CN103227566A

CN103227566A - 一种dc-dc变换器

Info

Publication number: CN103227566A
Application number: CN2013101402498A
Authority: CN
Inventors: 谢强; 陈亮
Original assignee: Huawei Technologies Co Ltd
Current assignee: Huawei Technologies Co Ltd
Priority date: 2013-04-22
Filing date: 2013-04-22
Publication date: 2013-07-31
Anticipated expiration: 2033-04-22
Also published as: US9312763B2; US20140312862A1; CN103227566B

Abstract

本发明适用于直流电变换领域，提供了一种DC-DC变换器。本发明通过采用包括三角波产生模块和开关控制模块的DC-DC变换器，由三角波产生模块根据储能电感L1的两端电压生成一三角波信号，并经过开关控制模块根据其内部所产生的时钟信号和所述三角波信号输出控制电平控制PMOS功率管和NMOS功率管的按照预设开关频率进行开关操作，实现了对PMOS功率管和NMOS功率管进行固定开关频率控制，且在保证对直流电进行电压转换的前提下简化了DC-DC变换器的电路结构，抗噪声能力得到提升，同时减少了DC-DC变换器在芯片集成设计时所占用的封装面积，进而降低了芯片成本。

Description

一种DC-DC变换器

技术领域

本发明属于直流电变换领域，尤其涉及一种DC-DC变换器。

背景技术

目前，DC-DC变换器的转换方式分为升压型、降压型以及降压-升压型，而且工作模式也包括具有固定频率的峰值电流模式、谷值电流模式及电压模式，同时还包括非固定开关频率的迟滞模式。随着负载对频率成分的要求越来越高，固定开关频率是必须的，也是至关重要的。因此，现有技术提供了具备固定开关频率的电流型DC-DC变换器和电压型DC-DC变换器。其中，电流型DC-DC变换器是工作于峰值电流模式的降压型结构，其通过电流采样电路、斜坡补偿电路以及误差放大器对功率管的通断进行控制，虽然能够达到实现固定开关频率的目的，但电路结构相对复杂，成本高，且抗噪声能力差；电压型DC-DC变换器通过比较器的输出电平控制PMOS功率管和NMOS功率管的通断，而比较器的输出又是由固定频率的锯齿波和误差放大器对输出反馈电压进行误差比较放大后所输出的电平信号共同决定的，然而由于其采用误差放大器，需要使用大电容和大电阻对输出直流电进行三阶补偿，这样便会使DC-DC变换器的结构复杂，在电路集成时会出现所占用的封装面积大，从而增加了成本。

综上所述，现有的DC-DC变换器虽然能够对功率管实现固定开关频率控制，但却存在因电路结构复杂而导致抗噪声能力差，且于电路集成时在芯片中所占用的封装面积过大和成本增加的问题。

发明内容

本发明的目的在于提供一种DC-DC变换器，旨在解决现有的DC-DC变换器虽然能够对功率管实现固定开关频率控制，但却存在因电路结构复杂而导致抗噪声能力差，且于电路集成时在芯片中所占用的封装面积过大和成本增加的问题。

本发明是这样实现的，一种DC-DC变换器，与直流电源连接，包括PMOS功率管、NMOS功率管、储能电感L1及滤波电容C1，所述PMOS功率管和所述NMOS功率管分别根据各自的栅极输入信号的频率进行开关操作以对所述直流电源所输出的直流电进行电压变换，所述储能电感L1与所述滤波电容C1对经过所述PMOS功率管和所述NMOS功率管进行电压变换后的直流电进行稳压滤波处理后输出；所述DC-DC变换器还包括：

三角波产生模块，第一输入端和第二输入端分别连接所述储能电感L1的第一端和第二端，用于根据所述储能电感L1的两端电压生成一三角波信号；以及

开关控制模块，输入端接所述三角波产生模块的输出端，输出端同时与所述PMOS功率管的栅极和NMOS功率管的栅极连接，用于根据所述三角波信号输出控制电平控制所述PMOS功率管和所述NMOS功率管按照预设开关频率进行开关操作。

