，所述升压转换器包括：
电感器，与所述输入电压相连；
开关结构，用于控制流所述输出电压下流向输出负载的电感器电流的切换；及
控制器，用于控制所述开关结构以提供占空比控制；
其中，当所述电感器电流达到峰值电流水平时发生所述占空比控制切换，所述峰值电流水平以峰值电流水平函数的形式随时间变化，所述峰值电流水平函数包括目标峰值与斜坡补偿函数的结合，所述目标峰值源白目标平均电感器电流，所述斜坡补偿函数以与所述转换器的切换周期相对应的周期周期性变化。
通过控制峰值电流水平(该峰值电流水平限定了占空比切换发生的阈值)从而得到恒定的平均电感器电流，平均电流模式控制可用以维持恒定的平均电流。该装置及方法以独立于升压电压的方式提供功率限制。
因此本升压转换器具有平均电流模式控制及斜坡补偿。本转换器具有最大化速度的电流环，且通常没有伴随抛物线型斜坡补偿出现的电压依赖的最大输出功率。
所述峰值电流水平函数可包括以下元素的组合：
所述平均电感器电流的目标值，取决于所述输出电压的误差；
补偿电流，用于将所述目标平均电感器电流值转换成所述目标峰值；及
抛物线型斜坡补偿函数。
以此方式，本升压转换器具有平均电流模式控制及斜坡补偿。本转换器避免了通常伴随抛物线型斜坡补偿出现的电压依赖的最大输出功率。
特别地，在高转换比范围内，本转换器大大简化了最大功率控制。
可提供电压反馈单元，用以得到所述目标平均电感器电流，并且限制器可限制所述最大目标平均电感器电流。可提供补偿单元，用于从所述输入电压及目标输出电压中得到所述补偿值，例如，所述补偿佰包括：
其中，VBST为所述输出电压，VBAT为所述输入值，L为所述电感器的电感f为所述转换器的切换频率。
可提供斜坡补偿单元，用于根据所述目标输出电压值得到所述抛物线斜坡补偿函数。本功能通过抑制特定占空比下的振荡提高转换器的稳定性。
另一方面，本发明提供一种控制升压转换器的方法，用于在输入电压及输出电压间进行转换，所述方法包括使用占空比控制，从而控制所述输出电压下流向输出负载的电感器电流的切换，
其中，所述占空比控制包括当所述电感器电流达到峰值电流水平时执行转换，所述峰值电流水平以峰值电流水平函数(IP-IS)的形式随时间变化，及
其中，所述方法包括由目标峰值及斜坡补偿函数得到所述峰值电流水平函数，所述目标峰值源自目标平均电感器电流，所述斜坡补偿函数以与所述转换器的切换周期相对应的周期周期性变化。
本发明的以上方面基于平均电流控制与斜坡补偿的结合，且使功率限制能独立于升压电压。同样的问题可通过改变峰值电流控制的方案解决。因此，根据本发明的另一方面，提供一种升压转换器，用于在输入电压及输出电压间进行转换，所述升压转换器包括：
电感器(10)，与所述输入电压相连；
开关结构，用于控制所述输出电压下流向输出负载的电感器电流的切换；及
控制器，用于控制所述开关结构以提供占空比控制；
其中，当所述电感器电流达到峰值电流水平时发生所述占空比控制切换，所述峰值电流水平以峰值电流水平函数的形式随时间变化，且其中所述峰值电流水平函数包括目标峰值及斜坡补偿函数，所述目标峰值取决于最大平均电感器电流而受限，所述斜坡补偿函数(IS)以与所述转换器的切换周期相对应的周期周期性变化。
附图说明
图1示出已知的升压转换器电路；
图2示出控制图1所示电路中切换的第一种已知方式；
图3示出电流误差如何影响电路操作；
图4示出电流误差如何导致不稳定性；
图5示出使用线性谐波补偿控制图1所示电路中切换的第二种已知方式；
图6示出在第一占空比下使用抛物线型斜坡补偿控制图1所示电路中切换的第三种已知方式；
图7示出在第二占空比下使用抛物线型斜坡补偿控制图1所示电路中切换的第三种已知方式；
图8示出在第一占空比下使用本发明的方法控制图1所示电路中切换的方式；
图9示出在第二一占空比下使用本发明的方法控制图1所示电路中切换的方式；
图10示出本发明的升压转换器；
图11更详细地示出用于图10中转换器的控制器；
图12更详细地示出用于图10中转换器的控制器的第二示例；
