CN102025274A - 用于电流模式控制的数字斜率补偿 - Google Patents

Abstract

本发明涉及用于电流模式控制的数字斜率补偿。一种用于开关式电源的数字斜率补偿装置和方法使用用于感测并生成开关式电源的模拟电感电流(i_L)的传感器、用于根据模拟电流阈值电平和模拟电感电流(i_L)的比较来生成触发信号的比较器(2)、以及用于控制开关式电源的操作的脉宽调制器(PWM)，其中，脉宽调制器(PWM)被布置为被比较器的触发信号触发。布置第一模数转换器以用于将开关式电源的模拟输出电压(V_out)转换成数字输出电压，布置用于将数字输出电压转换成数字电流阈值电平(i_cmp)的装置，并布置数模转换器以用于根据数字电流阈值电平(i_cmp)生成模拟电流阈值电平。

Description

用于电流模式控制的数字斜率补偿 

技术领域

本发明涉及用于开关式电源的数字斜率补偿装置，其中，将传感器用于感测开关式电源的模拟电感电流(inductor current)，将比较器用于根据模拟电流阈值电平和模拟电感电流的比较来生成触发信号，并将脉宽调制器用于控制开关式电源的操作，其中，所述脉宽调制器被布置为被所述比较器的触发信号触发。本发明还涉及用于开关式电源的数字斜率补偿方法，其中，感测开关式电源的模拟电感电流，生成根据模拟电流阈值电平和模拟电感电流的比较的触发信号，并由该触发信号触发脉宽调制信号以控制开关式电源的操作。 

背景技术

电流模式控制是用于开关式电源(SMPS)的常用控制方法。与电压模式控制相比，其表现出导致改善的控制环路动态的高频带宽并得到更好的线噪声抑制。随着小信号动态从二阶减小至一阶，其另外简化了外电压环路设计。 

可以将电流模式控制分类为平均电流模式和峰值电流模式。如名称所暗示的那样，平均电流模式控制调整平均电感电流。特别地，在升压(Boost)型功率因数修正(PFC)整流器中，平均电流控制保证非常低的电流失真。峰值电流模式是广泛使用的电流模式控制技术，其中，占空比(duty cycle)在电感电流达到由外电压控制器定义的阈值电平时终止。这种技术的特征在于某些固有优点，诸如简单的逐循环(cycle)电流限制和并联转换器的良好电流共享。平均与峰值电流控制的组合是过渡或边界模式控制，其中，在连续导通模式(CCM)和不连续导通模式(DCM)的边界处驱动转换器。边界模式的特性是变化的开关频率且峰值电流是平均电流的两倍大。但是需要进行额外的努力以检测零电流。 

US 7,479,778(国家半导体公司)公开了一种用于基于与电感器相关的斜率来自适应地调整开关调节器中的参数的系统。控制环路对 由具有电容器和电流源的斜坡发生器生成的斜坡信号进行响应，其中，对所述电流源和电容器中的至少一个进行调整以修改斜坡信号的斜率。通过动态地调整斜坡信号的斜率，为在工作期间可以动态地改变的一定范围的电感值提供斜率补偿。可以由包括晶体管的模拟电路或由控制电流源的DAC(DAC：数字模拟转换器)来执行调整。 

US 7,236,376(System General Corp.)公开了在电源的主侧控制输出电流。主侧开关电流的感测信号被馈送到控制器的波形检测器。波形检测器生成电流波形信号。响应于该电流波形信号而生成平均电流信号。积分器生成积分信号，其与开关信号的开关周期相关并与输出电流成比例。开关信号的脉冲宽度受到控制且可以调节电源的输出电流。 

US 7,433,599(富士通有限公司)公开了一种对光学通信系统中的传输质量退化进行补偿的自动色散补偿装置。提供了传输质量测量单元和色散补偿量控制单元。程序使得计算机能够执行接收测量结果的步骤、检测并分离传输质量退化的步骤、以及控制补偿的步骤。 

