JP2000299979A - スイッチング電源用制御回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】広範囲な電源仕様に対応可能であり、利得変動
が少なく、入力電圧の変化に対して安定な出力が得られ
るスイッチング電源用制御回路を提供する。 【解決手段】電源制御回路の一部であり制御パルス信号
を発生するコンパレータｃｏｍｐと、所定の基準三角波
電圧を発生させる基準三角波電圧発生回路と、基準三角
波電圧発生用のタイミング容量Ｃ１，Ｃ２とを有する。
電源制御回路の一部であるコンパレータ周辺部の基準三
角波電圧発生用のタイミング容量Ｃ１，Ｃ２に流れる電
流を変化させ、制御対象の入力電圧が低い場合における
その制御対象の出力電圧情報信号と基準三角波電圧との
比較部分での基準三角波電圧の傾きを小さくなるように
設定し、制御対象の入力電圧が高い場合の出力電圧情報
信号と基準三角波電圧との比較部分での基準三角波電圧
の傾きを大きくするように設定する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、スイッチング電
源等に用いられるスイッチング電源用制御回路に関す
る。

【０００２】

【従来の技術】従来のスイッチング電源装置の制御回路
により形成される、基準三角波電圧と出力電圧情報信号
との比較回路について、図１３〜図１５を基にして説明
する。図１３において、基準電圧ＶＲＥＦとタイミング
抵抗Ｒは直列に接続され、所定の基準電圧と抵抗を利用
して任意の充放電設定基準電流ＩＲを設定する。ＩＳ１
は充放電設定基準電流ＩＲに比例した電流を流す充電用
電流源であり、基準電圧ＶＲＥＦに接続され、ＩＳ２
は、充電用電源ＩＳ１と直列に接続され、充放電設定基
準電流ＩＲに比例した電流または、充放電設定基準電流
ＩＲ同様に基準電圧ＶＲＥＦまたは任意の定電圧源と任
意の抵抗によって設定された電流に比例した電流を流す
放電用電流源である。

【０００３】容量Ｃは、充電用電流源ＩＳ１と放電用電
流源ＩＳ２との間に接続、充電用電流源ＩＳ１により充
電され、放電用電流源ＩＳ２により放電される三角波発
生用の容量である。この容量Ｃの両端で、基準三角波電
圧ＶＯＳＣが発生する。ＳＷ１，ＳＷ２は充放電切り替
えスイッチで、充電用電流源ＩＳ１と放電用電流源ＩＳ
２との間に各々設けられ、容量Ｃを挟むように位置し容
量Ｃの充放電を切り替えている。

【０００４】充放電切り替えスイッチＳＷ１，ＳＷ２の
間には、容量Ｃに接続して上限検出コンパレータＣＯＭ
Ｈ、下限検出コンパレータＣＯＭＬが接続されている。
さらに、上限検出コンパレータＣＯＭＨ、下限検出コン
パレータＣＯＭＬには、各々上限設定電圧ＶＨ、下限設
定電圧ＶＬが入力している。この上限検出コンパレータ
ＣＯＭＨ、下限検出コンパレータＣＯＭＬにより、容量
Ｃに発生する基準三角波電圧ＶＯＳＣの波形の上限と下
限を設定している。上限検出コンパレータＣＯＭＨ、下
限検出コンパレータＣＯＭＬの各出力は、容量Ｃに発生
した電圧によりそれぞれの電圧で出力を反転させ、充放
電切り替えタイミング発生用のＲＳフリップフロップＲ
ＳＦＦの各Ｒ，Ｓ端子に各々入力している。

【０００５】フリップフロップＲＳＦＦの出力Ｑは、切
り替えスイッチＳＷ１に接続しているとともに、論理否
定ＮＯＴを介して切り替えスイッチＳＷ２に接続し、各
切り替えスイッチＳＷ１，ＳＷ２を交互にオンオフす
る。

【０００６】さらに、基準三角波電圧ＶＯＳＣは、コン
パレータＣＯＭＰの反転入力端子に接続し、容量Ｃによ
り発生した基準三角波電圧ＶＯＳＣと出力電圧情報信号
ＶＯ’とが比較される。そして、コンパレータＣＯＭＰ
の出力とフリップフロップＲＳＦＦの出力Ｑとの論理積
ＡＮＤをとることにより、比較結果による時比率ＤＵＴ
Ｙを持った制御パルス電圧を、制御パルス出力端子ＯＵ
Ｔ端子より出力する。

【０００７】上記構成のスイッチング電源装置の制御回
路について、その動作を以下に説明する。基準電圧ＶＲ
ＥＦと抵抗Ｒにより定電流である充放電設定基準電流Ｉ
Ｒが流れる。そして、この基準電流ＩＲと比例した電流
ＩＯＮが充電用電源ＩＳ１に設定される。このとき、容
量Ｃの電位が上限設定電圧ＶＨ及び下限設定電圧ＶＬよ
り低い場合、下限検出コンパレータＣＯＭＬの出力が
Ｈ、上限検出コンパレータＣＯＭＨの出力がＬを出力す
るため、フリップフロップＲＳＦＦの出力ＱにはＨが出
力される。

【０００８】これにより、図１４に示すように、切り替
えスイッチＳＷ１がＯＮ、切り替えスイッチＳＷ２がＯ
ＦＦとなり、容量Ｃに基準電圧ＶＲＥＦと抵抗Ｒにより
設定される定電流の基準電流ＩＲに比例した電流ＩＯＮ
が、充電用電流源ＩＳ１から充電される。このとき基準
三角波電圧ＶＯＳＣの電圧増加の勾配は定電流充電のた
め直線になる。