图13示出用于产生补偿电流的可能电路。
具体实施方式
本发明提供升压转换器，该升压转换器的控制与平均电流相关，从而使输出功率保持基本恒定，并结合斜坡补偿以提高稳定性。本转换器优先实施抛物线型的斜坡补偿.因此本转换器可具有最大化速度的电流环，且没有通常伴随抛物线型斜坡补偿出现的电压依赖的最大输出功率。特别地，在高转换比范围内，本转换器大大简化了最大功率控制。
特别地，本发明提供一种结构，其中将取决于电压的电流加到峰值电流模式控制中使用的峰值电流水平，从而使最大输出功率与升压电压及电池电压无关。
控制变量不再是电感器中的真实峰值电流，而是流过电感器的平均电流。
对于具有可变输入和输出电压的升压转换器，最大平均电流的关联性并不是非常便利的。这意味着可传输功率在很大程度上取决于输出电压。为补偿峰值电流受控升压转换器中平均电感器电流的电压关联性，可将电压关联性的补偿电流IC0MP加至峰值电流水平IPEAK，从而产生校正峰值电流水平。
平均电感器电流可表示为：
IL,AVG与IPEAK间的差值即为所需的补偿电流ICOMP：
IL,AVG=IPEAK-ICOMP
图8所示为平均电流模式控制下的电流波形图，IL，AVG的设定值为2A，D=0，6时具有最佳斜坡补偿。图9所示为平均电流模式控制下的电流波形图，IL，AVG的设定值为2A，D=0.4时具有最佳斜坡补偿。
现在，流过电感器的平均电流IL，AVG成为受控变量(例如，控制平均电流IL，AVG使其与目标平均电流值相对应)，并且当升压或电池电压变化时，平均电流IL，AVG保持恒定。以此方式，可在所有电压值下传输等量的功率。如图8及图9所示，IPEAK的水平(标示为IP)在不同占空比时不再保持恒定。取而代之，在此方式中，抛物线(标示为IPEAK-ISLOPE)的最低点为恒定水平。
为调制流过电感器的输入电流及输出电压，使用控制器。该控制器接收电感器电流及输出电压，并产生信号以接通及关断开关。
图10所示为根据本发明的升压转换器，该升压转换器中具有调制电感器电流及输出电压的控制器。
本电路与图1相对应，并具有由电池12供电的电感器10，连接到地的并联开关14(开关1)，及将电感器的另一端与输出负载相连的串联开关16(开关2)。如图所示，输出负载为负载电阻18及稳定输出电压的并联电容20(如作为低通滤波器)。除这些与图1中相同的这些元件之外，本电路还具有监控电感器电流IL并控制开关14及16的控制器10。
控制器的细节如图11所示。
控制器接收作为输入信号的被监控电池电压VBAT、输出电压VBST、被监控的电感器电流IL及允许的最大平均电感器电流IL，AVG，MAX的设定值。VBST的值可以是测量得到的输出电压或目标输出电压。
在此控制器中，使用锁存器30(此例中为SR双稳态触发器)，并提供具有固定频率fBST的信号至S输入端。比较器32产生锁存器的R重置端的信号，并且当流过电感器的真实电流IL超过基准电流IREF时，发生重置。
当锁存器的输出信号等于1时，开关14(开关1)接通，开关16(开关2)关断。基准电流IREF等于IPEAK-IS，其中，IS是抛物线型斜坡补偿电流。减法器34实施该减法，所述减法器34从斜坡补偿计算单元36接收补偿电流并使用输出电压VBST。
由限制器37中得到受限目标平均电流，所述限制器37接收来自电压反馈单元38的目标平均值IL，AVG。反馈单元38根据误差反馈信号得到目标平均值，所述误差反馈信号源于测得的输出电压VBST及目标输出电压VBST，TARGET。
峰值电流水平IPEAK是这种受限目标平均电流IL，AVG，LIMIT与补偿电流ICOMP的总和。
加法器39实施该求和。从使用电池电压及输出电压的峰值-平均补偿单元40接收补偿电流ICOMP。
在如图11所示的实施例中，目标峰值(IPEAK)是将补偿电流与电压反馈单元的输出相加后，由目标平均电感器电流得到。
