CN105991024A - 一种自振荡dc-dc电路 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种自振荡DC-DC电路，开关MOS管M1的源极与直流电源Vin连接，开关MOS管M1和开关MOS管M2的漏极均与储能电感L1的一端连接，开关MOS管M1和开关MOS管M2的栅极分别与开关驱动器的两个输出端连接，开关MOS管M2的源极与地对接，储能电感L1的另一端分别与储能电容C1的正极和负载连接，储能电容C1的负极与地对接；三角波生成电路的两个输入端并联在储能电感L1的两端，三角波生成电路的输出端与比较电路的源信号输入端连接；比较电路的两个窗口信号输入端与窗口电压连接，比较电路的输出端与开关驱动器的输入端连接。本发明具有结构简单、自振荡、无放大电路、响应快、功率损耗小、电磁干扰低等特点。

Description

一种自振荡DC-DC电路

技术领域

本发明涉及电子电路领域，特别是涉及一种自振荡DC-DC电路。

背景技术

DC/DC电路是一种开关电源电路，其利用电容和电感的储能特性，通过可控开关(如MOSFET等)进行高频开关的动作，将输入的电能储存在电容(感)里，当开关断开时，电能再释放给负载，为负载提供能量。DC/DC电路所输出的功率或电压的能力与占空比有关，占空比为开关导通时间与整个开关的周期的比值。

如图1所示，图1为传统的降压型DC-DC电路，该种DC-DC电路一般具有如下几个问题：

(1)在传统的DC-DC电路中，通常采用二极管整流，而二极管的正向导通压降较大，整流过程中发生大量的损耗。为提高DC-DC的转换效率，降低DC-DC电路的损耗，可根据同步整流技术，采用通态电阻极低的功率MOSFET来取代整流二极管。

由于这两个开关MOS管通常采用同一控制信号，易出现同时导通的现象，造成大量的功率损耗。

(2)在传统的DC-DC电路中，通常需要采用振荡器来输出时钟脉冲信号及其它同频信号，这无疑增加了芯片占用的封装面积，增加了芯片成本，同时也会造成一定的功率损耗。

(3)传统的DC-DC电路结构复杂，在电路集成时，会占用较大的封装面积，增加芯片制作成本。

(4)传统的DC-DC电路功耗高、效率低，电磁干扰EMI高，有的还配置有EMI处理模块。

发明内容

本发明的目的在于克服现有技术的不足，提供一种自振荡DC-DC电路，自振荡、无需额外配置振荡器，无放大电路，功耗小、效率高，电磁干扰EMI低、无需EMI处理模块，电路结构简单，封装面积小，芯片成本低。

本发明的目的是通过以下技术方案来实现的：一种自振荡DC-DC电路，它包括开关驱动器、开关MOS管M1、开关MOS管M2、储能电感L1、储能电容C1、三角波生成电路和比较电路。

所述的开关MOS管M1的源极与直流电源Vin连接，开关MOS管M1的漏极和开关MOS管M2的漏极均与储能电感L1的输入端连接，开关MOS管M1的栅极和开关MOS管M2的栅极分别与开关驱动器的第一输出端和第二输出端连接，开关MOS管M2的源极与地对接，储能电感L1的输出端分别与储能电容C1的正极和负载连接，储能电容C1的负极与地对接。

所述的三角波生成电路的第一输入端和第二输入端分别与储能电感L1的输入端和输出端连接，三角波生成电路的输出端与比较电路的源信号输入端连接，三角波生成电路用于根据储能电感L1两端的电压生成三角波信号V_{FB_RC}。

所述的比较电路的两个窗口信号输入端与窗口电压连接，比较电路的输出端与开关驱动器输入端连接，比较电路用于将三角波信号V_{FB_RC}同窗口电压做比较后，向开关驱动器输出开关信号。