【０００９】そして、容量Ｃの充電が進み基準三角波電
圧ＶＯＳＣが下限設定電圧ＶＬに達すると、下限検出コ
ンパレータＣＯＭＬの出力がＬに反転する。しかし、フ
リップフロップＲＳＦＦの働きによりその出力ＱにはＨ
が出力され続ける。そして、基準三角波電圧ＶＯＳＣが
上限設定電圧ＶＨに達すると、上限検出コンパレータＣ
ＯＭＨの出力がＨとなり、フリップフロップＲＳＦＦの
出力ＱがＬに反転する。これにより、切り替えスイッチ
ＳＷ１がＯＦＦ、切り替えスイッチＳＷ２がＯＮとな
り、容量Ｃに充電された電荷を電流源放電用電流源ＩＳ
２で設定された電流ＩＯＦＦにより定電流放電される。
このときも図１４に示すように、基準三角波電圧ＶＯＳ
Ｃの電圧低下の勾配は定電流放電のため直線になる。

【００１０】放電が開始すると、基準三角波電圧ＶＯＳ
Ｃが上限設定電圧ＶＨより低下するため、上限検出コン
パレータＣＯＭＨの出力がＬに再反転するが、フリップ
フロップＲＳＦＦの働きによりその出力ＱはＬを保持し
続ける。そして、容量Ｃの放電が進み、基準三角波電圧
ＶＯＳＣが下限設定電圧ＶＬに達すると、下限検出コン
パレータＣＯＭＬの出力がＨに反転するため、フリップ
フロップＲＳＦＦの出力ＱにＨが出力され、切り替えス
イッチＳＷ１がＯＮ、切り替えスイッチＳＷ２がＯＦＦ
に切り替わり、容量Ｃに電流ＩＯＮで定電流充電が開始
される。

【００１１】以後、基準三角波電圧ＶＯＳＣが、下限設
定電圧ＶＬと上限設定電圧ＶＨの電圧間で同様な充放電
を繰り返し充放電電圧の傾きが変化しない基準三角波電
圧ＶＯＳＣを発生させる。

【００１２】この基準三角波電圧ＶＯＳＣと出力電圧情
報信号ＶＯ’とをコンパレータＣＯＭＰで比較し、その
出力をフリップフロップＲＳＦＦの出力Ｑとの論理積Ａ
ＮＤをとることで、制御パルス出力端子ＯＵＴに出力電
圧を安定化するための所定の時比率ＤＵＴＹを持った制
御パルス電圧を、制御パルス出力端子ＯＵＴから出力す
る。

【００１３】ここで、コンパレータＣＯＭＰ周辺部の利
得は、図１５に示すように、出力電圧情報信号ＶＯ’の
変化幅△ＶＯ’に対するＤＵＴＹの変化幅の比に比例
し、基準三角波電圧ＶＯＳＣのどの電圧部分と比較して
も、時比率変化幅△ＤＵＴＹが等しいため、コンパレー
タ周辺部の利得は一定となる。

【００１４】

【発明が解決しようとする課題】近年、スイッチング電
源は、利用される電子機器の使用環境の多様化から、よ
り広範囲の入力電圧、広範囲の可変出力電圧、出力電流
など、広範囲な電源仕様に対しても出力電圧が不安定に
ならない安定な一巡制御系を持ったスイッチング電源装
置が求められている。

【００１５】しかしながら、スイッチング電源装置全体
の一巡利得は、入力電圧に依存する特性を持っているた
め、広範囲な入力電圧範囲を仕様に持つ電源は出力電圧
が不安定になりやすい。また、様々な理由により時比率
ＤＵＴＹが小さい場合に大きい場合よりも一巡利得が上
昇する特性を持つ電源も存在し、出力電圧をより不安定
にしやすくしている。

【００１６】この発明は上記従来の技術の問題点に鑑み
てなされたもので、広範囲な電源仕様に対応可能であ
り、利得変動が少なく、入力電圧の変化に対して安定な
出力が得られるスイッチング電源用制御回路を提供する
ことを目的とする。

【００１７】

【課題を解決するための手段】この発明のスイッチング
電源用制御回路は、電源制御回路の一部であり制御パル
ス信号を発生するコンパレータと、所定の基準三角波電
圧を発生させる基準三角波電圧発生回路と、基準三角波
電圧発生用のタイミング容量とを有する。そして、電源
制御回路の一部であるコンパレータ周辺部の基準三角波
電圧発生用のタイミング容量に流れる電流を変化させ、
制御対象の入力電圧が低い場合におけるその制御対象の
出力電圧情報信号と基準三角波電圧との比較部分での上
記基準三角波電圧の傾きを小さくなるように設定し、上
記制御対象の入力電圧が高い場合の出力電圧情報信号と
基準三角波電圧との比較部分での上記基準三角波電圧の
傾きを大きくするように設定したものである。上記基準
三角波電圧発生回路には、上記基準三角波電圧の傾きを
連続的に変化させる電圧変化手段を有している。

【００１８】また、上記電圧変化手段は、上記タイミン
グ容量に並列に設けられた抵抗や、上記タイミング容量
に並列に設けられたトランジスタ回路である。

【００１９】この発明のスイッチング電源用制御回路に
より、入力電圧の一巡利得依存性を小さくでき、ＤＵＴ
Ｙが小さくなった場合の一巡利得特性の利得上昇を抑え
ることができる。

【００２０】

【発明の実施の形態】以下、この発明の実施の形態につ
いて図面に基づいて説明する。図１〜図３は、この発明
のスイッチング電源用制御回路の第一実施形態を示す。
図１はこの実施形態におけるスイッチング電源装置の制
御回路の一部であるコンパレータ周辺部の構成を示す。