在另一实施例中，根据最大平均电感器电流限制目标峰值电流(IPEAK)。因此，为达到相同目的，此例包括对峰值电流控制的改变而非对平均电流控制的改变。其实施如图12所示，图12中与图1l中相同的元件使用相同标号。
因此，补偿电流仅用于调整最大峰值电流水平。
再次作为切换基准的峰值电流水平(IPEAK，LIM-IS)以峰值电流水平函数的形式随时间变化。此次，峰值电流水平函数包括由电压反馈环38确定的标准峰值电流水平，但要先根据最大平均电感器电流IL，AVG，MAX限制峰值电流。然后再将斜坡补偿应用到受限的峰值电流上。
在每个时钟周期中电感器电流达到峰值电流水平时，确定一次平均电感器电流。因此，系统以抽样系统的方式运作，且抽样频率等于切换频率。变化的峰值电流水平的效果与峰值电流水平变化的抽样保持版本的效果相同。认为抽样信号在每个抽样保持周期保持恒定，并将此应用于峰值电流水平及平均电流水平。
本电路提供峰值电流模式控制(而非平均电流模式控制)，但与电压相关的最大峰值电流水平以如下方式与电压相关：作为结果的最大平均电流水平与升压电压无关。只要未达到最大峰值，使得限制不起作用，就与正常峰值电流模式控制相对应。这种结构将平均电感器电流限制转换成峰值电流限制，从而在需要时限制峰值电流以限制平均电感器电流，并因此减少输出功率受电压的影响。
图13所示为可用于产生补偿电流ICOMP的电路。第一电压电流转换器50根据电压VBST产生输入电流，电流值为VBST／2fL。电流镜52镜像该电流，并且第二电压电流转换器54减去由电池电压得到的数值VBAT／2fL。
受限的控制平均电流IL，AVG，LIMIT由平均电感器电流IL，AVG的设定值及最大平均电感器电流IL，AVG,MAX得到，最大平均电感器电流IL，AVG，MAX限制流出电池的平均电流。
电流值IL，AVG是反馈环中用于控制输出电压VBST的内部控制信号。IL，AVG的信号水平由电压反馈模块产生，并取决于输出电容上的误差电压。电压反馈模块执行传输功能，持续调整IL，AVG的信号水平以减小转换器输出端的误差电压。负载电流或电池电压的任何变化均产生调整IL，AVG的需求。因此，负载电流通常是未知的，无法通过计算确定所需IL，AVG。取而代之，控制环路调整IL，AVG，直到输出端的电压误差减小至最小值(取决于整个系统的环路增益)为止。这是电流模式控制的升压转换器的基本工作情形。
锁存器30的输出信号提供给开关控制单元44，用于控制开关。
该电路的工作方式如下：
(i)在每个开关周期，根据输出电压的误差(目标值VBST，TARGEI减去真实值VBST)为IL，AVG产生新的目标值；
(ii)若有需要，限制此目标值以限制最大输出功率。限制发生时，流过电感器的电流不再足以将输出电压维持在所需水平(设定值)，此时达到最大输出功率。以此方式，达到功率限制时的输出电压不取决于升压电压；
(iii)将补偿值加到目标值IL，AVG上。该补偿电流将目标平均电感器电流值转换成目标峰值电感器电流值；
(iV)通过从目标峰值电感器电流值中减去抛物线型电流函数得到基准电流，应用(已知的)抛物线型斜坡补偿；以及
(V)使用基准电流以为切换发生时测得的电感器电流提供阈值。
因此，本方法大体上通过应用取决于输入及输出电压的补偿因子改变峰值电流目标，从而使得峰值变得与电压相关。特别地，此电压相关性意味着基准电流的轮廓为从可变(电压相关的)初始峰值开始，在开关周期内呈抛物线型衰减。
对于给定的输出功率，不同的目标电压将产生不同的初始峰值电流，从而导致到达基准电流的点不同并因此产生不同的占空比。但平均电感器电流保持相同。因此，对不同的目标电压，限定平均电流即可将输出功率限制至同一水平。
图11及图12所示分别为不同信号。但实际上，可采用计算机程序以接收输入信号并得到提供给锁存器的输出。因此，实际上可能并不如图所示区分不同单元。
电流模式控制可用于任意电流模式控制的直流-直流转换器。例如，本发明对于升压D级音频放大器是有益的。
各种改进对于本领域普通技术人员是清楚明白的。