然而，在CCM中存在峰值电流模式控制的多个缺点：控制使稳定性放松，如果占空比超过50％，则导致次谐波振荡，由峰值而不是平均电流感测和噪声敏感度引起的非理想控制响应，特别是在小的电感电流波纹下。恢复稳定性的常见方法是以50％以上的占空比在峰值电流控制转换器中应用所谓的斜率补偿。随着计算能力的提高和成本的降低，DSP和基于微控制器的数字控制在SMPS应用中变得越来越重要。这种措施提供了许多益处，诸如灵活性和可编程性、导致改善的可靠性的有源和无源组件的数目的减少、可忽略或可补偿的偏移和热漂移。另外，数字控制提供实现复杂、自适应且非线性的控制方法以改善静态和动态性能的潜力。 

完全数控转换器主要计算占空比并使用集成数字脉宽调制(DPWM)发生器来控制开关。并且，包括现有技术斜率补偿的全数字峰值电流控制是基于对期望的占空比进行预先计算，其需要电感值L的准确知识。使用这些技术，不能使用上述峰值电流控制的固有优点。然而，用包括片上比较器和比较器的内部输入端处的专用集成DAC的可用微控制器，基本上可用简单的组件实现纯数字峰值电流控制。然而，数字控制中的斜率补偿的实现仍存在挑战，因为在每个开 关循环期间需要连续增大的斜坡函数。 

发明内容

本发明的目的是产生属于最初提及的技术领域的装置和方法，其提供数目减少的有源和无源组件以及改善的可靠性。 

由本发明的特征来指定本发明的解决方案。根据本发明，布置第一模数转换器，其用于将开关式电源的模拟输出电压转换成数字输出电压。布置用于将数字输出电压转换成数字电流阈值电平的装置，并且布置用于根据数字电流阈值电平生成模拟电流阈值电平的数模转换器。 

根据本发明，提出一种用于峰值电流控制的数字斜率补偿技术，其不使用斜坡并因此减少了组件的数目，但是对期望的比较器关断阈值进行预先计算。 

在优选实施例中，布置电压控制器以接收数字输出电压并生成数字电流基准。布置第二模数转换器以将开关式电源的模拟电感电流转换成数字电感电流，并布置数字斜率补偿模块以接收数字电流基准、数字电感电流、和补偿因数以生成数字电流阈值电平。 

根据谷值电感电流对期望的比较器关断阈值进行预先计算。 

优选地，将补偿因数布置成恒定值。因此，仅计算补偿因数一次且其在电源开关单元的整个寿命期间理想地是固定的。但是如果需要，可以简单地经由软件更新来重新调整补偿因数-即使该单元在现场。用数目减少的组件实现了现有技术模拟斜率补偿的功能，并且同时获得经由软件更新进行重新调整的附加灵活性。 

在替换实施例中，布置自适应斜率补偿因数模块以生成补偿因数。在电源开关单元的工作期间连续地计算补偿因数，这得到改善的动态响应以及组件的数目减少。 

优选地，布置第三模数转换器以将开关式电源的模拟输入电压转换成数字输入电压。所述自适应斜率补偿因数模块被布置为接收数字输出电压和数字输入电压以生成补偿因数。 

根据测量的输入电压和输出电压，在电源开关元件的工作期间连续地重新计算补偿因数。不需要电感值的知识。自适应算法保持斜率补偿量可调整以在不发生次谐波振荡的情况下实现最小响应时间。 

在优选实施例中，所述装置被集成到微控制器的一部分中。因此，单个微控制器促进包括斜率补偿的整体控制。到目前为止，在微控制器内可以进行数字电压控制，但是对于斜率补偿而言，必须保持模拟并使用具有附加组件的模拟电路。 

在用于开关式电源的数字斜率补偿方法中，将开关式电源的模拟输出电压转换成数字输出电压，将数字输出电压变换成数字电流阈值电平，并且根据数字电流阈值电平生成模拟电流阈值电平。 

