CN204376750U

CN204376750U - 直流-交流变换电路

Info

Publication number: CN204376750U
Application number: CN201520033506.2U
Authority: CN
Inventors: 李伦全; 刘嘉健; 燕沙
Original assignee: SHENZHEN BOYN ELECTRIC Co Ltd
Current assignee: SHENZHEN BOYN ELECTRIC Co Ltd
Priority date: 2015-01-16
Filing date: 2015-01-16
Publication date: 2015-06-03
Anticipated expiration: 2025-01-16

Abstract

本实用新型公开了一种直流-交流变换电路，包括第一至第三直流源、第一至第四电容、第三至第四开关管或第三至第四二极管、逆变桥、输出滤波电感。本实用新型可利用逆变桥的不同电压段开通工作模式，充分利用直流输入的电压，降低逆变桥回路中各元件的开通及关断应力，降低开关损耗；有助于逆变电路的工作频率提高或者效率提高；从而提高功率密度和减小体积。同时也可以通过对输入直流源的合理配备，实现输入源的功率均分。

Description

直流-交流变换电路

技术领域

本实用新型涉及开关电源，特别是一种直流-交流变换电路。

背景技术

在现有的直流变换应用场合，如中高压逆变器、功率放大器等，当输入的直流(DC)源电压需要多个串联达到高压，然后再将母线电压进行降压逆变或者转换，所以功率管的损耗较大。因此有必要设计出一种新的电路，可通过输入电压平台的合理配比以及合适的控制，同时在不同的电压段从不同的电压平台续流，获取更高的性价比。

实用新型内容

本实用新型的主要目的在于针对现有技术的不足，提供一种新的直流-交流变换电路。

为实现上述目的，本实用新型采用以下技术方案：

一种直流-交流变换电路，包括第一至第三直流源、第一至第四电容、第三至第四开关管、逆变桥、输出滤波电感；

其中，所述第一至第三直流源串联连接，第一至第三电容分别并联在第一至第三直流源的两端，所述逆变桥包括第一至第二开关管、第五至第八开管，第一开关管的漏极与第三电容的正极以及第三直流源的正端相连，第一开关管的源极与第三开关管的漏极相连，第三开关管的源极与第三电容的负极相连，第七开关管的源极与第四开关管的源极相连，第七开关管的漏极与第五开关管的源极相连，并与输出负载的一端相连，第四开关管的漏极与第一直流源的负端相连，第五开关管的漏极与第三开关管的漏极相连，第六开关管的漏极与第三开关管的漏极相连，第六开关管的源极与第八开关管的漏极相连，并与所述输出滤波电感的输入端相连，第八开关管的漏极与第四开关管的源极及第二开关管的漏极相连，第二开关管的源极与第二直流源的负端相连，第四电容的一端与所述输出滤波电感的输出端相连，第四电容的另一端与第五开关管的源极及第七开关管的漏极相连。

其中，第一至第八开关管是能够用驱动信号控制其通断的高速半导体开关。

一种直流-交流变换电路，包括多个所述的电路以形成多路电源输出或者单路串联输出。

一种直流-交流变换电路，包括第一至第三直流源、第一至第四电容、第三至第四二极管、逆变桥、输出滤波电感；

其中，所述第一至第三直流源串联连接，第一至第三电容分别并联在第一至第三直流源的两端，所述逆变桥包括第一至第二开关管、第五至第八开管，第一开关管的漏极与第三电容的正极以及第三直流源的正端相连，第一开关管的源极与第三二极管的阴极相连，第三二极管的阳极与第三电容的负极相连，第七开关管的源极与第四二极管的阳极相连，第七开关管的漏极与第五开关管的源极相连，并与输出负载的一端相连，第四二极管的阴极与第一直流源的负端相连，第五开关管的漏极与第三二极管的阴极相连，第六开关管的漏极与第三二极管的阴极相连，第六开关管的源极与第八开关管的漏极相连，并与所述输出滤波电感的输入端相连，第八开关管的漏极与第四二极管的阳极及第二开关管的漏极相连，第二开关管的源极与第二直流源的负端相连，第四电容的一端与所述输出滤波电感的输出端相连，第四电容的另一端与第五开关管的源极及第七开关管的漏极相连。

其中，第一、第二、第五至第八开关管是能够用驱动信号控制其通断的高速半导体开关。

本实用新型的有益效果：

使用本实用新型的直流-交流变换电路，可充分利用直流输入的电压，降低逆变桥回路中各元件的开通及关断应力，降低开关损耗；有助于逆变电路的工作频率提高或者效率提高；从而提高功率密度和减小体积。同时也可以通过对输入直流源的合理配备，实现输入源的功率均分；本实用新型的电路在中高压的逆变器或者功率放大器中有明显优势。