所述的开关驱动器根据所述开关信号通过非交叠时钟生成模块输出两路非交叠时钟控制信号，来分别控制开关MOS管M1和开关MOS管M2进行开关动作。

所述的三角波生成电路包括电阻R1和滤波电容C2，所述电阻R1的一端与储能电感L1的输入端连接，电阻R1的另一端分别与滤波电容C2的负端和比较电路的源信号输入端连接，滤波电容C2的正极与储能电感L1的输出端连接。

所述的窗口电压包括高阈值基准电压W_{IN_HI}和低阈值基准电压W_{IN_LO}。

所述的比较电路包括第一比较器COMP1、第二比较器COMP2和RS触发器，所述第一比较器COMP1的第一输入端与一个窗口信号输入端连接，第一比较器COMP1的第二输入端和第二比较器COMP2的第一输入端均与三角波生成电路的输出端连接，第一比较器COMP1的输出端与RS触发器的第一输入端连接，第二比较器COMP2的第二输入端与另一个窗口信号输入端连接，第二比较器COMP2的输出端与RS触发器的第二输入端连接，RS触发器的第一输出端与开关驱动器的输入端连接，RS触发器的第二输出端空接。

本发明的有益效果是：

1)本发明通过三角波生成电路和比较电路进行自振荡处理、无需额外配置振荡器，功耗小、效率高、响应速度快。

2)本发明有效降低开关MOS管和储能电感所产生的电磁干扰，无需额外配置EMI处理模块。

3)本发明省去了传统DC-DC电路中的放大电路，没有放大器，进一步降低功率损耗。

4)本发明中的开关驱动器输出两路非交叠时钟控制信号，来分别控制开关MOS管M1和开关MOS管M2进行开关动作，可有效避免开关MOS管出现同时导通的现象，避免造成大量的功率损耗。

5)本发明电路结构简单，封装面积小，芯片成本低，稳定性好，并具有一定的可移植性。

附图说明

图1为传统的降压型DC-DC电路结构原理图；

图2为本发明自振荡DC-DC电路原理框图；

图3为本发明自振荡DC-DC电路原理图；

图4为本发明自振荡DC-DC电路瞬态响应示意图。

具体实施方式

下面结合附图进一步详细描述本发明的技术方案，但本发明的保护范围不局限于以下所述。

如图2所示，一种自振荡DC-DC电路，它包括开关驱动器、开关MOS管M1、开关MOS管M2、储能电感L1、储能电容C1、三角波生成电路和比较电路。

本发明中，开关MOS管M1可选用PMOS管，开关MOS管M2可选用NMOS管。

所述的开关MOS管M1的源极与直流电源Vin连接，开关MOS管M1的漏极和开关MOS管M2的漏极均与储能电感L1的输入端连接，开关MOS管M1的栅极和开关MOS管M2的栅极分别与开关驱动器的第一输出端和第二输出端连接，开关MOS管M2的源极与地对接，储能电感L1的输出端分别与储能电容C1的正极和负载的电源输入端连接，储能电容C1的负极与地对接。

所述的三角波生成电路的第一输入端和第二输入端分别与储能电感L1的输入端和输出端连接，三角波生成电路的输出端与比较电路的源信号输入端连接，三角波生成电路用于根据储能电感L1两端的电压生成三角波信号V_{FB_RC}。

所述的比较电路的两个窗口信号输入端与窗口电压连接，比较电路的输出端与开关驱动器输入端连接，比较电路用于将三角波信号V_{FB_RC}同窗口电压做比较后，向开关驱动器输出开关信号。

所述的开关驱动器根据所述开关信号通过非交叠时钟生成模块输出两路非交叠时钟控制信号，来分别控制开关MOS管M1和开关MOS管M2进行开关动作。

开关MOS管M1和开关MOS管M2分别根据各自栅极输入的时钟控制信号，按照相应的频率做开关动作，从而使得储能电感L1/储能电容C1输出期望电压。

如图3所示，所述的三角波生成电路包括电阻R1和滤波电容C2，所述电阻R1的一端与储能电感L1的输入端连接，电阻R1的另一端分别与滤波电容C2的负端和比较电路的源信号输入端连接，滤波电容C2的正极与储能电感L1的输出端连接。储能电感L1的输出端与负载电阻R2连接。