【００２１】充電用電流電源ＩＳ１と放電用電流源ＩＳ
２との間には、充放電切り替えスイッチＳＷ１，ＳＷ２
が直列に設けられている。この充放電切り替えスイッチ
ＳＷ１，ＳＷ２の間には、互いに直列に接続されたタイ
ミング容量Ｃ１，Ｃ２が接続されている。さらにタイミ
ング容量Ｃ１，Ｃ２の一方（図１では容量Ｃ２）には、
抵抗Ｒ２が並列に接続されている。この容量Ｃ１，Ｃ２
は、充電用電流源ＩＳ１により充電され、放電用電流源
ＩＳ２により放電される三角波発生用の容量である。こ
の容量Ｃ１，Ｃ２の両端で、基準三角波電圧ＶＯＳＣが
発生する。

【００２２】そして、タイミング容量Ｃ１は、上限検出
コンパレータＣＯＭＨの非反転入力端子と、下限検出コ
ンパレータＣＯＭＬの反転入力端に各々接続されてい
る。さらに、上限検出コンパレータＣＯＭＨの反転入力
端子には、上限設定電圧ＶＨが接続され、下限検出コン
パレータＣＯＭＬの非反転入力端子には、下限設定電圧
ＶＬが入力している。この上限検出コンパレータＣＯＭ
Ｈと下限検出コンパレータＣＯＭＬにより、容量Ｃに発
生する基準三角波電圧ＶＯＳＣの波形の上限と下限を設
定している。

【００２３】上限検出コンパレータＣＯＭＨ、下限検出
コンパレータＣＯＭＬの各出力は、容量Ｃに発生した電
圧によりそれぞれの電圧で出力を反転させ、充放電切り
替えタイミング発生用のフリップフロップＲＳＦＦの各
Ｒ，Ｓ端子に各々入力している。

【００２４】フリップフロップＲＳＦＦの出力Ｑは、切
り替えスイッチＳＷ１に接続しているとともに、論理否
定ＮＯＴを介して切り替えスイッチＳＷ２に接続し、各
切り替えスイッチＳＷ１，ＳＷ２を交互にオンオフす
る。以上により、基準三角波電圧発生回路を構成する。

【００２５】さらに、基準三角波電圧ＶＯＳＣは、コン
パレータＣＯＭＰの反転入力端子に接続し、容量Ｃによ
り発生した基準三角波電圧ＶＯＳＣと出力電圧情報信号
ＶＯ’とを比較する。そして、コンパレータＣＯＭＰの
出力とフリップフロップＲＳＦＦの出力Ｑとの論理積Ａ
ＮＤをとることにより、比較結果による時比率ＤＵＴＹ
を持った制御パルス電圧を、制御パルス出力端子ＯＵＴ
端子より出力する。

【００２６】上記構成のスイッチング電源装置の制御回
路について、その動作を以下に説明する。まず動作の概
要は上記従来の技術と同様に、基準電圧ＶＲＥＦと抵抗
Ｒ１により定電流である充放電設定基準電流ＩＲが流れ
る。そして、この基準電流ＩＲと比例した電流ＩＯＮが
充電用電源ＩＳ１に設定される。このとき、容量Ｃ１の
電位が上限設定電圧ＶＨ及び下限設定電圧ＶＬより低い
場合、下限検出コンパレータＣＯＭＬの出力がＨ、上限
検出コンパレータＣＯＭＨの出力がＬを出力するため、
フリップフロップＲＳＦＦの出力ＱにはＨが出力され
る。

【００２７】これにより、切り替えスイッチＳＷ１がＯ
Ｎ、切り替えスイッチＳＷ２がＯＦＦとなり、容量Ｃ
１，Ｃ２に基準電圧ＶＲＥＦと抵抗Ｒ１により設定され
る定電流の基準電流ＩＲに比例した電流ＩＯＮが、充電
用電流源ＩＳ１から充電される。

【００２８】そして、容量Ｃ１，Ｃ２の充電が進み基準
三角波電圧ＶＯＳＣが下限設定電圧ＶＬに達すると、下
限検出コンパレータＣＯＭＬの出力がＬに反転する。し
かし、フリップフロップＲＳＦＦの働きによりその出力
ＱにはＨが出力され続ける。そして、基準三角波電圧Ｖ
ＯＳＣが上限設定電圧ＶＨに達すると、上限検出コンパ
レータＣＯＭＨの出力がＨとなり、フリップフロップＲ
ＳＦＦの出力ＱがＬに反転する。これにより、切り替え
スイッチＳＷ１がＯＦＦ、切り替えスイッチＳＷ２がＯ
Ｎとなり、容量Ｃ１，Ｃ２に充電された電荷を放電用電
流源ＩＳ２で設定された電流ＩＯＦＦにより定電流放電
される。

【００２９】放電が開始すると、基準三角波電圧ＶＯＳ
Ｃが上限設定電圧ＶＨより低下するため、上限検出コン
パレータＣＯＭＨの出力がＬに再反転するが、フリップ
フロップＲＳＦＦの働きによりその出力ＱはＬを保持し
続ける。そして、容量Ｃ１，Ｃ２の放電が進み、基準三
角波電圧ＶＯＳＣが下限設定電圧ＶＬに達すると、下限
検出コンパレータＣＯＭＬの出力がＨに反転するため、
フリップフロップＲＳＦＦの出力ＱにＨが出力され、切
り替えスイッチＳＷ１がＯＮ、切り替えスイッチＳＷ２
がＯＦＦに切り替わり、容量Ｃ１，Ｃ２に電流ＩＯＮで
定電流充電が開始される。