附图说明

图1为本实用新型直流-交流变换电路实施例一的电路图；

图2是本实用新型实施例逆变工作区域模式划分示意图；

图3是本实用新型实施例逆变桥PWM驱动时序示意图；

图4是本实用新型直流-交流变换电路实施例二的电路图。

具体实施方式

以下对本实用新型的实施方式作详细说明。应该强调的是，下述说明仅仅是示例性的，而不是为了限制本实用新型的范围及其应用。

实施例一

如图1所示的直流-交流变换电路，包括：第一至第三直流源DC1、DC2、DC3；第一至第四电容C1、C2、C3、C4，其中第一至第三电容C1、C2、C3为滤波储能电容，第四电容C4为输出滤波电容；第三至第四开关管Q3、Q4，其为两个续流开关管；逆变桥；以及输出滤波电感L1。此外，变换电路还配备有必要的驱动器和控制器。

在该直流-交流变换电路中，第一至第三直流源DC1、DC2、DC3串联连接，第一至第三电容C1、C2、C3分别并联在第一至第三直流源DC1、DC2、DC3的两端，逆变桥包括第一至第二开关管Q1、Q2、第五至第八开管Q5、Q6、Q7、Q8，第一开关管Q1的漏极与第三电容C3的正极以及第三直流源DC3的正端相连，第一开关管Q1的源极与第三开关管Q3的漏极相连，第三开关管Q3的源极与第三电容C3的负极相连，第七开关管Q7的源极与第四开关管Q4的源极相连，第七开关管Q7的漏极与第五开关管Q5的源极相连，并与输出负载R的一端相连，第四开关管Q4的漏极与第一直流源DC1的负端相连，第五开关管Q5的漏极与第三开关管Q3的漏极相连，第六开关管Q6的漏极与第三开关管Q3的漏极相连，第六开关管Q6的源极与第八开关管Q8的漏极相连，并与输出滤波电感L1的输入端相连，第八开关管Q8的漏极与第四开关管Q4的源极及第二开关管Q2的漏极相连，第二开关管Q2的源极与第二直流源DC2的负端相连，第四电容C4的一端与输出滤波电感L1的输出端相连，第四电容C4的另一端与第五开关管Q5的源极及第七开关管Q7的漏极相连。在优选的实施例中，第一至第三直流源输入电压比为2.3-2.7：2.8-3.2：3.3-3.7，更佳为2.5：3：3.5。

为了讨论方便，假设第一至第三直流源DC1、DC2、DC3的直流输入电压值分别记为V1，V2,V3，三者之和为逆变所需最高母线(+BUS、-BUS)电压极为Vbus；逆变过程中的线路杂项压降及开关元件导通压降计为Vloss；D为逆变PWM信号的开通占空比；则降压电路的变换关系的实质是Vout＝(V-Vloss)*D，即Vout1＝(V1-Vloss)*D，Vout2＝(V1+V2-Vloss)*D，Vout3＝(V1+V2+V3-Vloss)*D；即对变换前的电压进行降压处理。从以上可知输出电压的最大瞬时幅值为Vbus，同时由于该变换电路中有第五至第八开管Q5,Q6,Q7,Q8的存在，形成一个典型的“H”桥，因此意味着输出端的电压的极性是可以翻转的，因此，如果输出端的某点为参考零点，那么输出电压是可正可负的。

为了讨论具有典型性，我们选常见的弦波为例，但适用于本实用新型的电压波形不限于此。如图2所示，当需要逆变输出的波形处于正半波①区域时候，此时开关管Q1,Q2,Q5的驱动信号一直为低，即一直关断，开关管Q3,Q4,Q7的驱动信号一直为高电平，即一直导通；开关管Q6在PWM驱动信号的高电平信号时候导通；电流从输入电源经过开关管Q3,Q6，电感L1，负载R，开关管Q7,Q4形成回路，当开关管Q6的PWM驱动信号变为低电平信号时候，电流经过开关管Q8的反并二极管(也可以在利用与开关管Q6互补的PWM驱动信号导通)，电感L1，负载R，开关管Q7形成续流回路；在此区域的时候，根据控制器的采样信号反馈处理，调整占空比D的大小。如果输出的波形处于负半波④区域时候，此时开关管Q1,Q2,Q7的驱动信号一直为低，即一直关断，开关管Q3,Q5,Q4的驱动信号一直为高电平，即一直导通；开关管Q8在PWM驱动信号的高电平信号时候导通；电流从输入电源经过开关管Q3,Q5，电感L1，负载R，开关管Q8,Q4形成回路，当开关管Q8的PWM驱动信号变为低电平信号时候，电流经过开关管Q5，电感L1，负载R，L3，开关管Q6的反并二极管(也可以在利用与Q5互补的PWM驱动信号导通)形成续流回路；综合全过程来看，即此时段是对Vin进行降压处理，Vout＝(V1-Vloss)*D；同时在该区域，由于输入的其他的高压电源不需要参与工作，所以电路中参与工作的开关管的开关损耗相比传统的高压减少。