所述的比较电路包括窗口电压比较器和RS触发器，所述的窗口电压比较器也可叫做双限比较器，它可以检测其输入电压V_{FB_RC}是否在两个给定阈值电压之间。

窗口电压比较器有两个阈值电压，即高阈值基准电压W_{IN_HI}和低阈值基准电压W_{IN_LO}。高阈值基准电压W_{IN_HI}和低阈值基准电压W_{IN_LO}的压差和DC-DC电路的输出电压Vout的波动有关，即其压差越小，Vout输出波动越小，此时忽略储能电容C1和储能电感L1大小的限制。

所述的窗口电压比较器包括第一比较器COMP1和第二比较器COMP2，所述的比较电路包括第一比较器COMP1、第二比较器COMP2和RS触发器，所述第一比较器COMP1的第一输入端与一个窗口信号输入端连接，第一比较器COMP1的第二输入端和第二比较器COMP2的第一输入端均与三角波生成电路的输出端连接，第一比较器COMP1的输出端与RS触发器的第一输入端连接，第二比较器COMP2的第二输入端与另一个窗口信号输入端连接，第二比较器COMP2的输出端与RS触发器的第二输入端连接，RS触发器的第一输出端与开关驱动器的输入端连接，RS触发器的第二输出端空接。

本发明中，三角波生成电路用于根据储能电感L1两端的电压生成三角波信号V_{FB_RC}，实现DC-DC电路的自振荡；比较电路用于将三角波信号V_{FB_RC}同窗口电压做比较，向开关驱动器输出控制开关MOS管M1和开关MOS管M2开断的开关信号。

本发明DC-DC电路的自振荡工作原理：

S1:，当电压V_{FB_RC}小于低阈值基准电压W_{IN_LO}时，开关MOS管M1导通，开关MOS管M2关断，储能电感L1开始充能，三角波生成电路的输出电压V_{FB_RC}开始线性(近似于线性)上升；

S2，当电压V_{FB_RC}上升到大于高阈值基准电压W_{IN_HI}时，开关MOS管M1关断，开关MOS管M2导通，储能电感L1从地端抽取能量，并开始放能，三角波生成电路的输出电压V_{FB_RC}开始线性(近似于线性)下降；

S3，当电压V_{FB_RC}下降到小于低阈值基准电压W_{IN_LO}时，开关MOS管M1导通，开关MOS管M2关断，储能电感L1又开始充能，三角波生成电路的输出电压V_{FB_RC}又开始线性上升；

重复上述步骤S1～S3，即可准确地输出期望的直流电压Vout。

本发明中，窗口电压W_{IN_LO}和W_{IN_HI}的值决定了DC-DC电路的输出电压Vout的大小，而窗口电压的压差又决定了DC-DC电路输出电压Vout的精度，窗口电压的压差越小，DC-DC电路输出电压Vout的精度越高。

本发明中，比较电路内部器件的具体连接方式可以有多种，只要能实现上述功能的方案均可以被实施应用。

实施例一：

第一比较器COMP1的同相输入端即其第一输入端与高阈值基准电压W_{IN_HI}连接，第一比较器COMP1的反相输入端即其第二输入端和第二比较器COMP2的同相输入端即其第一输入端均与三角波生成电路的输出端连接，第一比较器COMP1的输出端与RS触发器的输入端R即其第一输入端连接，第二比较器COMP2的反相输入端即其第二输入端与低阈值基准电压W_{IN_LO}连接，第二比较器COMP2的输出端与RS触发器的输入端S即其第二输入端连接，RS触发器的输出端即其第一输出端与开关驱动器的输入端连接，RS触发器的输出端Q即其第二输出端空接。