本发明通过采用包括所述三角波产生模块和所述开关控制模块的DC-DC变换器，由所述三角波产生模块根据所述储能电感L1的两端电压生成一三角波信号，并经过所述开关控制模块根据其内部所产生的时钟信号和所述三角波信号输出控制电平控制所述PMOS功率管和所述NMOS功率管的按照固定开关频率进行开关操作，实现了对所述PMOS功率管和所述NMOS功率管进行预设开关频率控制，且在保证对直流电进行电压转换的前提下简化了DC-DC变换器的电路结构，抗噪声能力得到提升，同时减少了DC-DC变换器在芯片集成设计时所占用的封装面积，进而降低了芯片成本，从而解决了现有的DC-DC变换器虽然能够对功率管实现固定开关频率控制，但却存在因电路结构复杂而导致抗噪声能力差，且于电路集成时在芯片中所占用的封装面积过大和成本增加的问题。

附图说明

图1是本发明实施例所提供的DC-DC变换器的结构图；

图2是本发明第一实施例所提供的DC-DC变换器的示例电路结构；

图3是本发明第二实施例所提供的DC-DC变换器的示例电路结构；

图4是本发明第三实施例所提供的DC-DC变换器的示例电路结构；

图5是本发明第四实施例所提供的DC-DC变换器的示例电路结构。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。

本发明实施例通过采用包括三角波产生模块和开关控制模块的DC-DC变换器，由三角波产生模块根据储能电感L1的两端电压生成一三角波信号，并经过开关控制模块根据其内部所产生的时钟信号和所述三角波信号输出控制电平控制PMOS功率管和NMOS功率管的按照固定开关频率进行开关操作，实现了对PMOS功率管和NMOS功率管进行预设开关频率控制，且在保证对直流电进行电压转换的前提下简化了DC-DC变换器的电路结构，抗噪声能力得到提升，同时减少了DC-DC变换器在芯片集成设计时所占用的封装面积，进而降低了芯片成本。

图1示出了本发明实施例所提供的DC-DC变换器的结构，为了便于说明，仅示出了与本发明实施例相关的部分，详述如下：

一种DC-DC变换器，与直流电源300连接，包括PMOS功率管Q1、NMOS功率管Q2、储能电感L1及滤波电容C1，PMOS功率管Q1和NMOS功率管Q2分别根据各自栅极的输入信号的频率进行开关操作以对直流电源300所输出的直流电进行电压变换，储能电感L1与滤波电容C1组成稳压滤波电路对经过PMOS功率管Q1和NMOS功率管Q2进行电压变换后的直流电进行稳压滤波处理后输出。

DC-DC变换器还包括：

三角波产生模块100，所述三角波产生模块100的第一输入端和第二输入端分别连接储能电感L1的第一端和第二端，用于根据储能电感L1的两端电压生成一三角波信号；以及

开关控制模块200，所述开关控制模块200的输入端接三角波产生模块100的输出端，所述开关控制模块200的输出端同时与PMOS功率管Q1的栅极和NMOS功率管Q2的栅极连接，所述开关控制模块200根据三角波产生模块100输出的三角波信号向所述PMOS功率管Q1的栅极和NMOS功率管Q2的栅极输出控制电平，所述控制电平用于控制PMOS功率管Q1和NMOS功率管Q2按照预设开关频率进行开关操作。

在本发明实施例中，直流电源300的输出端连接PMOS功率管Q1的漏极，NMOS功率管Q2的漏极与PMOS功率管Q1的源极共接于储能电感L1的第一端，NMOS功率管Q2的源极接地，滤波电容C1的正极和负极分别连接储能电感L1的第二端与地，储能电感L1的第二端连接负载400。

以下结合具体实施例对上述的DC-DC变换器的具体实现进行详细描述：

实施例一：

图2示出了本发明第一实施例所提供的DC-DC变换器的示例电路结构，为了便于说明，仅示出了与本发明第一实施例相关的部分，详述如下：

作为本发明一实施例，三角波产生模块100包括电阻R1、电阻R2及储能电容C2，电阻R1的第一端与三角波产生模块100的第一输入端相连，电阻R1的第二端与电阻R2的第一端共接于储能电容C2的正极，电阻R2的第二端接地，储能电容C2的正极和负极分别与三角波产生模块100的输出端和第二输入端相接。

作为本发明一实施例，开关控制模块200包括：

第一比较器COMP1、第一RS触发器TRG1、第一斜坡补偿电路201、第一基准电压源202及第一时钟信号源203；

第一比较器COMP1的同相输入端与开关控制模块200的输入端相接，第一比较器COMP1的正电源端和负电源端分别连接+5V直流电源和地，第一斜坡补偿电路201的输入端接第一比较器COMP1的同相输入端，第一斜坡补偿电路201的输出端与第一基准电压源202的输出端共接于第一比较器COMP1的反相输入端，第一RS触发器TRG1的第一输入端S和第二输入端R分别连接第一比较器COMP1的输出端和第一时钟信号源203的输出端，第一RS触发器TRG1的第一输出端Q与开关控制模块200的输出端相连，第一RS触发器TRG1的第二输出端