Claims (15)

1.一种升压转换器，用于在输入电压及输出电压间进行转换，所述升压转换器包括：
电感器(10)，与所述输入电压(VBAT)相连；
开关结构(14,16)，用于控制所述输出电压下流向输出负载(18)的电感器电流的切换；及
控制器(10)，用于控制所述开关结构以提供占空比控制；
其中，当所述电感器电流达到峰值电流水平时发生占空比控制切换，所述峰值电流水平以峰值电流水平函数(IPEAK-ISLOPE)的形式随时间变化，所述峰值电流水平函数包括目标峰值(IPEAK)与斜坡补偿函数(ISLOPE)的结合，所述目标峰值源自目标平均电感器电流，所述斜坡补偿函数以与所述转换器的切换周期相对应的周期周期性变化。
2.根据权利要求1所述的转换器，其中所述峰值电流水平函数(IPEAK-ISLOPE)包括以下元素的组合：
平均电感器电流(IL,AVG)的目标值，取决于所述输出电压(VBST)的误差；
补偿值(ICOMP)，用于将所述目标平均电感器电流值转换成所述目标峰值(IPEAK)；及
抛物线型斜坡补偿函数(ISLOPE)。
3.根据权利要求2所述的转换器，还包括用于得到所述目标平均电感器电流的电压反馈单元(38)及用于限制最大目标平均电感器电流的限制器(37)。
4.根据权利要求2至3中任一所述的转换器，包括补偿单元(40)，用于从所述输入电压及目标输出电压中得到所述补偿值。
5.根据权利要求4所述的转换器，其中，所述补偿值包括：
<mrow> <msub> <mi>I</mi> <mrow> <mi>C</mi> <mi>O</mi> <mi>M</mi> <mi>P</mi> </mrow> </msub> <mo>=</mo> <mfrac> <mrow> <msub> <mi>V</mi> <mrow> <mi>B</mi> <mi>S</mi> <mi>T</mi> </mrow> </msub> <mo>-</mo> <msub> <mi>V</mi> <mrow> <mi>B</mi> <mi>A</mi> <mi>T</mi> </mrow> </msub> </mrow> <mrow> <mn>2</mn> <mi>f</mi> <mi>L</mi> </mrow> </mfrac> </mrow>
其中，VBST为所述输出电压，VBAT为所述输入值，L为所述电感器的电感，f为转换器切换频率。
6.根据权利要求2或3所述的转换器，包括斜坡补偿单元(36)，用于根据目标输出电压值(VBST)得到所述斜坡补偿函数。
7.一种音频放大器，包括根据任一项前述权利要求所述的升压转换器。
8.一种控制升压转换器的方法，所述升压转换器用于在输入电压(VBAT)及输出电压(VBST)间进行转换，所述方法包括使用占空比控制，来控制在输出电压下流向输出负载的电感器电流的切换，
其中，所述占空比控制包括当所述电感器电流达到峰值电流水平时执行切换，所述峰值电流水平以峰值电流水平函数(IPEAK-ISLOPE)的形式随时间变化，及
其中，所述方法包括由目标峰值(IPEAK)及斜坡补偿函数(ISLOPE)得到所述峰值电流水平函数，所述目标峰值源自目标平均电感器电流，所述斜坡补偿函数以与转换器切换周期相对应的周期周期性变化。
9.根据权利要求8所述的方法，其中，得到所述峰值电流水平函数包括：
根据所述输出电压(VBST)的误差设定平均电感器电流的目标值；