【００３０】ここで、この実施形態のスイッチング電源
用制御回路は、図２示す動作波形を呈する。図２（ａ）
は容量Ｃ１に流れる充放電電流ＩＯＳＣ、（ｂ）は容量
Ｃ１の両端電圧ＶＣ１、（ｃ）は容量Ｃ２の両端電圧Ｖ
Ｃ２を示す。（ｄ）はＣＴ端子に発生する基準三角波電
圧ＶＯＳＣを示す。また図中、動作状態の時間的変化を
示すため容量Ｃ１，Ｃ２への充電期間をＴＩＯＮ、放電
期間をＴＩＯＦＦとして図２中に記している。

【００３１】即ち、この実施形態では、図２に示すよう
に、容量Ｃ１に発生するＶＣ１は充電電流ＩＯＮに比例
した一定の傾きを持って上昇し続けるが、容量Ｃ２は電
流［ＩＯＮ−ＶＣ２／Ｒ２］で充電されるため、ＶＣ２
の電圧上昇の傾きが一定とはならず時間が経過するごと
に傾きが小さくなっていく。よって、ＶＣ１とＶＣ２の
合成電圧である基準三角波電圧ＶＯＳＣは、図２（ｄ）
に示すようにＶＣ２の電圧特性が現れ、電圧変化の傾き
が連続して徐々に小さくなっていくカーブを描きながら
上限設定電圧ＶＨまで上昇し続ける。

【００３２】次に、基準三角波電圧ＶＯＳＣが上限設定
電圧ＶＨに達すると上限検出コンパレータＣＯＭＨの出
力がＨに反転し、フリップフロップＲＳＦＦのＲ入力に
印可されるためＱは反転しＬが出力される。これにより
切り替えスイッチＳＷ１がＯＦＦ、ＳＷ２がＯＮに切り
替わり、ＴＩＯＦＦに移行し容量Ｃ１，Ｃ２、及び抵抗
Ｒ２から放電電流ＩＯＦＦを流し出す。

【００３３】このとき、図２に示すように、ＶＣ１は放
電電流ＩＯＦＦに比例した一定の傾きを持って下降し続
けるがＶＣ２は、電流［−（ＩＯＦＦ−ＶＣ２／Ｒ
２）］で放電されるため、ＶＣ２に発生する電圧低下の
傾きが一定とはならず時間を経過するとともに傾きが小
さくなっていく。

【００３４】よって、ＶＣ１とＶＣ２の合成電圧である
基準三角波電圧ＶＯＳＣは、ＶＣ２の電圧特性が現れ、
電圧変化の傾きが連続して徐々に小さくなっていくカー
ブを描きながら下限設定電圧ＶＬまで低下し続ける。

【００３５】以後、基準三角波電圧ＶＯＳＣは、上限設
定電圧ＶＨと下限設定電圧ＶＬの間を上記のカーブを描
きながら充放電動作を繰り返し、電圧変化の傾きが連続
して変化するカーブを持つ波形を作り出す。そして、こ
の基準三角波電圧ＶＯＳＣと出力電圧情報信号ＶＯ’と
を、コンパレータＣＯＭＰで比較しその出力をフリップ
フロップＲＳＦＦの出力Ｑとの論理積ＡＮＤをとること
でＯＵＴ端子に出力電圧を安定化するための所定の時比
率ＤＵＴＹを持った制御パルス電圧を制御パルス出力端
子ＯＵＴ端子から出力する。

【００３６】ここで、コンパレータ周辺部の利得は、出
力電圧情報信号ＶＯ’の変化幅△ＶＯ’と、基準三角波
電圧ＶＯＳＣとの比較後にＯＵＴ端子から出力される制
御パルス電圧の時比率変化幅△ＤＵＴＹとの比で表され
る。

【００３７】また、一般的なスイッチング電源装置では
入力電圧が低い場合、制御パルス電圧の時比率ＤＵＴＹ
は大きく、入力電圧が高い場合のＤＵＴＹは小さくなる
という特性を有する。

【００３８】そこで、この実施形態のスイッチング電源
制御回路を適用すると、上記のように入力電圧が低い時
のコンパレータ周辺部の利得は、発生ＤＵＴＹが大きく
なるため、図３（ｂ）に示すように、基準三角波電圧Ｖ
ＯＳＣの高い電圧の部分で出力電圧情報信号ＶＯ’が比
較されることになり、この部分の基準三角波電圧ＶＯＳ
Ｃの傾きは小さいため、△ＶＯ’の変化に対して、△Ｄ
ＵＴＹの変化は大きくなる。

【００３９】一方、入力電圧が高い時のコンパレータ周
辺部の利得は、上記とは逆に、図３（ｃ）に示すよう
に、発生ＤＵＴＹが小さくなるため基準三角波電圧ＶＯ
ＳＣの低い電圧の部分で出力電圧情報信号ＶＯ’が比較
されることになり、この部分の基準三角波電圧ＶＯＳＣ
の傾きが大きいため、△ＶＯ’の変化に対して、△ＤＵ
ＴＹの変化は小さくなる。

【００４０】従って、入力電圧の低い場合と高い場合で
の△ＶＯ’を一定とし、各々の△ＤＵＴＹとの比から、
入力電圧が低いと利得が大きく、入力電圧が高いと利得
が小さくなる特性が得られる。これはスイッチング電源
装置の一巡制御の利得特性が入力電圧に正の相関がある
のに対し逆の特性を示すことになる。これにより、入力
電圧に対して一巡制御の利得特性がほとんど変化しない
制御系を構成することが可能になり、ＤＵＴＹが小さく
なった場合の一巡利得特性の利得上昇を抑えることがで
きる。