空接。其中，第一斜坡补偿电路201为常用的斜坡补偿信号产生电路，其所产生的斜坡补偿信号的斜率大小跟随三角波产生模块100所生成的三角波信号的下降沿的斜率大小的变化而变化；第一基准电压源202为常用的基准电压产生电路，其用于输出具有固定电压值的基准电压信号；第一时钟信号源203为常用的时钟信号产生电路，其用于输出具有固定频率的时钟信号。此处采用第一斜坡补偿电路201产生斜坡补偿信号是为了克服第一比较器COMP1因发生次谐波振荡而影响其输出信号的问题，从而提高第一比较器COMP1的工作稳定性，以保证第一RS触发器TRG1对PMOS功率管Q1和NMOS功率管Q2进行准确的开关控制。

以下结合工作原理对上述的DC-DC变换器作进一步说明：

工作时，电阻R1和电阻R2将储能电感L1的第一端的电压进行分压后输出至储能电容C2的正极，同时储能电容C2的负极也从储能电感L1的第二端取电压，则通过由电阻R1、电阻R2及储能电容C2所组成的三角波产生电路根据储能电感L1的第一端电压V1与第二端电压Vo生成一个三角波信号输出至第一比较器COMP1和第一斜坡补偿电路201，随后第一斜坡补偿电路201以其内部预设的固有频率并结合所述三角波信号输出斜坡补偿信号，该斜坡补偿信号与第一基准电压源202输出的基准电压信号叠加后进入第一比较器COMP1的反相输入端，则第一比较器COMP1对其同相输入端与反相输入端进行电压比较后相应地输出一电平信号至第一RS触发器TRG1的第一输入端S。由于第一比较器COMP1的同相输入端的电压是跟随三角波信号的变化而变化的，所以第一比较器COMP1所连续输出的信号也会是由高低电平按照一定的占空比组合而成的脉冲信号。根据RS触发器的特性，其逻辑真值表如下：

在上表中，根据RS触发器的特性，第一RS触发器TRG1的第一输入端S与第二输入端R不可同时置位为1，因为同时置位为1时，第一RS触发器TRG1的输出会出现不确定的情况。由于斜坡补偿信号决定了第一比较器COMP1的同相输入端与反相输入端的信号频率，也就决定了第一比较器COMP1的输出频率，所以，在本发明实施例中，为了使第一时钟信号源203不会与第一比较器COMP1在同一个脉冲宽度时间内同时输出高电平，第一时钟信号源203所输出的时钟信号的频率与斜坡补偿信号的频率是不同的。当第一比较器COMP1的输出为高电平（即第一RS触发器TRG1的第一输入端S置位为1）时，无论第一时钟信号源203所输出的时钟信号（即第一RS触发器TRG1的第二输入端R的置位信号）为高电平或低电平，第一RS触发器TRG1的第一输出端Q都会输出高电平控制PMOS功率管Q1截止和NMOS功率管Q2导通；当第一时钟信号源203输出的时钟信号为高电平（即第一RS触发器TRG1的第二输入端R置位为1）时，无论第一比较器COMP1的输出为高电平或低电平，第一RS触发器TRG1的第一输出端Q都会输出低电平控制PMOS功率管Q1导通和NMOS功率管Q2截止。通过上述的第一RS触发器TRG1控制PMOS功率管Q1和NMOS功率管Q2按照固定频率（即为前述的预设开关频率）进行通断操作，并配合储能电感L1以达到对直流电源300所输出的直流电进行电压转换的目的。

实施例二：

图3示出了本发明第二实施例所提供的DC-DC变换器的示例电路结构，为了便于说明，仅示出了与本发明第二实施例相关的部分，详述如下：

作为本发明一实施例，三角波产生模块100包括：

电阻R3、储能电容C3、储能电容C4、电阻R4及电阻R5；

电阻R3的第一端与三角波产生模块100的第一输入端相连，电阻R3的第二端接储能电容C3的负极，储能电容C3的正极与三角波产生模块100的输出端相接，储能电容C4的负极接电阻R4的第一端，电阻R4的第一端与三角波产生模块100的第二输入端相接，且电阻R4的第二端与储能电容C4的正极以及电阻R5的第一端共接于储能电容C3的正极，电阻R5的第二端接地。