优选地，根据数字输出电压生成数字电流基准电平，将开关式电源的模拟电感电流转换成数字电感电流，并且根据数字电流基准、数字电感电流、和补偿因数来生成数字电流阈值电平。 

优选地，使用具有恒定值的补偿因数。 

或者，自适应斜率补偿因数模块生成补偿因数。 

优选地，将开关式电源的模拟输入电压转换成数字输入电压，并根据数字输出电压和数字输入电压生成补偿因数。 

优选地，使用微控制器来执行该方法。 

通过以下详细说明和总体的权利要求，看清楚其它有利实施例和特征组合。 

附图说明

用来解释实施例的附图示出： 

图1具有斜率补偿的峰值电流控制升压转换器； 

图2用于m₂＞m₁的峰值电流控制下的电感电流中的增长的干扰； 

图3具有斜率补偿的峰值电流控制下的电感电流； 

图4说明数字斜率补偿的原理的电感电流特性； 

图5在微控制器上实现的数字控制结构的方案； 

图6、图7、图8具有斜率补偿的峰值电流控制的仿真结果； 

图9示出在每个新的循环开始时在MOSFET路径中出现电流尖峰； 

图10示出反向恢复电流引起高电流尖峰可能超过比较器关断阈值并迫使出现比较器的错误触发，这导致错误的次谐波振荡； 

图11示出如果电流在新阈值值被更新之前达到在前一循环中计算的旧阈值值，则发生过早关断，这也可能导致不期望的次谐波振荡； 

图12示出考虑了各个实际方面的时序图； 

图13示出控制环路在没有次谐波振荡的情况下工作至高占空比值；以及 

图14、15示出略微在最小所需值之上的已实现斜率因数的电流基准阶跃的瞬时响应。 

在图中，对相同的组件给定相同的参考标号。 

具体实施方式

电流模式控制在现有技术中是众所周知的。在图1中示出具有带有模拟斜率补偿的外电压环路和内峰值电流控制环路的升压转换器的控制块。峰值电流模式控制的基本原理和斜率补偿的需要如下。 

为了导出表征到次谐波振荡的过渡的峰值电流模式控制CCM转换器的稳定性标准，应在第一步骤中分析没有斜率补偿的操作。因此，我们参照图2，其中，对比单个开关周期Ts对无干扰(实线)和有干扰(虚线)电感电流进行绘图。两个电感电流形状具有相同的上升斜率m1、下降斜率m2和峰值值 

对于无干扰情况(图2中的实线)而言，可以直接导出 

$\hat{i}=m_1\·T_1+I_0---\left(1\right)$

以及 

$\hat{i}-m_2\·T_2=I_0---\left(2\right)$

而对于Δi₀的干扰而言(图2中的虚线) 

$\hat{i}={\mathrm{\Δi}}_0+m_1\·T_{1d}+I_0---\left(3\right)$

且 

$\hat{i}-m_2\·T_{2d}=I_0+{\mathrm{\Δi}}_1.---\left(4\right)$

在两种情况下，开关周期的持续时间都是相同的，由于时间触发接通， 

T_s＝T₁+T₂＝T_1d+T_2d.(5a) 

在对T₁求解(1)、对T₂求解(2)、对T_1d求解(3)、并对T_2d求解(4)之后，可以将等式(5a)重写为 

$\frac{\hat{i}-I_0}{m_1}+\frac{\hat{i}-I_0}{m_2}=\frac{\hat{i}-{\mathrm{\Δi}}_0-I_0}{m_1}+\frac{\hat{i}-{\mathrm{\Δi}}_1-I_0}{m_2}---\left(5b\right)$