基本RS触发器的逻辑方程为：当本发明中的RS触发器选用与非门组成的RS触发器时，其约束方程为：SR＝0。如将RS触发器的输出端与开关驱动器的输入端连接，RS触发器的输出端Q空接。

根据上述两个式子得到它的四种输入与输出的关系：

1、当R端有效即为低电平0，S端无效即为高电平1时，则Q＝0，

2、当R端无效即为高电平1、S端有效即为低电平0时，则Q＝1，

3、当RS端均无效即均为高电平1时，触发器的状态保持不变；

4、当RS端均有效即均为低电平0时，触发器的状态不确定。

如图4所示，本发明的工作原理如下：

1)最初，储能电感L1上的电压为0V，三角波生成电路的输出电压V_{FB_RC}也为0V，此时，V_{FB_RC}＜W_{IN_LO}＜W_{IN_HI}，第一比较器COMP1输出高电平，触发器R端无效，第二比较器COMP2输出低电平，触发器S端有效，则触发器输出端输出低电平，开关驱动器的两个输出端V1和V2均输出低电平，开关MOS管M1导通，开关MOS管M2关断，储能电感L1开始充能，三角波生成电路的输出电压V_{FB_RC}开始线性(近似于线性)上升。

2)为避免造成直流电源Vin的功率损耗，开关驱动器中的非交叠时钟生成模块在接收到低电平信号后，生成两路非交叠的时钟控制信号V1和V2，使得开关MOS管M2先关闭，再导通开关MOS管M1。

3)当W_{IN_LO}＜V_{FB_RC}＜W_{IN_HI}时，第一比较器COMP1输出高电平，触发器R端无效，第二比较器COMP2输出高电平，触发器S端无效，则触发器保持现有状态不变，开关MOS管M1继续导通，开关MOS管M2持续关断，储能电感L1继续充能，三角波生成电路的输出电压V_{FB_RC}也持续上升。

4)当W_{IN_LO}＜W_{IN_HI}＜V_{FB_RC}时，第一比较器COMP1输出低电平，触发器R端有效，第二比较器COMP2输出高电平，触发器S端无效，则触发器输出端输出高电平，开关驱动器的两个输出端V1和V2均输出高电平，开关MOS管M1断开，开关MOS管M2导通，储能电感L1从地端抽取能量，并开始放能，三角波生成电路的输出电压V_{FB_RC}开始线性下降。

5)当三角波生成电路的输出电压下降到：W_{IN_LO}＜V_{FB_RC}＜W_{IN_HI}时，第一比较器COMP1输出高电平，触发器R端无效，第二比较器COMP2输出高电平，触发器S端无效，则触发器保持现有状态不变，开关MOS管M1持续断开，开关MOS管M2持续导通，储能电感L1持续放能，三角波生成电路的输出电压V_{FB_RC}继续下降。

6)当三角波生成电路的输出电压下降到：V_{FB_RC}＜W_{IN_LO}＜W_{IN_HI}时，第一比较器COMP1输出高电平，触发器R端无效，第二比较器COMP2输出低电平，触发器S端有效，则触发器输出端输出低电平，开关驱动器的两个输出端V1和V2又均输出低电平，开关MOS管M1导通，开关MOS管M2关断，储能电感L1又开始充能，三角波生成电路的输出电压V_{FB_RC}又开始上升。

本发明自振荡DC-DC电路重复上述工作过程，准确输出期望的直流电Vout。

实施例二：

实施例二与实施例一的不同之处在于：第二比较器COMP2的输出端与RS触发器的输入端R连接，第一比较器COMP1的输出端与RS触发器的输入端S连接，RS触发器的输出端Q与开关驱动器的输入端连接，RS触发器的输出端空接。即相当于窗口电压比较器、三角波生成电路和开关驱动器的连接关系及连接触点都没有改变，仅将RS触发器进行翻转，再分别同窗口电压比较器和开关驱动器连接。实施例二的工作原理同理可知，在此不再赘述。