当输出的波形处于正半波②区域时候，此时开关管，开关管Q5的驱动信号一直为低，即一直关断；开关管Q3,Q6,Q7的驱动信号一直为高电平，即一直导通；开关管Q2在PWM驱动信号的高电平信号时候导通，电流从输入电源经过开关管Q3,Q6,电感L1，负载R，开关管Q7,Q2形成回路，当开关管Q2的PWM驱动信号变为低电平信号时候，同时开关管Q4的反并二极管受正向偏置(也可以在利用与开关管Q2互补的PWM驱动信号导通)而导通续流；电流从输入电源经过开关管Q3,Q6,电感L1，负载R，开关管Q7,Q4形成续流回路；在此区域的时候，根据控制器的采样信号反馈处理，调整占空比D的大小，满足对输出电压的控制。同理，当逆变输出的波形处于正半波⑤区域时候，此时开关管，开关管Q7的驱动信号一直为低，即一直关断；开关管Q3,Q5,Q8的驱动信号一直为高电平，即一直导通；开关管Q2在PWM驱动信号的高电平信号时候导通，电流从输入电源经过开关管Q3,Q5，负载R，电感L1，开关管Q8,Q2形成回路，当开关管Q2的PWM驱动信号变为低电平信号时候，同时开关管Q4的反并二极管受正向偏置(也可以在利用与开关管Q2互补的PWM驱动信号导通)而导通续流；电流经过开关管Q3,Q6,电感L1，负载R，开关管Q7,Q4形成续流回路；。综合全过程来看，即此时段可以看作是对Vbus进行降压处理，即Vout＝(V1-Vloss)+(V2-Vloss)*D；在该区域，其续流电压的平台是V1，传统的此类逆变桥续流电压为0，相对来说电压跃变范围大大减小，开关管Q2的开关损耗降低很多。

此外，当逆变输出的波形处于正半波①②，②①交界区域或者处于正半波③④，④③交界区域时，开关管Q1开通时可以采用与区域②或者区域④一致的时序控制方法；当开关管Q1关断后，此时不以Vin作为续流平台，因此，关断开关管Q3或者开关管Q5，以切断与Vin的通路；同时开关管Q4,Q6维持导通来进行续流，Vout＝(Vbus-Vloss)*D。因此区间较短，相关图形显示在图3中仅表示有此工作模式和过渡过程。

当输入电压Vin值等于Vbus时，即无需启动升压；此时开关管Q1无需开通，其逆变工作与传统的H桥一致。在此就不再累赘叙述。

综上所述，当输入电压Vin值低于Vbus时，即需要启动前级的升压电路时，采用本转换电路，同时按照相关的工作控制方法，就可以明显减少升压电路的损耗，充分利用直流源的电压，同时又可以减低后级逆变桥的开关损耗，所以有利于逆变桥PWM频率的提高，即整个电路实现高频化，缩小逆变器的体积，提高功率密度。通过计算及仿真，当直流源的电压介于逆变所需最高母线电压(Vbus)的0.333到0.866之间时候，启动对应的工作模式降低开关损耗的成效显著。

实施例二

如图4所示是本实用新型的另外一种实施例，其与实施例一的区别在于，电路中用二极管D3代替了实施例一的开关管Q3，用二极管D4代替了实施例一的Q4。工作过程中，在相应二极管需要正向续流或者导通时候，其可以受正向偏置电压差而自然导通，因此当输出有无功电流(电压与电流不同相位)时，二极管D3,D4不能续流，而是通过开关管Q1,Q2进行续流，其他的部分与实施例一无区别，所以不再次累述。

另外，在实施例一和实施例二的基础上，本实用新型还可以采用多个如实施例一和实施例二的直流-交流变换电路以形成多路电源输出或者单路串联输出，达到扩充功率之目的。

本实用新型中的开关管可以是各类用驱动信号控制其通断的高速半导体开关，而不仅限于图中所表示的功率半导体开关。

以上内容是结合具体/优选的实施方式对本实用新型所作的进一步详细说明，不能认定本实用新型的具体实施只局限于这些说明。对于本实用新型所属技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本实用新型构思的前提下，其还可以对这些已描述的实施方式做出若干替代或变型，而这些替代或变型方式都应当视为属于本实用新型的保护范围。

Claims

1.一种直流-交流变换电路，其特征在于，包括第一至第三直流源、第一至第四电容、第三至第四开关管、逆变桥、输出滤波电感；

2.如权利要求1所述的直流-交流变换电路，其特征在于，第一至第八开关管是能够用驱动信号控制其通断的高速半导体开关。

3.一种直流-交流变换电路，其特征在于，包括多个如权利要求1或2所述的电路以形成多路电源输出或者单路串联输出。

4.一种直流-交流变换电路，其特征在于，包括第一至第三直流源、第一至第四电容、第三至第四二极管、逆变桥、输出滤波电感；

5.如权利要求4所述的直流-交流变换电路，其特征在于，第一、第二、第五至第八开关管是能够用驱动信号控制其通断的高速半导体开关。

6.一种直流-交流变换电路，其特征在于，包括多个如权利要求4或5所述的电路以形成多路电源输出或者单路串联输出。