本实施例所提供的DC-DC变换器中的开关控制模块200的内部结构与本发明第一实施例所提供的开关控制模块200的内部结构相同，因此不再赘述。

以下结合工作原理对上述的DC-DC变换器作进一步说明：

工作时，由电阻R3、储能电容C3、储能电容C4、电阻R4及电阻R5所组成的三角波产生电路根据储能电感L1的第一端电压V1与第二端电压Vo生成一个三角波信号输出至第一比较器COMP1和第一斜坡补偿电路201，随后第一斜坡补偿电路201以其内部预设的固有频率并结合该三角波信号输出斜坡补偿信号，该斜坡补偿信号与第一基准电压源202输出的基准电压信号叠加后进入第一比较器COMP1的反相输入端，则第一比较器COMP1对其同相输入端与反相输入端进行电压比较后相应地输出一电平信号至第一RS触发器TRG1的第一输入端S。从上述内容可知，由于第一比较器COMP1的同相输入端的电压是跟随三角波信号的变化而变化的，所以第一比较器COMP1所连续输出的信号也会是由高低电平按照一定的占空比组合而成的脉冲信号。根据RS触发器的特性，其逻辑真值表如下：

在上表中，根据RS触发器的特性，第一RS触发器TRG1的第一输入端S与第二输入端R不可同时置位为1，因为同时置位为1时，第一RS触发器TRG1的输出会出现不确定的情况。由于斜坡补偿信号决定了第一比较器COMP1的同相输入端与反相输入端的信号频率，也就决定了第一比较器COMP1的输出频率所以，所以，在本发明实施例中，为了使第一时钟信号源203不会与第一比较器COMP1在同一个脉冲宽度时间内同时输出高电平，第一时钟信号源203所输出的时钟信号的频率与斜坡补偿信号的频率是不同的。当第一比较器COMP1的输出为高电平（即第一RS触发器TRG1的第一输入端S置位为1）时，无论第一时钟信号源203所输出的时钟信号（即第一RS触发器TRG1的第二输入端R的置位信号）为高电平或低电平，第一RS触发器TRG1的第一输出端Q会输出高电平控制PMOS功率管Q1截止和NMOS功率管Q2导通；当第一时钟信号源203输出的时钟信号为高电平（即第一RS触发器TRG1的第二输入端R置位为1）时，无论第一比较器COMP1的输出为高电平或低电平，第一RS触发器TRG1的第一输出端Q会输出低电平控制PMOS功率管Q1导通和NMOS功率管Q2截止。通过上述的第一RS触发器TRG1控制PMOS功率管Q1和NMOS功率管Q2按照固定频率（即为前述的预设开关频率）进行通断操作，并配合储能电感L1以达到对直流电源300所输出的直流电进行电压转换的目的。

实施例三：

图4示出了本发明第三实施例所提供的DC-DC变换器的示例电路结构，为了便于说明，仅示出了与本发明第三实施例相关的部分，详述如下：

本实施例所提供的DC-DC变换器中的三角波产生模块100的内部结构与本发明第一实施例所提供的三角波产生模块100的内部结构相同，因此不再赘述。

作为本发明一实施例，开关控制模块200包括：

第二比较器COMP2、第二RS触发器TRG2、第二斜坡补偿电路210、第二基准电压源220及第二时钟信号源230；

第二比较器COMP2的反相输入端与开关控制模块200的输入端相连，第二比较器COMP2的正电源端和负电源端分别连接+5V直流电源和地，第二斜坡补偿电路210的输入端接第二比较器COMP2的反相输入端，第二斜坡补偿电路210的输出端与第二基准电压源220的输出端共接于第二比较器COMP2的同相输入端，第二RS触发器TRG2的第一输入端S和第二输入端R分别连接第二时钟信号源230的输出端和第二比较器COMP2的输出端，第二RS触发器TRG2的第一输出端Q与开关控制模块200的输出端相接，第二RS触发器TRG2的第二输出端