【００４１】次に、この発明の第二実施形態について図
４〜図６を基にして説明する。ここで上記実施形態と同
様の部材は同一符号を付して説明を省略する。この実施
形態では、上記第一実施形態と同様の構成であって、タ
イミング容量Ｃ１，Ｃ２が互いに並列に接続され、一方
の容量Ｃ２にタイミング抵抗Ｒ２が直列に接続されてい
る。

【００４２】以上のように構成されたスイッチング電源
制御回路について、以下にその動作を図５、図６を参照
しながら説明する。図５において（ａ）は容量Ｃ１とＣ
２、及び抵抗Ｒ２に流れる充放電電流ＩＯＳＣを示し、
（ｂ）は容量Ｃ１に流れる充放電電流ＩＣ１を示し、
（ｃ）は抵抗Ｒ２，容量Ｃ２に流れる充放電電流ＩＣＲ
２を示す。（ｄ）は容量Ｃ２に発生するタイミング容量
電圧ＶＣ２を示し、（ｅ）はＣＴ端子に発生する基準三
角波電圧ＶＯＳＣを示す。

【００４３】この実施形態では、ＩＣ１は［ＩＯＮ−
（ＶＯＳＣ−ＶＣ２）／Ｒ２］で表され、基準三角波電
圧ＶＯＳＣは、図５に示すように、その立ち上がり当初
はＶＣ２より電圧が低いため、ＩＣ１は充電電流ＩＯＮ
より多くなり基準三角波電圧ＶＯＳＣの電圧上昇の傾き
は大きくなる。そして、基準三角波電圧ＶＯＳＣが上限
設定電圧ＶＨに達する直前には、Ｒ２の効果により基準
三角波電圧ＶＯＳＣはＶＣ２より高くなっているため、
ＩＣ１は充電電流ＩＯＮより少なくなり基準三角波電圧
ＶＯＳＣの電圧上昇の傾きは小さくなる。

【００４４】よって、ＴＩＯＮ中では、ＴＩＯＮ初期に
ＩＣ１が充電電流ＩＯＮより多い状態からＴＩＯＮ終期
にはＩＣ１が充電電流ＩＯＮより少ない状態に徐々に減
少していく特性を持つことになり基準三角波電圧ＶＯＳ
Ｃの電圧上昇の傾きは一定にはならず時間が経過してい
くごとに傾きが連続して小さくなっていくカーブを描き
ながら上限設定電圧ＶＨまで上昇し続ける。

【００４５】次に、基準三角波電圧ＶＯＳＣが上限設定
電圧ＶＨに達すると上限検出コンパレータＣＯＭＨの出
力がＨに反転し、ＳＷ１がＯＦＦ、ＳＷ２がＯＮに切り
替わりＴＩＯＦＦに移行し容量Ｃ１，Ｃ２，抵抗Ｒ２か
ら放電電流ＩＯＦＦを流す。

【００４６】このとき、ＩＣ１は、［−ＩＯＦＦ−（Ｖ
ＯＳＣ−ＶＣ２）／Ｒ２］で表され、基準三角波電圧Ｖ
ＯＳＣは、ＶＣ２より電圧が高いため、ＩＣ１は放電電
流ＩＯＦＦより多くなり基準三角波電圧ＶＯＳＣの電圧
低下の傾きは大きくなる。また、基準三角波電圧ＶＯＳ
Ｃが下限設定電圧ＶＬに達するときには、抵抗Ｒ２の効
果により基準三角波電圧ＶＯＳＣはＶＣ２より低くなっ
ているため、ＩＣ１は放電電流ＩＯＦＦより少なくなり
基準三角波電圧ＶＯＳＣの電圧低下の傾きは小さくな
る。

【００４７】よって、ＴＩＯＦＦ中では、ＴＩＯＦＦ初
期のＩＣ１が放電電流ＩＯＦＦより多い状態から、ＴＩ
ＯＦＦ終期のＩＣ１が放電電流ＩＯＦＦより少ない状態
に徐々に減少していく特性を持つことになる。そして、
基準三角波電圧ＶＯＳＣの電圧低下の傾きは、一定には
ならず時間が経過していくごとに傾きが連続して小さく
なっていくカーブを描きながら下限設定電圧ＶＬまで低
下し続ける。

【００４８】以後、基準三角波電圧ＶＯＳＣは、上限設
定電圧ＶＨと下限設定電圧ＶＬの間を同様のカーブを描
きながら充放電動作を繰り返し、電圧変化の傾きが連続
して変化するカーブを持つ波形を作り出す。

【００４９】この実施形態においても、図６（ｂ）に示
すように、入力電圧が低い時は基準三角波電圧ＶＯＳＣ
の高い電圧の部分で出力電圧情報信号ＶＯ’が比較され
ることになり、この部分の基準三角波電圧ＶＯＳＣの傾
きは小さいため、△ＶＯ’の変化に対して、△ＤＵＴＹ
の変化は大きくなる。一方、入力電圧が高い時のコンパ
レータ周辺部の利得は、上記とは逆に、図６（ｃ）に示
すように、発生ＤＵＴＹが小さくなるため基準三角波電
圧ＶＯＳＣの低い電圧の部分で出力電圧情報信号ＶＯ’
が比較されることになり、この部分の基準三角波電圧Ｖ
ＯＳＣの傾きが大きいため、△ＶＯ’の変化に対して、
△ＤＵＴＹの変化は小さくなる。