本发明中，由于PMOS管的内阻很小，相对于电阻R1来说，其内阻可忽略不计，三角波生成电路的输出电压V_{FB_RC}的上升斜率slope_up的计算公式为：

${\mathrm{slope}}_{\mathrm{up}}=\frac{V_{\mathrm{in}}-V_{\mathrm{OUT}}}{R1\×C2}$

式中，Vin－直流电源的输出电压；

V_OUT－DC-DC电路输出的电压。

三角波生成电路的输出电压V_{FB_RC}的下降斜率slope_down的计算公式为：

${\mathrm{slope}}_{\mathrm{down}}=\frac{V_{\mathrm{OUT}}-V_{\mathrm{GND}}}{R1\×C2}$

式中，V_GND－接地端电压，一般为0V。

由上升斜率和下降斜率的计算公式可知，三角波信号V_{FB_RC}的上升斜率和下降斜率与DC-DC电路的输出电压Vout有关，三角波生成电路根据DC-DC电路自身的输出电压Vout确定三角波信号V_{FB_RC}的斜率，比较电路将与自身输出电压Vout有关的三角波信号V_{FB_RC}与窗口电压进行比较，输出同自身输出电压Vout有关的按照一定的占空比组合的开关信号，开关驱动器根据该开关信号控制开关MOS管M1和开关MOS管M2的通断，使得本发明DC-DC电路输出更为精准的符合期望的直流电Vout。

Claims (3)

1.一种自振荡DC-DC电路，其特征在于：它包括开关驱动器、开关MOS管M1、开关MOS管M2、储能电感L1、储能电容C1、三角波生成电路和比较电路；

所述的开关MOS管M1的源极与直流电源Vin连接，开关MOS管M1的漏极、开关MOS管M2的漏极和三角波生成电路的第一输入端均与储能电感L1的一端连接，开关MOS管M1的栅极和开关MOS管M2的栅极分别与开关驱动器的第一输出端和第二输出端连接，开关MOS管M2的源极与地对接，储能电感L1的另一端分别与储能电容C1的正极、三角波生成电路的第二输入端和负载连接，储能电容C1的负极与地对接；

所述的三角波生成电路的输出端与比较电路的源信号输入端连接，三角波生成电路用于根据储能电感L1两端的电压生成三角波信号VFB_RC；

所述的比较电路的两个窗口信号输入端与窗口电压连接，比较电路的输出端与开关驱动器输入端连接，比较电路用于将三角波信号VFB_RC同窗口电压做比较后，向开关驱动器输出开关信号；

所述的开关驱动器根据所述开关信号通过非交叠时钟生成模块输出两路非交叠时钟控制信号，来分别控制开关MOS管M1和开关MOS管M2进行开关动作。

2.根据权利要求1所述的一种自振荡DC-DC电路，其特征在于：所述的三角波生成电路包括电阻R1和滤波电容C2，所述电阻R1的一端与储能电感L1的输入端连接，电阻R1的另一端分别与滤波电容C2的负端和比较电路的源信号输入端连接，滤波电容C2的正极与储能电感L1的输出端连接。

3.根据权利要求1所述的一种自振荡DC-DC电路，其特征在于：所述的比较电路包括第一比较器COMP1、第二比较器COMP2和RS触发器，所述第一比较器COMP1的第一输入端与一个窗口信号输入端连接，第一比较器COMP1的第二输入端和第二比较器COMP2的第一输入端均与三角波生成电路的输出端连接，第一比较器COMP1的输出端与RS触发器的第一输入端连接，第二比较器COMP2的第二输入端与另一个窗口信号输入端连接，第二比较器COMP2的输出端与RS触发器的第二输入端连接，RS触发器的第一输出端与开关驱动器的输入端连接，RS触发器的第二输出端空接。