空接。其中，第二斜坡补偿电路210为常用的斜坡补偿信号产生电路，其所产生的斜坡补偿信号的斜率大小跟随三角波产生模块100所生成的三角波信号的下降沿的斜率大小的变化而变化；第二基准电压源220为常用的基准电压产生电路，其用于输出具有固定电压值的基准电压信号；第二时钟信号源230为常用的时钟信号产生电路，其用于输出具有固定频率的时钟信号。此处采用第二斜坡补偿电路210产生斜坡补偿信号是为了克服第二比较器COMP2因发生次谐波振荡而影响其输出信号的问题，从而提高第二比较器COMP2的工作稳定性，以保证第二RS触发器TRG2对PMOS功率管Q1和NMOS功率管Q2进行准确的开关控制。

以下结合工作原理对上述的DC-DC变换器作进一步说明：

工作时，电阻R1和电阻R2将储能电感L1的第一端的电压进行分压后输出至储能电容C2的正极，同时储能电容C2的负极也从储能电感L1的第二端取电压，则通过由电阻R1、电阻R2及储能电容C2所组成的三角波产生电路根据储能电感L1的第一端电压V1与第二端电压Vo生成一个三角波信号输出至第二比较器COMP2和第二斜坡补偿电路210，随后第二斜坡补偿电路210以其内部预设的固有频率并结合该三角波信号输出斜坡补偿信号，该斜坡补偿信号与第二基准电压源220输出的基准电压信号叠加后进入第二比较器COMP2的同相输入端，则第二比较器COMP2对其同相输入端与反相输入端进行电压比较后相应地输出一电平信号至第二RS触发器TRG2的第二输入端R。从上述内容可知，由于第二比较器COMP2的反相输入端的电压是跟随三角波信号的变化而变化的，所以第二比较器COMP2所连续输出的信号也会是由高低电平按照一定的占空比组合而成的脉冲信号。根据RS触发器的特性，其逻辑真值表如下：

在上表中，根据RS触发器的特性，第二RS触发器TRG2的第一输入端S与第二输入端R不可同时置位为1，因为同时置位为1时，第二RS触发器TRG2的输出会出现不确定的情况。由于斜坡补偿信号决定了第二比较器COMP2的同相输入端与反相输入端的信号频率，也就决定了第二比较器COMP2的输出频率，所以，在本发明实施例中，为了使第二时钟信号源230不会与第二比较器COMP2在同一个脉冲宽度时间内同时输出高电平，第二时钟信号源230所输出的时钟信号的频率与斜坡补偿信号的频率是不同的。当第二比较器COMP2的输出为高电平（即第二RS触发器TRG2的第二输入端R置位为1）时，无论第二时钟信号源230所输出的时钟信号（即第二RS触发器TRG2的第一输入端S的置位信号）为高电平或低电平，第二RS触发器TRG2的第一输出端Q会输出低电平控制PMOS功率管Q1导通和NMOS功率管Q2截止；当第二时钟信号源230输出的时钟信号为高电平（即第二RS触发器TRG2的第一输入端S置位为1）时，无论第二比较器COMP2的输出为高电平或低电平，第二RS触发器TRG2的第一输出端Q会输出高电平控制PMOS功率管Q1截止和NMOS功率管Q2导通。通过上述的第二RS触发器TRG2控制PMOS功率管Q1和NMOS功率管Q2按照固定频率（即为前述的预设开关频率）进行通断操作，并配合储能电感L1以达到对直流电源300所输出的直流电进行电压转换的目的。

实施例四：

图5示出了本发明第四实施例所提供的DC-DC变换器的示例电路结构，为了便于说明，仅示出了与本发明第四实施例相关的部分，详述如下：

本实施例所提供的DC-DC变换器中的三角波产生模块100的内部结构与本发明第二实施例所提供的三角波产生模块100的内部结构相同，且本实施例中的开关控制模块200的内部结构则与本发明第三实施例所提供的开关控制模块200的内部结构一致，因此不再赘述。

以下结合工作原理对上述的DC-DC变换器作进一步说明：

工作时，由电阻R3、储能电容C3、储能电容C4、电阻R4及电阻R5所组成的三角波产生电路根据储能电感L1的第一端电压LX与第二端电压Vo生成一个三角波信号输出至第二比较器COMP2和第二斜坡补偿电路210，随后第二斜坡补偿电路210以其内部预设的固有频率并结合该三角波信号输出斜坡补偿信号，该斜坡补偿信号与第二基准电压源220输出的基准电压信号叠加后进入第二比较器COMP2的同相输入端，则第二比较器COMP2对其同相输入端与反相输入端进行电压比较后相应地输出一电平信号至第二RS触发器TRG2的第二输入端R。从上述内容可知，由于第二比较器COMP2的反相输入端的电压是跟随三角波信号的变化而变化的，所以第二比较器COMP2所连续输出的信号也会是由高低电平按照一定的占空比组合而成的脉冲信号。根据RS触发器的特性，其逻辑真值表如下：