并直接简化为 

$0=\frac{{\mathrm{\Δi}}_0}{m_1}-\frac{{\mathrm{\Δi}}_1}{m_2},---\left(5c\right)$

其等效于 

${\mathrm{\Δi}}_1=-\frac{m_2}{m_1}\·{\mathrm{\Δi}}_0.---\left(5d\right)$

如果电流下降斜率m₂的幅值大于上升斜率的幅值m₁＜m₂，则电流扰动Δi明显增大。电流误差漂移随着每个开关周期传播，并且在n个循环之后，扰动将变成 

${\mathrm{\Δi}}_n={(-\frac{m_2}{m_1})}^n\·{\mathrm{\Δi}}_0.---\left(6\right)$

对于稳态条件而言，可以将电流下降斜率与上升斜率的比表示为 

$\frac{m_2}{m_1}=\frac{D}{1-D},---\left(7\right)$

其中，D是占空比(也参照图3) 

根据(6)和(7)，其遵循只要占空比超过50％(D＞0.5％)，则固有地发生不稳定性。 

如果如图3所示将补偿斜坡与关断阈值相加，则可以消除针对D＞0.5％的不稳定性。当引入附加补偿斜率m_SC时，类似于(1)～(6)的计算直接提供用于n个循环之后的电流扰动的修改公式 

${\mathrm{\Δi}}_n={(-\frac{m_2-m_{\mathrm{sc}}}{m_1+m_2})}^n\·{\mathrm{\Δi}}_0.---\left(8\right)$

根据(8)，因而，对于稳定电流环路而言，必须满足 

$\left|\frac{m_2-m_{\mathrm{sc}}}{m_1+m_2}\right|<1$

并且，因此所需的补偿斜坡量结果为 

$m_{\mathrm{sc}}>\frac{1}{2}(m_2-m_1).---\left(9\right)$

假设恒定电感L，斜率与电感电压成比例。表I包含降压、升压和降压-升压转换器的相应电压m₁L、m₂L和所需补偿m_SCL。 

表I： 

	m1L	m2L	mSCL
				降压	Vin-Vout	Vout	＞Vout-0.5Vin
升压	Vin	Vout-Vin	＞0.5Vout-Vin
				降压-升压	Vin	Vout	＞0.5(Vout-Vin)

根据(8)，可以看到如果补偿斜坡m_SC的斜率等于下降电流斜率m₂，则可以仅在一个循环内补偿扰动。此特性称为无差拍(dead-beat)控制并表示最快可能瞬时响应。在下文中，将此条件称为最佳斜率补偿。如果应用m_SC的高于m₂的值，则稳定(settling)花费几个循环而没有过冲。 

在具有输入和输出电压的相对小的变化的应用中，得到接近恒定的占空比，恒定的补偿斜率足以实现最佳补偿。在变化的输入和/或输 出电压下(例如，在PFC应用的情况下)，所需补偿斜率的幅值动态地改变。已知各种解决方案，例如自适应斜率补偿、分段线性斜率补偿和广泛使用的非线性斜率补偿。这些技术一方面在大的占空比范围内提供最佳斜率补偿，但是另一方面，其需要或多或少地复杂的附加电路。此外，使用无源组件不提供灵活性，并且很可能发生由组件容限和热漂移而引起的不精确性。 

前一部分中描述的所有斜率补偿技术均基于模拟电路实现。随着SMPS中的数字控制的影响，还期望以数字方式来实现峰值电流控制。这可以用包含模拟比较器(例如PIC、dsPIC、Piccolo)的微控制器来实现。由此，将离散阈值值转换成表示用于片上比较器的电流阈值电平的模拟电压。使用DPWM单元在每个新循环开始时开启并使占空比局限于最大容许值。比较器输出直接与DPWM发生器链接并迫使DPWM输出关断。由于不必对电流进行采样且不必执行代码以计算占空比，所以对于电流控制环路而言，引入的死区时间被最小化。 