【００５０】従って、入力電圧の低い場合と高い場合で
の△ＶＯ’を一定とし、各々の△ＤＵＴＹとの比から、
入力電圧が低いと利得が大きく、入力電圧が高いと利得
が小さくなる特性が得られ、上記実施形態と同様の効果
を得ることができる。

【００５１】次に、この発明の第三実施形態について図
７〜図９を基にして説明する。ここで上記実施形態と同
様の部材は同一符号を付して説明を省略する。この実施
形態では、上記第一実施形態と同様の構成であって、Ｒ
Ｔ端子を介してタイミング抵抗Ｒ１，Ｒ２が並列に接続
されている。さらに、抵抗Ｒ２は、ＦＥＴやその他のト
ランジスタＴＲのソースまたはエミッタに接続してい
る。このトランジスタＴＲのドレインまたはコレクタは
接地され、そのゲートまたはベースが、切り替えスイッ
チＳＷ１等と容量Ｃとの間でＣＴ端子に接続している。
これにより、基準三角波電圧ＶＯＳＣに反比例した充放
電設定可変電流ＩＶＲを流す。ここで、充放電設定基準
電流ＩＲは、図７に示すように、基準電流ＩＲ１とＩＶ
Ｒの和である。

【００５２】また、容量Ｃは上記実施形態と同様に、コ
ンパレータＣＯＭＰの反転入力端子に接続され、コンパ
レータＣＯＭＰの非反転入力端子には、出力電圧情報信
号ＶＯ’が入力している。そしてコンパレータＣＯＭＰ
の出力が、その比較結果である時比率ＤＵＴＹを持った
制御パルス電圧として、制御パルス出力端子ＯＵＴ端子
より出力する。

【００５３】以上のように構成されたスイッチング電源
制御回路について、以下にその動作を図８、図９を参照
しながら説明する。図８において（ａ）は容量Ｃに流れ
る充放電電流ＩＯＳＣを示し、（ｂ）はＲ１に流れる基
準電流ＩＲ１を示し、（ｃ）は抵抗Ｒ２，ＴＲに流れる
ＩＶＲを示し、（ｄ）は基準電流ＩＲ１とＩＶＲの合成
電流である充放電設定基準電流ＩＲを示している。ま
た、（ｅ）はＣＴ端子に発生する基準三角波電圧ＶＯＳ
Ｃを示す。

【００５４】この実施形態では、充電電流ＩＯＮは［Ｉ
Ｒ１＋ＩＶＲ］で表され、更にＩＲ１は［ＶＲＥＦ／Ｒ
１］となり、ＩＶＲは［（ＶＲＥＦ−ＶＯＳＣ−ＶＴ
Ｈ）／Ｒ２］で表される。ここで、式中Ｒ１、Ｒ２、Ｖ
ＲＥＦ、トランジスタ閾値電圧ＶＴＨの各値は、時間に
よらず一定値であるが、ＩＶＲは決定する要素に時間と
ともに変化する基準三角波電圧ＶＯＳＣが入っているた
め、充電電流ＩＯＮは時間の関数になる。

【００５５】まず、図８に示すように、ＴＩＯＮ中は充
電電流ＩＯＮで容量Ｃを充電していくため、ＩＶＲは基
準三角波電圧ＶＯＳＣの電圧上昇に伴い徐々に電流変化
の傾きが連続して小さくなりながら電流が減少していく
特性を持つことになる。ＩＶＲは充電電流ＩＯＮの一部
であるから、これにより、基準三角波電圧ＶＯＳＣは、
下限設定電圧ＶＬからの電圧上昇する傾きが一定とはな
らず時間が経過するごとに徐々に電圧変化の傾きが連続
して小さくなっていくカーブを描きながら上限設定電圧
ＶＨまで上昇し続ける。

【００５６】そして、基準三角波電圧ＶＯＳＣが上限設
定電圧ＶＨに達すると、上限検出コンパレータＣＯＭＨ
の出力がＨに反転してフリップフロップＲＳＦＦのＲに
印可されるため、出力Ｑは反転しＬが出力される。これ
により切り替えスイッチＳＷ１がＯＦＦ、ＳＷ２がＯＮ
に切り替わり、ＴＩＯＦＦに移行し容量Ｃから放電電流
ＩＯＦＦを流し出す。この実施形態の回路では、放電電
流ＩＯＦＦも、基準電流ＩＲ１とＩＶＲの和である基準
電流ＩＲに比例するため、時間の関数になる。このた
め、ＴＩＯＦＦ中も、容量Ｃが放電電流ＩＯＦＦにより
放電されていくため、ＩＶＲは基準三角波電圧ＶＯＳＣ
の電圧低下に伴い電流変化が徐々に大きくなりながら電
流増加をしていく特性を持つことになる。よって、基準
三角波電圧ＶＯＳＣは、上限設定電圧ＶＨから電圧低下
する傾きが一定とはならず時間が経過するごとに徐々に
電圧変化の傾きが大きくなっていくカーブを描きながら
下限設定電圧ＶＬまで低下し続ける。

【００５７】以後、上限設定電圧ＶＨと下限設定電圧Ｖ
Ｌの間を同様のカーブを描きながら充放電動作を繰り返
し、電圧変化の傾きが連続して変化するカーブを持つ波
形を作り出す。