本发明实施例通过采用包括三角波产生模块100和开关控制模块200的DC-DC变换器，由三角波产生模块100根据储能电感L1的两端电压生成一三角波信号，并经过开关控制模块200根据其内部所产生的时钟信号和所述三角波信号输出控制电平控制PMOS功率管Q1和NMOS功率管Q2的按照固定开关频率进行开关操作，实现了对PMOS功率管Q1和NMOS功率管Q2进行预设开关频率控制，且在保证对直流电进行电压转换的前提下简化了DC-DC变换器的电路结构，抗噪声能力得到提升，同时减少了DC-DC变换器在芯片集成设计时所占用的封装面积，进而降低了芯片成本，从而解决了现有的DC-DC变换器虽然能够对功率管实现固定开关频率控制，但却存在因电路结构复杂而导致抗噪声能力差，且于电路集成时在芯片中所占用的封装面积过大和成本增加的问题。

以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims

1.一种DC-DC变换器，与直流电源连接，包括PMOS功率管、NMOS功率管、储能电感L1及滤波电容C1，所述PMOS功率管和所述NMOS功率管分别根据各自栅极的输入信号的频率进行开关操作以对所述直流电源所输出的直流电进行电压变换，所述储能电感L1与所述滤波电容C1对经过所述PMOS功率管和所述NMOS功率管进行电压变换后的直流电进行稳压滤波处理后输出；其特征在于，所述DC-DC变换器还包括：

2.如权利要求1所述的DC-DC变换器，其特征在于，所述三角波产生模块包括电阻R1、电阻R2及储能电容C2，所述电阻R1的第一端与所述三角波产生模块的第一输入端相连，所述电阻R1的第二端与所述电阻R2的第一端共接于所述储能电容C2的正极，所述电阻R2的第二端接地，所述储能电容C2的正极和负极分别与所述三角波产生模块的输出端和第二输入端相接。

3.如权利要求1所述的DC-DC变换器，其特征在于，所述开关控制模块包括：

第一比较器、第一RS触发器、第一斜坡补偿电路、第一基准电压源及第一时钟信号源；

所述第一比较器的同相输入端与所述开关控制模块的输入端相接，所述第一比较器的正电源端和负电源端分别连接+5V直流电源和地，所述第一斜坡补偿电路的输入端接所述第一比较器的同相输入端，所述第一斜坡补偿电路的输出端与所述第一基准电压源的输出端共接于所述第一比较器的反相输入端，所述第一RS触发器的第一输入端和第二输入端分别连接所述第一比较器的输出端和所述第一时钟信号源的输出端，所述第一RS触发器的第一输出端与所述开关控制模块的输出端相连，所述第一RS触发器的第二输出端空接。

4.如权利要求1所述的DC-DC变换器，其特征在于，所述三角波产生模块包括：

电阻R3、储能电容C3、储能电容C4、电阻R4及电阻R5；

所述电阻R3的第一端与所述三角波产生模块的第一输入端相连，所述电阻R3的第二端接所述储能电容C3的负极，所述储能电容C3的正极与所述三角波产生模块的输出端相接，所述储能电容C4的负极接所述电阻R4的第一端，所述电阻R4的第一端与所述三角波产生模块的第二输入端相接，且所述电阻R4的第二端与所述储能电容C4的正极以及所述电阻R5的第一端共接于所述储能电容C3的正极，所述电阻R5的第二端接地。

5.如权利要求1所述的DC-DC变换器，其特征在于，所述开关控制模块包括：

第二比较器、第二RS触发器、第二斜坡补偿电路、第二基准电压源及第二时钟信号源；

所述第二比较器的反相输入端与所述开关控制模块的输入端相连，所述第二比较器的正电源端和负电源端分别连接+5V直流电源和地，所述第二斜坡补偿电路的输入端接所述第二比较器的反相输入端，所述第二斜坡补偿电路的输出端与所述第二基准电压源的输出端共接于所述第二比较器的同相输入端，所述第二RS触发器的第一输入端和第二输入端分别连接所述第二时钟信号源的输出端和所述第二比较器的输出端，所述第二RS触发器的第一输出端与所述开关控制模块的输出端相接，所述第二RS触发器的第二输出端空接。