将所述目标平均电感器电流值转换成目标峰值电感器电流值；及将抛物线型斜坡补偿函数(ISLOPE)应用于所述目标峰值电感器电流值。
10.根据权利要求9所述的方法，还包括限制最大目标平均电感器电流(IL,AVG,MAX)。
11.根据权利要求9或10所述的方法，其中将所述目标平均电感器电流值转换成目标峰值电感器电流值依据所述输入电压及目标输出电压进行。
12.根据权利要求11所述的方法，其中将所述目标平均电感器电流值转换成所述目标峰值电感器电流值包括加入补偿值，所述补偿值包括：
<mrow> <msub> <mi>I</mi> <mrow> <mi>C</mi> <mi>O</mi> <mi>M</mi> <mi>P</mi> </mrow> </msub> <mo>=</mo> <mfrac> <mrow> <msub> <mi>V</mi> <mrow> <mi>B</mi> <mi>S</mi> <mi>T</mi> </mrow> </msub> <mo>-</mo> <msub> <mi>V</mi> <mrow> <mi>B</mi> <mi>A</mi> <mi>T</mi> </mrow> </msub> </mrow> <mrow> <mn>2</mn> <mi>f</mi> <mi>L</mi> </mrow> </mfrac> </mrow>
其中，VBST为所述输出电压，VBAT为所述输入值，L为电感器的电感，f为转换器切换频率。
13.根据权利要求8至10中任一项所述的方法，其中所述斜坡补偿函数由目标输出电压值得到。
14.一种升压转换器，用于在输入电压及输出电压间进行转换，所述升压转换器包括：
电感器(10)，与所述输入电压(VBAT)相连；
开关结构(14,16)，用于控制所述输出电压下流向输出负载(18)的电感器电流的切换；及
控制器(10)，用于控制所述开关结构以提供占空比控制；
其中，当所述电感器电流达到峰值电流水平时发生占空比控制切换，所述峰值电流水平以峰值电流水平函数(IPEAK-ISLOPE)的形式随时间变化，且其中所述峰值电流水平函数包括目标峰值(IPEAK)及斜坡补偿函数(ISLOPE)，所述目标峰值取决于最大平均电感器电流(IL,AVG,MAX)而受限，所述斜坡补偿函数以与转换器切换周期相对应的周期周期性变化。
15.一种控制升压转换器的方法，所述升压转换器用于在输入电压(VBAT)及输出电压(VBST)间进行转换，所述方法包括使用占空比控制，来控制所述输出电压下流向输出负载的电感器电流的切换，其中，所述占空比控制包括当所述电感器电流达到峰值电流水平时执行切换，所述峰值电流水平以峰值电流水平函数(IPEAK-ISLOPE)的形式随时间变化，且其中所述峰值电流水平函数包括目标峰值(IPEAK)及斜坡补偿函数(ISLOPE)，所述目标峰值取决于最大平均电感器电流(IL,AVG,MAX)而受限，所述斜坡补偿函数以与转换器切换周期相对应的周期周期性变化。
CN201410074795.0A 2013-03-04 2014-03-03 升压转换器 Active CN104038048B (zh)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
EP13157534.2 2013-03-04
EP13157534.2A EP2775599B1 (en) 2013-03-04 2013-03-04 Boost converter