【００５８】この実施形態においても、図９（ｂ）に示
すように、入力電圧が低い時は基準三角波電圧ＶＯＳＣ
の高い電圧の部分で出力電圧情報信号ＶＯ’が比較され
ることになり、この部分の基準三角波電圧ＶＯＳＣの傾
きは小さいため、△ＶＯ’の変化に対して、△ＤＵＴＹ
の変化は大きくなる。一方、入力電圧が高い時のコンパ
レータ周辺部の利得は、上記とは逆に、図９（ｃ）に示
すように、発生ＤＵＴＹが小さくなるため基準三角波電
圧ＶＯＳＣの低い電圧の部分で出力電圧情報信号ＶＯ’
が比較されることになり、この部分の基準三角波電圧Ｖ
ＯＳＣの傾きが大きいため、△ＶＯ’の変化に対して、
△ＤＵＴＹの変化は小さくなる。

【００５９】従って、入力電圧の低い場合と高い場合で
の△ＶＯ’を一定とし、各々の△ＤＵＴＹとの比から、
入力電圧が低いと利得が大きく、入力電圧が高いと利得
が小さくなる特性が得られ、上記実施形態と同様の効果
を得ることができる。

【００６０】次に、この発明の第四実施形態について図
１０〜図１２を基にして説明する。ここで上記実施形態
と同様の部材は同一符号を付して説明を省略する。この
実施形態では、上記第三実施形態と同様の構成であっ
て、ＲＴ端子を介してタイミング抵抗Ｒ１と並列にＦＥ
Ｔ等のトランジスタＴＲが設けられ、ＲＴ端子側をその
ドレインまたはコレクタに接続し、ソースまたはエミッ
タをタイミング抵抗Ｒ２に接続している。そして、トラ
ンジスタＴＲのゲートまたはベースは、容量Ｃ側のＣＴ
端子に接続し、抵抗Ｒ２の他端を接地することで基準三
角波電圧ＶＯＳＣに比例した充放電設定可変電流ＩＶＲ
を流す。充放電設定基準電流ＩＲは、図１０に示すよう
に、基準電流ＩＲ１とＩＶＲの和のである。

【００６１】また、容量Ｃは上記第三実施形態とは逆
に、コンパレータＣＯＭＰの非反転入力端子に接続さ
れ、コンパレータＣＯＭＰの反転入力端子には、出力電
圧情報信号ＶＯ’が入力している。そしてコンパレータ
ＣＯＭＰの出力が、その比較結果である時比率ＤＵＴＹ
を持った制御パルス電圧として、制御パルス出力端子Ｏ
ＵＴ端子より出力する。

【００６２】以上のように構成されたスイッチング電源
制御回路について、以下にその動作を図１１、図１２を
参照しながら説明する。図１１において（ａ）は容量Ｃ
に流れる充放電電流ＩＯＳＣを示し、（ｂ）はＲ１に流
れる基準電流ＩＲ１を示し、（ｃ）は抵抗Ｒ２，ＴＲに
流れるＩＶＲを示し、（ｄ）は基準電流ＩＲ１とＩＶＲ
の合成電流である充放電設定基準電流ＩＲを示してい
る。また、（ｅ）はＣＴ端子に発生する基準三角波電圧
ＶＯＳＣを示す。

【００６３】この実施形態では、充電電流ＩＯＮは［Ｉ
Ｒ１＋ＩＶＲ］で表され、更にＩＲ１は［ＶＲＥＦ／Ｒ
１］で、ＩＶＲは［（ＶＯＳＣ−ＶＴＨ）／Ｒ２］で表
される。ここで、式中Ｒ１、Ｒ２、ＶＲＥＦ、トランジ
スタ閾値電圧ＶＴＨの各値は、時間によらず一定値であ
るが、ＩＶＲは決定する要素に時間とともに変化する基
準三角波電圧ＶＯＳＣが入っているため、充電電流ＩＯ
Ｎは時間の関数になる。

【００６４】まず、図１１に示すように、ＴＩＯＮ中は
充電電流ＩＯＮで容量Ｃを充電していくため、ＩＶＲは
基準三角波電圧ＶＯＳＣの電圧上昇に伴い徐々に電流変
化の傾きが連続して大きくなりながら電流が増加してい
く特性を持つ。ＩＶＲは充電電流ＩＯＮの一部であるか
ら、これにより、基準三角波電圧ＶＯＳＣは、下限設定
電圧ＶＬからの電圧上昇する傾きが一定とはならず時間
が経過するごとに徐々に電圧変化の傾きが連続して大き
くなっていくカーブを描きながら上限設定電圧ＶＨまで
上昇し続ける。そして、基準三角波電圧ＶＯＳＣが上限
設定電圧ＶＨに達すると、上限検出コンパレータＣＯＭ
Ｈの出力がＨに反転し、フリップフロップＲＳＦＦのＲ
に印可されるため出力Ｑは反転しＬが出力される。これ
により切り替えスイッチＳＷ１がＯＦＦ、ＳＷ２がＯＮ
に切り替わることでＴＩＯＦＦに移行し容量Ｃから放電
電流ＩＯＦＦを流し出す。

【００６５】ＴＩＯＦＦ直後、放電により基準三角波電
圧ＶＯＳＣが上限設定電圧ＶＨより低くなるため上限検
出コンパレータＣＯＭＨの出力が再反転しＬとなるがフ
リップフロップＲＳＦＦの働きにより出力ＱにはＬが保
持され、ＴＩＯＦＦが継続する。

【００６６】ここで、この実施形態の回路では、放電電
流ＩＯＦＦもＩＲ１とＩＶＲの和ＩＲに比例するため時
間の関数になる。このため、ＴＩＯＦＦ中も容量Ｃが放
電電流ＩＯＦＦにより放電されていくためＩＶＲは基準
三角波電圧ＶＯＳＣの電圧低下に伴い電流変化が徐々に
小さくなりながら電流減少をしていく特性を持つことに
なる。よって、基準三角波電圧ＶＯＳＣは上限設定電圧
ＶＨから電圧低下する傾きが一定とはならず時間が経過
するごとに徐々に電圧変化の傾きが小さくなっていくカ
ーブを描きながら下限設定電圧ＶＬまで低下し続ける。

【００６７】以後、上限設定電圧ＶＨと下限設定電圧Ｖ
Ｌの間を同様のカーブを描きながら充放電動作を繰り返
し、電圧変化の傾きが連続して変化するカーブを持つ波
形を作り出す。

【００６８】この実施形態においても、図１２（ｂ）に
示すように、入力電圧が低い時は基準三角波電圧ＶＯＳ
Ｃの低い電圧の部分で出力電圧情報信号ＶＯ’が比較さ
れることになり、この部分の基準三角波電圧ＶＯＳＣの
傾きは小さいため、△ＶＯ’の変化に対して、△ＤＵＴ
Ｙの変化は大きくなる。一方、入力電圧が高い時のコン
パレータ周辺部の利得は、上記とは逆に、図１２（ｃ）
に示すように、発生ＤＵＴＹが小さくなるため基準三角
波電圧ＶＯＳＣの高い電圧の部分で出力電圧情報信号Ｖ
Ｏ’が比較されることになり、この部分の基準三角波電
圧ＶＯＳＣの傾きが大きいため、△ＶＯ’の変化に対し
て、△ＤＵＴＹの変化は小さくなる。

【００６９】従って、入力電圧の低い場合と高い場合で
の△ＶＯ’を一定とし、各々の△ＤＵＴＹとの比から、
入力電圧が低いと利得が大きく、入力電圧が高いと利得
が小さくなる特性が得られ、上記実施形態と同様の効果
を得ることができる。

【００７０】なお、この発明のスイッチング電源用制御
回路は、上記実施形態に限定されるものではなく、基準
三角波電圧をスイッチング電源の利得特性に合わせて、
これを打ち消すような曲線を備えた波形であれば良く、
その形成回路は問わない。

【００７１】

【発明の効果】この発明のスイッチング電源用制御回路
は、電源側の電圧変動に対してその利得特性が変動して
もそれをうち消すように制御信号が出力されるものであ
り、一巡利得の変動が少なく、安定な出力が得られる。
従って、この制御回路をスイッチング電源に設けること
により、広範囲な電源仕様に対応可能なものである。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明の第一実施形態のスイッチング電源用
制御回路を示す回路構成図である。

【図２】この実施形態のスイッチング電源用制御回路の
動作波形を示す説明図である。

【図３】この実施形態のスイッチング電源用制御回路の
出力の動作波形を示す説明図である。

【図４】この発明の第二実施形態のスイッチング電源用
制御回路を示す回路構成図である。

【図５】この実施形態のスイッチング電源用制御回路の
動作波形を示す説明図である。

【図６】この実施形態のスイッチング電源用制御回路の
出力の動作波形を示す説明図である。

【図７】この発明の第三実施形態のスイッチング電源用
制御回路を示す回路構成図である。

【図８】この実施形態のスイッチング電源用制御回路の
動作波形を示す説明図である。

【図９】この実施形態のスイッチング電源用制御回路の
出力の動作波形を示す説明図である。

【図１０】この発明の第四実施形態のスイッチング電源
用制御回路を示す回路構成図である。

【図１１】この実施形態のスイッチング電源用制御回路
の動作波形を示す説明図である。

【図１２】この実施形態のスイッチング電源用制御回路
の出力の動作波形を示す説明図である。

【図１３】従来のスイッチング電源用制御回路を示す回
路構成図である。

【図１４】従来のスイッチング電源用制御回路の動作波
形を示す説明図である。

【図１５】従来のスイッチング電源用制御回路の出力の
動作波形を示す説明図である。

【符号の説明】

Ｃ，Ｃ１，Ｃ２ タイミング容量 Ｒ，Ｒ１，Ｒ２ タイミング抵抗 ＣＯＭＬ 下限検出コンパレータ ＣＯＭＨ 上限検出コンパレータ ＣＯＭＰ コンパレータ ＩＳ１ 充電用電流源 ＩＳ２ 放電用電流源 ＯＵＴ 制御パルス出力端子 ＳＷ１，ＳＷ２ 切り替えスイッチ

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 電源制御回路の一部であり制御パルス信
   号を発生するコンパレータと、所定の基準三角波電圧を
   発生させる基準三角波電圧発生回路と、基準三角波電圧
   発生用のタイミング容量とを有するスイッチング電源用
   制御回路において、 上記タイミング容量に流れる電流を変化させ、制御対象
   の入力電圧が低い場合におけるその制御対象の出力電圧
   情報信号と基準三角波電圧との比較部分での上記基準三
   角波電圧の傾きを小さくなるように設定し、上記制御対
   象の入力電圧が高い場合の出力電圧情報信号と基準三角
   波電圧との比較部分での上記基準三角波電圧の傾きを大
   きくするように設定して、上記基準三角波電圧の傾きを
   連続的に変化させる電圧変化手段を設けたことを特徴と
   するスイッチング電源用制御回路。
2. 【請求項２】 上記電圧変化手段は、上記タイミング容
   量に並列に設けられた抵抗であることを特徴とする請求
   項１記載のスイッチング電源用制御回路。
3. 【請求項３】 上記電圧変化手段は、上記タイミング容
   量に並列に設けられたトランジスタ回路であることを特
   徴とする請求項１記載のスイッチング電源用制御回路。