然而，在需要斜率补偿的情况下，必须设计用于此数字峰值电流控制的适当技术。显而易见的解决方案可以是保留模拟技术中的斜率补偿并向电感电流信号添加斜坡。然而，使用此类方法，不能实现复杂性和自适应性方面的益处。斜坡补偿的数字实现要求以最小可能步幅在每个开关循环内永久性地对离散阈值值进行递减。使用合理的微控制器，这看起来是不切实际的。 

因此，出现提出一种不使用斜坡的数字斜率补偿的构思的任务。作为替代，借助于谷值电流i_n、即循环n开始时的电感电流i_{L_min}来对具有积分补偿量的期望阈值电平进行预先计算。如图4所指示的，可以将电流阈值电平i_cmp表示为 

i_cmp＝i_n+m₁·DT_s                 (10) 

或 

i_cmp＝i^*-m_sc·DT_s.(11) 

根据(10)和(11)，我们得到 

${\mathrm{DT}}_s=\frac{i^{*}-i_n}{m_1+m_{\mathrm{sc}}}---\left(12\right)$

使用(12)从(11)中消除DT_s，我们得到 

$i_{\mathrm{cmp}}=i^{*}-m_{\mathrm{sc}}\frac{i^{*}-i_n}{m_1+m_{\mathrm{sc}}}.---\left(13\right)$

在这里，我们引入作为以下的补偿因数k_SC： 

$k_{\mathrm{sc}}=\frac{m_{\mathrm{sc}}}{m_1}.---\left(14\right)$

因此，可以将(13)表示为 

$i_{\mathrm{cmp}}=i^{*}-\frac{k_{\mathrm{sc}}}{1+k_{\mathrm{sc}}}(i^{*}-i_n)$ 或 $i_{\mathrm{cmp}}=\frac{1}{1+k_{\mathrm{sc}}}(i^{*}+k_{\mathrm{sc}}{i}_n).---\left(15\right)$

因此，通过电流基准值i^*峰值电流值i_n来计算比较器所需的电流阈值电平。从电压控制器获得电流基准i^*且必须在每个接通事件对谷值电流i_n进行采样并经由模数转换器(ADC)传递至数字控制。 

为了使所计算的阈值值与适当的斜率补偿拟合，必须选择用于补偿因数k_SC的适当值。在表II中总结了从表1提取的避免次谐波振荡的最小期望值和用于降压、升压、降压升压转换器的最佳斜率补偿的值。请注意，需要使用于k_SC的最小值局限于零。 

通过测量输入和输出电压，使用来自表II的条目来实现用于保证大工作范围内的期望动态的自适应补偿因数的算法是相当简单的。 

表II： 

在图5中示出了数字控制的结构。自适应补偿因数的计算是选项且如果不需要自适应，可以用恒定值来代替。必须指出的是对于所提出的电流控制技术而言不需要电感值或其它电路参数的知识。 

采取三角形状的电感电流，可以识别具有已知电流极值i_cmp和i_n的平均电感电流i_avg： 

$i_{\mathrm{avg}}=\frac{1}{2}(i_{\mathrm{cmp}}+i_n).---\left(16\right)$

这在PFC应用中可以用来保持正弦输入电流。 

通过仿真来检验数字斜率补偿构思的有效性。因此，将此方法与等效传统斜率补偿相比较。 

图6示出具有传统补偿斜坡且具有数字斜率补偿(D＝0.82，k_SC＝1.8)的稳态条件下的电感电流。在图6中，示出用于传统补偿斜坡(a)和用于所计算的电流阈值电平(b)的结果。如可以看到的那样，在结果得到的电流形状方面不存在差异。 

图7和图8示出峰值电流控制对电感电流中的仿真扰动的响应。在图7中，使用接近于最小所需补偿的小补偿因数，以便电感电流的稳定花费多个循环。当应用最佳斜率补偿时，如图8所示，电感电流的稳定在一个循环内发生。在图7中，示出了用具有传统补偿斜坡(a)和所计算的电流阈值电平(b)的扰动电感电流的仿真结果。在图8中，示出了用具有传统补偿斜坡(a)和所计算的电流阈值电平(b)的扰动电流和最佳k_SC的仿真结果。 

可以在具有片上比较器(微芯片dsPIC30F2020)的16位微控制器上实现图5中描绘的控制结构。此平台可以用来控制形成标准工业AC-DC转换器的PFC整流器级的简单升压转换器。为了执行数字斜率补偿构思，可以用DC输入电压对电源进行供电。 

与仿真相比，在实践中主要存在两个挑战。第一个问题在如图1所指示的在MOSFET路径3中测量电流的情况下出现。如果使用简单的变流器(current transformer)作为传感器，则情况如此。由于升压二极管的反向恢复效应，在每个新的循环开始时在MOSFET路径中出现电流尖峰(参照图9)。如果在此路径中进行电流测量，则不能在接通时立即对最小电感电流进行采样。然而，用约600ns的短延迟，在完成反向恢复过程之后，可以使用电流值。也是由反向恢复电流引起的另一问题是高电流尖峰可能超过比较器关断阈值并迫使出现比较器的错误触发。如图10所指示的，这导致错误的次谐波振荡。因此，通过在反向恢复过程期间对比较器进行去激活，实现前沿消隐(leading edge blanking)。 

与仿真的第二个差别是由于计算时间而引起的延迟。如果电流在 新阈值值被更新之前达到在前一循环中计算的旧阈值值，则发生过早关断。这也可能导致不期望的次谐波振荡(参照图11)。为了避免比较器的这种无意触发，在每个循环之前将阈值值设置为最大值直至新阈值值的计算完成为止。为了使结果造成的死区时间最小化，首先在中断例行程序中计算比较器阈值值。因此，用前一循环的ksc值来计算阈值值。然而，这不是关键的，因为ksc仅取决于相对缓慢变化的电压值(参照表II)。 

考虑上述实际方面，图12所示的时序如下。用这种实现，控制环路在没有次谐波振荡的情况下工作至高占空比值(参照图13)。 

在用于上升的图14中和用于下降的图15中示出略微在最小所需值之上的已实现斜率因数的电流基准阶跃的瞬时响应。这证明了具有应用的数字斜率补偿的峰值电流控制方法的高动态性能和稳健性。 

到目前为止，主要在模拟电路的技术中实现峰值电流控制。然而，使用具有片上比较器的可用微控制器，可以很少的努力实现数字峰值电流控制。 

可以用简单但有效的数字算法来解决对在50％以上的占空比下进行斜率补偿以避免次谐波振荡的需要。因此，仅仅对谷值电感电流进行采样就足够了。电感或任何其它特定值的知识是多余的。通过经由片上比较器来直接触发PWM单元，仅需要很少的计算能力，由此，可以用代替昂贵的DSP的简单微控制器来处理电流控制。 

可以用简单的措施来处理在实践中由于反向恢复电流尖峰和计算时间而发生的问题。因此，数字斜率补偿经证明是峰值电流控制应用中的实用替换方案。 

此外，数字实现提供应用自适应斜率补偿的潜力。因此，可以根据转换器的输入和输出电压关系来调整斜率补偿量。这在有或没有过冲的情况下保证从无差拍直至期望的稳定时间的电流控制环路的请求动态性能。 

在图1中，在用于输入电压V_in的管脚与电感器L之间布置用于感测模拟电感电流i_L的传感器。或者，如图2所指示的，布置用于感测模拟电感电流i_L的传感器作为变流器3。用于感测模拟电感电流i_L的这两种替换方案中只需要一个，并且所述方法和装置对于这两种传感器均有效。当使用变流器3作为传感器时，实现更具有成本效益的 解决方案。因此，在大多数情况下，使用变流器3来感测模拟电感电流i_L。变流器3仅感测间隔T₁＝DT_s中的模拟电感电流i_L。然而，对于上述装置和方法而言，这就足够了。 

总而言之，应注意的是为用于开关式电源的数字斜率补偿装置提供了数目减少的有源和无源组件以及改善的可靠性和扩展的功能性。 

参考标记列表 

1   斜率补偿 

2   比较器 

3   变流器 

i_L  模拟电感电流 

PWM 脉宽调制器 

Vout开关式电源的模拟输出电压 

i_cmp数字电流基准电平 

i^*  数字电流基准 

k_SC 补偿因数 

Vin 开关式电源的模拟输入电压 

Claims (12)

1.一种用于开关式电源的数字斜率补偿装置，包括：

a)传感器，其用于感测开关式电源的模拟电感电流(i_L)，

b)比较器(2)，其用于根据模拟电流阈值电平与模拟电感电流(i_L)的比较来生成触发信号，以及

c)脉宽调制器(PWM)，其用于控制开关式电源的操作，其中，脉宽调制器(PWM)被布置为由所述比较器的触发信号来触发。

其特征在于

d)布置第一模数转换器以用于将开关式电源的模拟输出电压(V_out)转换成数字输出电压，

e)布置至少一个变换模块以用于将数字输出电压变换成数字电流阈值电平(i_cmp)，以及

f)布置数模转换器以用于根据数字电流阈值电平(i_cmp)来生成模拟电流阈值电平。

2.如权利要求1所述的装置，其特征在于：

a)布置电压控制器以接收数字输出电压并生成数字电流基准(i^*)，

b)布置第二模数转换器以将开关式电源的模拟电感电流(i_L)转换成数字电感电流，以及

c)布置数字斜率补偿模块以接收数字电流基准(i^*)、数字电感电流、和补偿因数(k_SC)以生成数字电流阈值电平(i_cmp)。

3.如权利要求1或2中的一项所述的装置，其特征在于补偿因数(k_SC)被布置为恒定值。

4.如权利要求1或2中的一项所述的装置，其特征在于布置自适应斜率补偿因数模块以生成补偿因数(k_SC)。

5.如权利要求4所述的装置，其特征在于

a)布置第三模数转换器以将开关式电源的模拟输入电压(V_in)转换成数字输入电压，以及

b)布置自适应斜率补偿因数模块以接收数字输出电压和数字输入电压以生成补偿因数(k_SC)。

6.如权利要求1至5中的一项所述的装置，其特征在于所述装置被集成为微控制器的一部分。

7.一种用于开关式电源的数字斜率补偿方法，其中：

a)感测开关式电源的模拟电感电流(i_L)，

b)根据模拟电流阈值电平和模拟电感电流(i_L)的比较来生成触发信号，以及

c)由触发信号来触发脉宽调制信号以控制开关式电源的操作，

其特征在于

d)开关式电源的模拟输出电压被转换成数字输出电压，

e)数字输出电压被变换成数字电流阈值电平，以及

f)根据数字电流阈值电平(i_cmp)来生成模拟电流阈值电平。

8.如权利要求7所述的方法，其特征在于

a)根据数字输出电压来生成数字电流基准(i^*)，

d)开关式电源的模拟电感电流(i_L)被转换成数字电感电流，以及

e)根据数字电流基准(i^*)、数字电感电流和补偿因数(k_SC)来生成数字电流阈值电平(i_cmp)。

9.如权利要求7或8中的一项所述的方法，其特征在于使用具有恒定值的补偿因数(k_SC)。

10.如权利要求7或8中的一项所述的方法，其特征在于自适应斜率补偿因数模块生成补偿因数(k_SC)。

11.如权利要求10所述的方法，其特征在于：

a)开关式电源的模拟输入电压(V_in)被转换成数字输入电压，以及

b)根据数字输出电压和数字输入电压来生成补偿因数(k_SC)。

12.如权利要求7至11中的一项所述的方法，其特征在于使用微控制器来执行所述方法。

Images