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN104038048A CN104038048A (zh) 2014-09-10
CN104038048B true CN104038048B (zh) 2018-01-12

Family

ID=47832945

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201410074795.0A Active CN104038048B (zh) 2013-03-04 2014-03-03 升压转换器

Country Status (3)

Country Link
US (1) US9641081B2 (zh)
EP (1) EP2775599B1 (zh)
CN (1) CN104038048B (zh)

Families Citing this family (35)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20160078842A1 (en) * 2014-09-11 2016-03-17 Pixtronix, Inc. Universal digital controller design for dc/dc switching power supplies used in displays
EP2999113B1 (en) 2014-09-16 2019-08-07 Nxp B.V. Amplifier
DE102015110274A1 (de) 2015-06-25 2016-12-29 Intel IP Corporation Eine vorrichtung und ein verfahren zum verstärken eines eingangssignals
KR102398712B1 (ko) * 2015-08-07 2022-05-17 시러스 로직 인터내셔널 세미컨덕터 리미티드 공급 입력 전류를 제한하기 위한 피크 인덕터 전류의 조정
EP3332472B1 (en) * 2015-08-07 2020-07-29 Cirrus Logic International Semiconductor Ltd. Adjusting peak inductor current to limit supply input current
US10021485B2 (en) 2015-11-17 2018-07-10 Cirrus Logic, Inc. Prevention of signal clipping due to decrease in amplifier supply voltage
JP6558254B2 (ja) * 2016-01-18 2019-08-14 住友電気工業株式会社 電力変換システム及びその制御方法
DE102016203366A1 (de) * 2016-03-02 2017-09-07 Robert Bosch Gmbh Verfahren zur Optimierung des Betriebs eines in einem Regelkreis für einen Aufwärtswandler vorgesehenen digitalen Reglers sowie ein Regelkreis und ein Computerprogrammprodukt
EP3327916B1 (en) 2016-11-29 2019-08-28 NXP USA, Inc. Current-mode dc/dc converter and method therefor
US9768676B1 (en) * 2016-12-29 2017-09-19 Microsoft Technology Licensing, Llc Switching power regulator controlled with mirrored error current
US10720835B2 (en) 2017-09-18 2020-07-21 Cirrus Logic, Inc. Limiting average current in a peak-controlled boost converter
EP3480933B1 (en) 2017-11-01 2021-03-03 Goodix Technology (HK) Company Limited A circuit for a switched mode power supply
US11031867B2 (en) 2017-12-08 2021-06-08 Cirrus Logic, Inc. Digital-to-analog converter with embedded minimal error adaptive slope compensation for digital peak current controlled switched mode power supply
JP7054358B2 (ja) * 2018-03-30 2022-04-13 株式会社Soken 電力変換装置の制御装置
US10734885B2 (en) 2018-06-19 2020-08-04 Cirrus Logic, Inc. Removal of near DC errors in a peak-controlled boost converter using a low-bandwidth secondary control loop
JP7157640B2 (ja) * 2018-11-28 2022-10-20 株式会社Soken 電力変換装置の制御装置
US11387732B2 (en) 2019-09-12 2022-07-12 Cirrus Logic, Inc. Efficient use of energy in a switching power converter
CN110768524B (zh) * 2019-10-24 2021-02-02 西安特锐德智能充电科技有限公司 功率调节方法、装置和充电设备
US11469661B2 (en) 2019-10-25 2022-10-11 Cirrus Logic, Inc. Multiphase inductive boost converter with multiple operational phases
US11463008B2 (en) 2019-11-22 2022-10-04 Cirrus Logic, Inc. Decreasing output droop in a power converter via an energy storage capacitor
US11081963B2 (en) * 2019-11-27 2021-08-03 Infineon Technologies Austria Ag Slope detection and correction for current sensing using on-state resistance of a power switch
US11953531B2 (en) 2020-05-20 2024-04-09 Cirrus Logic Inc. Sense resistor and method for forming same
CN115668721B (zh) 2020-05-20 2023-08-15 思睿逻辑国际半导体有限公司 功率转换器中的电流的随机化
US11658559B2 (en) 2020-05-20 2023-05-23 Cirrus Logic, Inc. Minimizing voltage droop in a power converter
TWI726759B (zh) * 2020-07-01 2021-05-01 宏碁股份有限公司 改良輸出穩定度之升壓轉換器
US11522460B2 (en) 2020-07-24 2022-12-06 Cirrus Logic, Inc. Optimizing the control of a hysteretic power converter at low duty cycles
GB2613455B (en) * 2020-07-29 2024-01-31 Cirrus Logic Int Semiconductor Ltd Control circuitry for controlling a power supply
US11522440B2 (en) 2020-07-29 2022-12-06 Cirrus Logic, Inc. Use of shared feedback among two or more reactive schemes
US11735942B2 (en) 2020-07-29 2023-08-22 Cirrus Logic Inc. Maintaining operation within a stable region of a power curve of a power converter
US11183849B1 (en) 2020-07-29 2021-11-23 Cirrus Logic, Inc. Control of power converter based on dynamic constraint factors
WO2022035554A1 (en) 2020-08-14 2022-02-17 Cirrus Logic International Semiconductor Ltd. Power supply architecture with bidirectional battery idealization
KR20220153399A (ko) * 2021-05-11 2022-11-18 현대자동차주식회사 컨버터 제어장치 및 제어방법
US20220393587A1 (en) * 2021-06-02 2022-12-08 Mediatek Singapore Pte. Ltd. Apparatus and method for applying dynamic compensation to feedback signal generated from loadline of voltage regulator
US11843317B2 (en) 2021-08-25 2023-12-12 Cirrus Logic Inc. Pseudo-bypass mode for power converters
CN113746339B (zh) * 2021-09-24 2023-11-17 潍柴动力股份有限公司 一种dcdc变换器控制方法、装置及系统

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5111133A (en) * 1990-09-27 1992-05-05 Analogic Corporation Converter circuit for current mode control
CN101093958A (zh) * 2006-06-23 2007-12-26 联发科技股份有限公司 切换式电压调整器以及其斜率补偿方法

Family Cites Families (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20070056068A (ko) * 2004-08-13 2007-05-31 코닌클리즈케 필립스 일렉트로닉스 엔.브이. 변환기 회로 및 방법
US7425819B2 (en) * 2005-06-16 2008-09-16 Microsemi Corporation Slope compensation circuit
GB2437556B (en) * 2006-04-26 2011-03-23 Wolfson Microelectronics Plc Improvements in switching regulator circuits
US7733671B2 (en) * 2006-06-23 2010-06-08 Mediatek Inc. Switching regulators
DE102009016290B4 (de) * 2009-04-03 2018-07-19 Texas Instruments Deutschland Gmbh Elektronische Vorrichtung und Verfahren zur DC-DC-Wandlung mit Steilheitskompensation
TWI460970B (zh) * 2010-04-02 2014-11-11 Leadtrend Tech Corp 適應性斜率補償模組及其方法
US9312844B2 (en) * 2012-11-15 2016-04-12 Microchip Technology Incorporated Slope compensation module

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5111133A (en) * 1990-09-27 1992-05-05 Analogic Corporation Converter circuit for current mode control
CN101093958A (zh) * 2006-06-23 2007-12-26 联发科技股份有限公司 切换式电压调整器以及其斜率补偿方法

Also Published As

Publication number Publication date
CN104038048A (zh) 2014-09-10
US20140247029A1 (en) 2014-09-04
EP2775599A1 (en) 2014-09-10
US9641081B2 (en) 2017-05-02
EP2775599B1 (en) 2018-09-05

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN104038048B (zh) 升压转换器
US7323851B2 (en) Digital power factor correction controller and AC-to-DC power supply including same
EP2919374B1 (en) Duty-ratio controller
Aharon et al. Analysis of dual-carrier modulator for bidirectional noninverting buck–boost converter
US8130522B2 (en) Digital power factor correction
US8314598B2 (en) Control for regulator fast transient response and low EMI noise
EP2947762B1 (en) Duty cycle based current estimation in buck converter
CN102946254B (zh) 多相开关变换器的数字控制器及数字控制方法
EP1850468A2 (en) Improvements in switching regulator circuits
JPWO2010061653A1 (ja) Ｐｆｃコンバータ
CN104849538A (zh) 具有相电流估计器的开关功率转换器电流感测
CN109713889B (zh) 一种功率因数校正电路及其控制方法
JP2013048553A (ja) 昇圧チョッパ回路の制御方法
US10033273B1 (en) System and method for controlling switching power supply
TWI591949B (zh) 具有漣波調變定導通時間之切換式電源供應器及其控制電路與控制方法
CN104953829A (zh) 一种应用于buck电路的准定频峰值电流控制方法
US20160190952A1 (en) Power Supply Device
CN202713140U (zh) 恒定导通时间控制的开关变换器及其控制电路
CN202565159U (zh) 可灵活升压的pfc控制电路
KR20160092815A (ko) 피에프씨 온도에 따른 듀티비 보상 제어 시스템 및 방법
CN107046360A (zh) 离线转换器中改善的总谐波失真
US9673691B2 (en) Energy balance controller of electronic power converter and energy balance control method
Mahdavikhah et al. A hardware-efficient programmable two-band controller for PFC rectifiers with ripple cancellation circuits
Krug et al. Model-based dual-mode controller for low-power buck converters
JP6154349B2 (ja) 電力変換システム

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant