CN110323956A - 用于电力转换器的控制设备 - Google Patents

Abstract

一种用于电力转换器的控制设备，电流获取器获得流过电感器的电流以作为电感器电流，且电压获取器获得交流电压。斜率补偿单元基于由电压获取器获得的交流电压，产生具有取决于该交流电压的斜率的斜率补偿信号，并将该斜率补偿信号加到由电流获取器获得的电感器电流。电流控制器以峰值电流模式对开关的接通/断开切换操作进行控制，由此使得已经加上斜率补偿信号的电感器电流遵循取决于交流电压的正弦指令电流。

Description

用于电力转换器的控制设备

技术领域

本公开涉及一种用于电力转换器的控制设备。

背景技术

日本专利申请公布第2015-198460号公开了一种控制设备，该控制设备 以已知的峰值电流模式对每个开关的接通/断开切换操作进行控制，以便由 此基于输入到电力转换器的交流电流，将流过电力转换器的电感器、即电 抗器的电感器电流、即电抗器电流调整为电流指令。控制设备还将取决于 输入交流(AC)电压的相位的电流校正加入电流指令，进而减少交流电流 的波形中的失真、即谐波失真。具体地，控制设备计算出开关的每个切换周期内的电感器电流的平均值，并针对每个切换周期，计算出该平均值与 电流指令的对应值的偏差。

发明内容

在上述公布的专利文献中公开的控制设备针对每个切换周期计算出上 述平均值与电流指令的对应值的偏差，并且将计算出的偏差用作针对每个 切换周期的电流校正。这可能导致控制设备的处理负荷变得更高。

从这个观点来看，本公开的一个方面旨在提供用于电力转换器的控制 设备，每个控制设备被构造成具有较低的处理负荷，以用于降低输入到电 力转换器或从电力转换器输出的交流电流的波形中的失真程度。

根据本公开的示例性方面，提供一种能应用于电力转换器的控制设备， 该控制设备具有电感器和连接到上述电感器的开关，并且上述控制设备将 输入到上述控制设备的交流电压和直流电压中的一个转换为其中的另一 个。上述控制设备具有：电流获取器，该电流获取器构造成获得流过电感 器的电流以作为电感器电流；以及电压获取器，该电压获取器构造成获得 交流电压。该控制设备具有：斜率补偿单元，该斜率补偿单元被构造成基于由上述电压获取器获得的交流电压，产生具有取决于上述交流电压的斜 率的斜率补偿信号，并且将上述斜率补偿信号加到由上述电流获取器获得 的电感器电流。

该控制设备具有：电流控制器，该电流控制器被构造成以峰值电流模 式对开关的接通/断开切换操作进行控制，由此使得已经加了斜率补偿信号 的电感器电流遵循取决于交流电压的正弦指令电流。

各自以峰值电流模式对连接到电感器的开关的接通/断开切换操作进行 控制的电力转换器可能导致流过电感器的电感器电流偏离其预定的设计电 流，导致输入到电力转换器或从电力转换器输出的交流电流中的失真。因 此，将电感器电流调节到适当的值可以降低交流电流的失真程度。

因为电感器电流的指令电流具有基于交流电压的正弦变化，所以可以 使用交流电压作为指示电感器电流的参数。

另外，以峰值电流模式改变要加到电感器电流的斜率补偿信号的斜率， 使得占空因数能够改变，进而可以调节流过电感器的电感器电流，上述占 空因数表示开关的接通持续时间与每个切换循环的可控的比率。

发明人已经关注到它们关系，由此已经发现，电感器电流的调节能够 抑制交流电流中的失真。

从这个角度来看，根据示例性方面的控制设备的电流控制器被构造成 以峰值电流模式对开关的接通/断开切换操作进行控制，由此使得已经加了 斜率补偿信号的电感器电流遵循取决于交流电压的正弦指令电流。此时， 叠加在电感器电流上的斜率补偿信号的斜率取决于交流电压。这使得斜率 补偿信号的斜率能够随着作为表示电感器电流的参数的交流电压的变化而 变化，从而可以抑制交流电流中的失真。

因此，与循环地计算出电感器电流的平均值与电流指令的对应值的偏 差并且将计算出的偏差用作电感器电流的电流校正的传统设备的处理负荷 相比，根据示例性方面的控制设备的这种构造使得控制设备的处理负荷更 低。

附图说明

参照附图，本公开的其它方面将从实施例的以下说明中变得明确，其 中：

图1是示意性地示出根据本公开第一实施例的电力转换系统的总体结 构的示例的电路图；

图2是示意性地示出图1所示的控制设备的结构的示例的电路框图；

图3A至图3D是示意性地示出第一实施例的发明构思的联合时序图；

图4是示意性地示出图2所示的电流校正器的结构的示例的框图；

图5是示意性地示出第一实施例的偏差范围参数的图；

图6是示意性地示出由第一实施例的控制设备执行的开关控制例程的 流程图；

图7A至图7F是示意性地示出根据第一实施例的控制设备如何工作的 联合时序图；

图8A是示意性地示出根据第一实施例的斜率补偿信号的斜率如何随 时间变化的图；

图8B是示意性地示出根据第一实施例的电感器电流如何随时间变化 的图；

图8C是示意性地示出根据第一实施例的交流电流如何随时间变化的 图；

图8D是示意性地示出根据第一比较示例的斜率补偿信号的斜率如何 随时间变化的图；

图8E是示意性地示出根据第一比较示例的电感器电流如何随时间变化 的图；

图8F是示意性地示出根据第一比较示例的交流电流如何随时间变化的 图；

图9是示意性地示出根据本公开第二实施例的电力转换系统的总体结 构的示例的电路图；

图10是示意性地示出图9所示的控制设备的结构的示例的电路框图；

图11A至图11I是示意性地示出根据第二实施例的控制设备如何工作 的联合时序图；

图12是示意性地示出根据本公开的第二实施例的第一变形例的电力转 换系统的总体结构的示例的电路图；

图13是示意性地示出根据本公开的第二实施例的第二变形例的电力转 换系统的总体结构的示例的电路图；

图14是示意性地示出根据本公开的第三实施例的电力转换系统的总体 结构的示例的电路图；

图15是示意性地示出图14所示的控制设备的结构的示例的电路框图；

图16A和图16B是示意性地示出根据第三实施例的与AC电压相关的 斜率如何随时间变化的联合时序图；

图17A至图17F是示意性地示出根据第三实施例的控制设备如何工作 的联合时序图；

图18A是示意性地示出根据第三实施例的斜率补偿信号的斜率如何随 时间变化的图；

图18B是示意性地示出根据第三实施例的电感器电流如何随时间变化 的图；

图18C是示意性地示出根据第三实施例的交流电流如何随时间变化的 图；

图18D是示意性地示出根据第二比较示例的电感器电流如何随时间变 化的图；

图18E是示意性地示出根据第二比较示例的电感器电流如何随时间变 化的图；

图18F是示意性地示出根据第二比较示例的交流电流如何随时间变化 的图；

图19是示意性地示出本公开的第四实施例的第一变形例的电力转换系 统的总体结构的示例的电路图；

图20是示意性地示出图19所示的控制设备的结构的示例的电路框图；

图21A至图21H是示意性地示出根据第四实施例的控制设备如何工作 的联合时序图。

具体实施方式

下面参照附图来描述本公开的各实施例。在实施例中，省略或简化了 实施例之间分配有相同的附图标记的相同的部分以避免重复描述。

第一实施例

下面参照图1至图8来描述本公开的第一实施例。根据本实施例的控 制设备30被实施为用于将AC电压转换为直流(DC)电压的电力转换器系 统100的组件。

参考图1，电力转换器系统100具有AC-DC转换器10和控制设备30。

AC-DC转换器10具有第一AC端子TA1和第二AC端子TA2，以及 第一DC端子TD1和第二DC端子TD2。AC-DC转换器10经由第一AC 端子TA1和第二AC端子TA2连接到AC电源200。AC-DC转换器10还 经由第一DC端子TD1和第二DC端子TD2连接到至少一个未示出的DC 负载。商用电源可以用作AC电源200。至少一个DC负载具有例如诸如电 池的DC电源和/或DC-DC转换器。

AC-DC转换器10具有全桥电路12、半桥电路15、电感器即电抗器13、 电容器16以及第一至第六配线LP1～LP6。第一至第六配线LP1～LP6中 的每一个均具有相反的第一端部和第二端部。

全桥电路12具有第一至第四二极管D1～D4。第一二极管D1的阳极 连接到第二二极管D2的阴极，且第三二极管D3的阳极连接到第四二极管 D4的阴极。第一二极管D1和第三二极管D3中每一个的阴极连接到第三 配线LP3的第一端部，且第二二极管D2和第四二极管D4中每一个的阳极 连接到第四配线LP4的第一端部。

在第一二极管D1的阳极和第二二极管D2的阴极之间的连接点，其称 为第一连接点K1，被连接到第五配线LP5的第一端部，而第五配线LP5 的第二端部连接到第一AC端子TA1。

在第三二极管D3的阳极和第四二极管D4的阴极之间的连接点，其称 为第一连接点K2，被连接到第六配线LP6的第一端部，而第六配线LP6 的第二端部连接到第二AC端子TA2。

半桥电路15具有第五二极管D5和开关SW。第一实施例使用N沟道 MOSFET作为开关SW，该开关SW是电压控制开关的示例。第五二极管 D5的阳极连接到开关SW的漏极。第五二极管D5的阴极连接到第一配线 LP1的第一端部，第一配线LP1的第二端部连接到第一DC端子TD1。开 关SW的源极连接到第二配线LP2的第一端部，第二配线LP2的第二端部 连接到第二DC端子T2。

在第五二极管D5的阳极和开关SW的漏极之间的连接点，其称为第三 连接点K3，被连接到第三配线LP3的第二端部。电感器13安装在第三配 线LP3上。开关SW的源极连接到第四配线LP4的第二端部。

电容器16连接在第一配线LP1与第二配线LP2之间，以平行于包括串 联连接的第五二极管D5和开关SW的串联连接构件。

电力转换器系统100还具有第一电压传感器31、电流传感器32以及第 二电压传感器33。第一电压传感器31连接在第一配线LP1与第二配线LP2 之间，并且被构造成对电容器16两端的电压进行测量以作为DC电压Vdc， 该DC电压Vdc是AC-DC转换器10的输出DC电压。电流传感器32设置 在第四配线LP4上，并且被构造成对流过电感器13的电流进行测量，以作 为电感器电流ILr。第二电压传感器33连接在第五配线LP5与第六配线LP6 之间，并且被构造成对AC电源200两端的电压进行测量以作为具有预定 的周期T的AC电压Vac。

这些测量值Vdc、ILr、Vac被发送到控制设备30。

控制设备30旨在使AC-DC转换器10将输出DC电压Vdc输出，该输 出DC电压Vdc的值遵循目标输出DC电压指令Vdc*，该目标输出DC电 压指令Vdc*表示输出DC电压Vdc的目标值，并且可以从外部设备输入， 或是可以预先存储在外部设备中。

控制设备30连接到开关SW的控制端子、即栅极，并且被构造成对开 关SW的接通/断开切换操作进行控制。

接下来，下面参考图2详细描述控制设备30的功能结构。

应该注意，控制设备30被构造成例如对诸如以数字数据格式从上述传 感器发送出的测量数据项的信息和/或数据进行操控。

控制设备30被构造成以已知的峰值电流模式对开关SW的闭合或打 开、即接通或断开进行控制。例如，控制设备30在功能上具有幅度指令计 算器340、波形产生器341、乘法器342、绝对值计算器343、加法器344、 电流校正器40以及电流控制单元50。

例如，控制设备30包括至少一个处理器30a和至少一个存储器30b、 即数据存储介质，诸如非随意存储介质(nonvoluntary storage medium)。 至少一个处理器30a可以在其中包含至少一个存储器30b。

由控制设备30提供的、具有功能部件340～344、40、50的所有功能 或功能部件可以由至少一个处理器30a实现，至少一个处理器30a可以包 括：

(1)至少一个可编程处理单元，即至少一个可编程逻辑电路；

(2)至少一个硬连线逻辑电路；

(3)至少一个硬连线逻辑和可编程逻辑的混合电路。

幅度指令计算器340根据例如输出DC电压Vdc的电压指令Vdc*，计 算出电感器电流ILr的幅度的幅度指令Ia*。

波形产生器341产生参考波形、即正弦参考波形sinωt，该正弦参考 波形sinωt表示AC电压Vac如何在每半个周期(T/2)内发生改变，ω表 示AC电压Vac的角速度。

例如，波形产生器341对由第二电压传感器33测量出的AC电压Vac 的每次过零(zero-crossing)时间进行检测，以作为过零点(zero-crossing points)。也就是说，波形产生器341顺序地对AC电压Vac的相邻过零点 进行检测，并将相邻过零点之间的间隔设定为AC电压Vac的半周期(T/2)。 然后，波形产生器341根据下面的等式“ω＝2π×(1/T)”计算出AC电压Vac 的角速度ω，并且将幅度为1的正弦波形的角速度设定为计算出的角速度ω，进而产生具有与AC电压Vac相同相位的参考波形sinωt。

乘法器342将由幅度指令计算器340获得的幅度指令Ia*与参考波形sin ωt相乘，进而输出由“Ia*×sinωt”表示的乘法结果。绝对值计算器343计 算出乘法结果“Ia*×sinωt”的绝对值，由此计算出值|Ia*×sinωt|，以作为 预校正指令电流IL*。由Ia*×sinωt表示的预校正指令电流IL*对应于例如 电感器电流ILr的指令。

电流校正器40设定电流校正Ic，以用于对预校正指令电流IL*进行校 正。电流校正Ic表示用于降低AC电压Vac中的失真程度的校正值。稍后 将详细描述电流校正器40如何设定电流校正Ic。

加法器344将由|Ia*×sinωt|表示的预校正指令电流IL*加到电流校 正Ic上，由此将由(|Ia*×sinωt|+Ic)表示的加法结果设定作为校正后的指 令电流ILa*。

电流控制单元50根据由电流传感器32测量的电感器电流ILr和校正后 的指令电流ILa*，来确定用于开关SW的接通/断开控制的开关SW的栅极 信号GS，并且将栅极信号GS输出到开关SW，进而对开关SW的接通/断 开切换操作进行控制。例如，电流控制单元50基于电感器电流ILr和校正 后的指令电流ILa*，以已知的峰值电流模式确定栅极信号GS。

例如，电流控制单元50具有数模(D/A)转换器351、比较器352、加 法器353、RS触发器(RS flipflop)357以及斜率补偿器51。D/A转换器 351、比较器352、加法器353以及RS触发器357用作例如电流控制器50a。 电流校正器40和斜率补偿器51用作例如斜率补偿单元。

比较器352具有非反相输入端子、反相输入端子以及输出端子。

D/A转换器351将具有数字信号格式的校正后的指令电流ILa*转换为 具有模拟信号格式的校正后的指令电流ILa*，并且将具有模拟信号格式的 校正后的指令电流ILa*输入到比较器352的非反相输入端。

斜率补偿器51根据AC电压Vac、DC电压Vdc以及电流校正Ic产生 斜率补偿信号Slope，并且将斜率补偿信号Slope输出到加法器353。斜率 补偿信号Slope具有可变斜率ms并且被构造成对电感器电流ILr的增大斜 率和减小斜率进行补偿，由此减小电感器电流ILr的振荡。稍后将详细描述 斜率补偿器51如何产生斜率补偿信号Slope。

加法器353将斜率补偿信号Slope加到电感器电流ILr，即，计算出斜 率补偿信号Slope与电感器电流ILr之和。然后，加法器353将斜率补偿信 号Slope与电感器电流ILr之和(Slope+ILr)输入到比较器352的非反相输 入端。斜率补偿信号Slope与电感器电流ILr之和(Slope+ILr)将称为斜率 校正后的电感器电流(Slope+ILr)。

触发器357具有复位端子(R)、设定端子(S)以及输出端子(Q)。

比较器352将输入到反相输入端的校正后的指令电流ILa*与输入到非 反相输入端的斜率校正后的电感器电流(Slope+ILr)进行比较，由此将作为 例如预定的高电压信号的高电平信号输出到触发器357的复位端子R，并 且斜率校正后的电感器电流(Slope+ILr)低于校正后的指令电流ILa*。

附加地，处理器30a被构造成将预定的时钟、即常规时钟脉冲输入到 触发器357的设定端子S.上述时钟的时钟脉冲的循环将称为时钟循环Tsw。 触发器357的输出端子Q连接到开关SW的栅极。

也就是说，当上述时钟的当前时钟脉冲上升时，高电压信号从触发器 357输出到开关SW的栅极，以作为具有指示接通指令的高电压电平的栅极 信号GS，使得开关SW被接通，并且电感器电流ILr以预定的增加斜率mb 增加(参见图5)。

当斜率校正后的电感器电流(Slope+ILr)低于校正后的指令电流ILa* 时，维持开关SW的接通状态。当斜率校正后的电感器电流(Slope+ILr) 变得与校正后的指令电流ILa*相同时，高电压信号被输入到触发器357的 复位端子R，使得低电压信号从触发器357输出到开关SW的栅极，以作 为具有表示断开指令的低电压电平的栅极信号GS。这导致开关SW断开， 并且电感器电流IL以预定的减小斜率ma减小(参见图5)。

应当注意，电感器电流ILr的减小斜率ma表示电感器电流ILr随时间 的减小速率，因此，电感器电流ILr随时间的减小斜率ma的绝对值越大， 电感器电流ILr越陡峭地随时间减小。

也就是说，时钟循环用作开关SW的切换循环，并且针对每个切换循 环，斜率校正后的电感器电流(Slope+ILr)低于校正后的指令电流ILa* 的持续时间被定义为开关SW的接通持续时间Ton。

因此，对于每个时钟循环(切换循环)Tsw，这使得能够在防止斜率校 正后的电感器电流(Slope+ILr)超过校正后的指令电流ILa*的同时，调整 开关SW的接通持续时间Ton。

也就是说，电流控制单元50以峰值电流模式对斜率校正后的电感器电 流(Slope+ILr)进行控制，使其等于或低于作为斜率校正后的电感器电流 (Slope+ILr)的峰值的校正后的指令电流ILa*。

接下来，下面描述电力转换器系统100如何操作。

电流控制单元50以峰值电流模式对开关SW进行控制，以将具有高电 压电平的栅极信号GS输出到开关SW的栅极，进而闭合开关SW。这提供 了具有电感器13、开关SW以及全桥电路12的闭环。

在闭环中，从AC电源200输入到AC输入端子TA1、TA2的交流电 流Iac由全桥电路12整流，使得电感器电流ILr流过电感器13，并且以增 加斜率mb线性增加(参见图5)。这使得磁能可以被充入电感器13中。

电流控制单元50以峰值电流模式对开关SW进行控制，以将具有低电 压电平的栅极信号GS输出到开关SW的栅极，进而打开开关SW。充入电 感器13中的磁能借助于电容器16的平滑操作而将直流电流经由第五二极 管D5流到第一直流端子TD1，使得电感器电流ILr以减小斜率ma线性减 小(参见图5)。

也就是说，电感器电流ILr线性地增加，然后针对每个切换循环Tsw (参见图5)，该电感器电流ILr以三角波形的形式线性地减小。

图3A示意性地示出AC电压Vac如何随时间而改变，并且图3B示意 性地示出预校正指令电流IL*如何随时间而改变。图3C示意性地示出假设 在电感器电流ILr中不包含失真的情况下，电感器电流ILr的平均值Iave 如何随时间而改变，并且图3D示意性地示出斜率补偿信号Slope的可变斜 率ms如何随时间变化。

图3A和图3B示出预校正指令电流IL*被改变，以使得对于AC电压 Vac的周期T的每一半(T/2)均出现正弦波的正向的一半。图3C示出在 其中不具有失真的电感器电流ILr的平均值Iave被改变，以使得对于AC 电压Vac的周期T的每一半(T/2)均出现正弦波的正向的一半，这类似于 预校正指令电流IL*。

失真、即谐波失真可能实际上包含在电感器电流ILr中。这可能导致电 感器电流ILr的平均值Iave的波形从图3C所示的Iave的正常波形改变。 失真的电感器电流ILr可能导致输入的交流电流Iac。

从这个观点来看，控制设备30被构造成对电感器电流ILr进行调整， 由此使交流电流Iac中的失真程度降低。

因为预校正电流IL*与AC电压Vac同步地改变，所以控制设备30可 以使用AC电压Vac作为指示电感器电流ILr的相位的参数。如图5所示， 在当前切换循环Tsw中改变斜率补偿信号Slope的斜率ms，使得表示开关 SW的接通持续时间Ton与当前切换循环Tsw的可控比率、即百分比的占 空因数或占空比能够发生改变，导致电感器电流Ilr发生改变。

例如，在当前切换循环Tsw中减小斜率补偿信号Slope的斜率ms会导 致对于电感器电流ILr的补偿量减小，使得占空因数增加，导致电感器电流 ILr增加。相反，在当前切换循环Tsw中增加斜率补偿信号Slope的斜率 ms会导致对于电感器电流ILr的补偿量增加，使得占空因数减小，导致电 感器电流ILr减小。

发明人已对斜率补偿信号Slope的斜率ms、占空因数以及电感器电流 ILr之间的这些关系进行关注，并且对应地已经发现了一种发明构思，即改 变斜率补偿信号Slope的斜率ms使得交流电流Iac中的失真程度能够降低。

具体地，发明人已发现，如果AC电压Vac被转换为DC电压Vdc，那 么每当AC电压Vac达到相应的一个过零点时(参见图3B和图3C中的时 刻t1、t3、t5)，表示预校正指令电流IL*如何偏离电感器电流ILr的平均 值Iave的偏差范围参数Δi均取最小绝对值。相反，发明人已发现，如果 AC电压Vac被转换为DC电压Vdc，那么每当AC电压Vac位于接近对应 的一个峰值时(参见图3A～3C中的时刻t2、t4)，偏差范围参数Δi均取 最大值。

基于上述发现，控制设备30被构造成对斜率补偿信号Slope进行控制， 使得斜率补偿信号Slope的斜率ms周期性地变为：

(1)每当AC电压Vac达到对应的一个过零点时(参见图3A和图3D 中的时刻t1、t3、t5)，均取局部最小值；

(2)每当AC电压Vac达到对应的一个峰值时(参见图3A和图3D 中的时刻t2、t4)，均取局部最大值。

该构造使得电感器电流ILr每当AC电压Vac达到对应的一个过零点时 均具有较大的值，导致交流电流Iac中的失真程度降低。

如以上描述的，斜率补偿器51针对AC电压Vac的每个周期，都设定 斜率补偿信号Slope的斜率ms，使得斜率ms具有：

1.针对AC电压Vac的正向半周期P1和负向半周期P2中的每一个的 正向峰值；

2.AC电压Vac的正向半周期P1与负向半周期P2之间的负向峰值(参 见图3D)。

例如，控制设备30具有数据表格式的、数学表达格式的和/或存储在例 如至少一个存储器30b中的程序格式的斜率映射M1。斜率映射M1具有表 示以下的值之间的关系的信息：

(1)斜率补偿信号Slope的斜率ms的值中的每一个；

(2)下列组合中的对应一个，每个组合均包括AC电压Vac的对应值、 DC电压Vdc的对应值以及电流校正Ic的对应值。

即，斜率补偿器51针对每个切换循环Tsw均参考斜率映射M1，并且 针对对应的切换循环Tsw，从斜率映射M1中提取斜率补偿信号Slope的斜 率ms的值，在斜率映射M1中所提取的的斜率ms的值与AC电压Vac的 对应值、DC电压Vdc的对应值以及电流校正Ic的对应值的对应组合相关。

接下来，下面参考图4描述电流校正器40的结构的示例。

电流校正器40将预定的DC分量设定为用于对预校正指令电流IL*进 行校正的电流校正Ic。

例如，如图4所示，电流校正器40具有均方根(RMS)计算器41和 DC分量设定器42。

RMS计算器41基于AC电压Vac计算出AC电源200的RMS Vrms。

DC分量设定器42基于AC电源200的RMS Vrms和幅度指令Ia*将 DC分量设定为电流校正Ic。注意，DC分量设定器42可以被构造成基于 AC电压Vac的幅度以代替基于AC电源200的RMS Vrms，来计算出电流 校正Ic。

控制设备30被构造成将开关SW的占空因数设定为低于例如0.5(50％) 的预定的阈值占空比，以防止电感器电流ILr的次谐波振荡。因为电感器电 流ILr的减小斜率ma的绝对值变得更陡、即更大，所以开关SW的占空因 数变得更大，并且控制设备30被构造成将减小斜率ma的绝对值维持为等 于或小于预定的阈值斜率的绝对值，使得可以防止电感器电流ILr的次谐波 振荡。

注意，电感器电流ILr的下降斜率ma具有与由全桥电路12整流并输 入到电感器13的AC电压Vac的绝对信号|Vac|以及从电感器13输出的DC 电压Vdc的预定的相关性，这种相关性可以用下面的等式(A)表示：

ma＝(Vdc-|Vac|)/L (A)

其中，参考字符L表示电感器13的电感。

AC电压Vac的绝对信号|Vac|越小，电感器电流ILr的减小斜率ma的 绝对值越大，导致开关SW的占空因数增加。基于这个原因，为了防止电 感器电流ILr的次谐波振荡，必须要增加斜率补偿信号Slope的斜率ms， 并且减小AC电压Vac的绝对信号|Vac|。鉴于这种必要性，控制设备30被 构造成随着AC电源200的RMS Vrms的减小而增加电流校正Ic。

针对所选择的切换循环Tsw，将幅度指令Ia*设定为低于预定的电流 阈值I1，使得电感器电流ILr以不连续模式操作，使得在所选择的切换循 环Tsw期间内，中断电感器电流ILr。这导致应该通过电流校正Ic进行校 正的在不连续模式下的电感器电流ILr的峰值低于在连续模式下的电感器 电流Ilr的峰值，在连续模式下，电感器电流ILr连续地流动而没有中断周 期。

从这个观点来看，DC分量设定器42被构造成在幅度指令Ia*等于或 小于电流阈值I1时，随着幅度指令Ia*变得更低，将电流校正Ic设定得更 低。

该构造防止预校正指令电流IL*的过度校正，由此防止流过电感器13 的电感器电流ILr变成过电流。

应当注意，DC分量设定器42可以被构造成在幅度指令Ia*大于电流阈 值I1的连续模式下，将电流校正Ic设定在恒定DC电平。

例如，控制设备30具有数据表格式的、数学表达格式的和/或存储在例 如至少一个存储器30b中的程序格式的DC分量图M2。DC分量图M2具 有表示以下的值之间的关系的信息：

(1)AC电压Vac的RMS Vrms的值，诸如各个国家的RMS Vrms的 值；

(2)幅度指令Ia*的对应值；

(3)电流校正Ic的对应值。

也就是说，DC分量设定器42针对每个切换循环Tsw均参考DC分量 图M2，并且针对对应的切换循环Tsw，从DC分量图M2中提取电流校正 Ic的值、即DC分量，所提取的电流校正值Ic的值与幅度指令Ia*的对应 值以及AC电源200的RMS Vrms的对应值相关。

接下来，根据图5，下面会描述生成表示斜率ms以及AC电压Vac、 DC电压Vdc和电流校正Ic的组合的斜率映射M1的方法的示例。

如以上描述的，偏差范围参数Δi被定义为表示预校正指令电流IL*如何 偏离电感器电流ILr的平均值Iave的参数。基于这个原因，针对每个切换 循环Tsw，相对于电感器电流ILr的平均值Iave的偏差范围参数Δi被表示 为相对于电感器电流ILr的平均值Iave的最大电感器电流增量ΔIL和最大 斜率信号增量ΔSlope之和(参见图5)，相对于电感器电流ILr的平均值Iave 的最大电感器电流增量ΔIL被称为(ΔIL/2)。最大电感器电流增量ΔIL表 示针对每个切换循环Tsw的电感器电流ILr的最大增量，并且斜率信号增 量ΔSlope表示斜率补偿信号Slope的最大增量。

因此，根据下面的等式(1)，这使得能够基于电感器电流ILr的增加 斜率mb和每个切换循环Tsw的斜率补偿信号Slope的斜率ms来计算出偏 差范围参数Δi：

其中，参考字符D表示开关SW的占空因数。

因为AC-DC转换器10被构造成将AC电压Vac转换为DC电压Vdc， 所以针对开关SW的占空因数D可以由以下等式(2a)表示：

另外，电感器电流ILr的增加斜率mb具有与由全桥电路12整流并输 入到电感器13的AC电压Vac的绝对值信号|Vac|的预定的相关性，这种相 关性可以用下面的等式(2b)表示，因为AC电压Vac的绝对值信号|Vac| 在闭环中流动，其中等式(2b)是

mb＝|Vac|/L (2b)。

将等式(2a)和等式(2b)分配给等式(1)，使得能够导出以下等式 (3)：

将电流校正Ic设定到偏差范围参数Δi，并且使用校正后的指令电流 ILa*、以峰值电流模式对开关SW进行控制，使得交流电流Iac中的失真程 度降低。也就是说，在等式(3)中用电流校正Ic代替偏差范围参数Δi，使 得能够计算出电流校正Ic，该电流校正Ic使交流电流Iac中的失真程度降 低。基于电流校正Ic以及等式(3)，可以根据以下等式(4)计算出斜率 补偿信号Slope的斜率ms：

也就是说，控制设备30已经执行了预处理例程，以根据等式(4)计 算出针对每个切换循环Tsw的斜率补偿信号Slope的斜率ms的值，并且在 预定的允许范围内改变AC电压Vac的值，由此改变DC电压Vdc的值， 并且在预定范围内改变电流校正Ic的值。然后，控制设备30将计算出的斜 率ms的值存储在至少一个存储器30b中，使得斜率ms的值中的每一个与以下的值相关联：

(1)AC电压Vac的对应值；

(2)DC电压Vdc的对应值；

(3)电流校正Ic的对应值。

这使得能够在至少一个存储器30b中生成斜率映射M1。

接下来，下面参考图6描述由控制设备30每隔预定的控制周期所执行 的、与切换循环Tsw相匹配的开关控制例程。

当开始开关控制例程的当前循环时，控制设备30用作例如电流获取器， 以在步骤S10中获得由电流传感器32测量的电感器电流ILr的值。接下来， 控制设备30用作例如AC电压获取器，以在步骤S11中获得由第二电压传 感器33测量的AC电压Vac的值。

随后，控制设备30将幅度指令IIa*乘以AC电压Vac的参考波形sin ωt，进而在步骤S12中计算出预校正指令电流IL*的值。

接下来，在步骤S13中，控制设备30根据AC电压Vac计算出AC电 源200的RMS，并且在步骤S14中，基于AC电源200的RMS和幅度指 令Ia*、使用DC分量图M2设定电流校正Ic的值。

在步骤S14的操作之后，控制设备30将电流校正Ic的值加到预校正指 令电流IL*，由此在步骤S15中设定校正后的指令电流ILa*的值。

在步骤S16中，控制设备30基于AC电压Vac的值，设定电感器电流 ILr的斜率ms的值。具体地，在步骤S16中，控制设备30从斜率映射M2 中提取与AC电压Vac的值相关联的电感器电流ILr的斜率ms的值、由第 一电压传感器31测量出的DC电压Vdc的值以及当前校正Ic的值。

随后，在步骤S17中，控制设备30根据在步骤S14中设定的校正后的 指令电流ILa*以及在步骤S16中设定的电感器电流ILr的斜率ms，以峰值 电流模式对开关SW进行控制。

也就是说，当时钟的当前时钟脉冲上升时，电流控制单元50使触发器 357将高电压信号输出到开关SW的栅极，以作为栅极信号GS的接通指令， 由此接通开关SW。

当斜率校正后的电感器电流(Slope+ILr)低于校正后的指令电流ILa* 时，电流控制单元50维持栅极信号GS的接通指令，进而维持开关SW的 接通状态。

当斜率校正后的电感器电流(Slope+ILr)变得与校正后的指令电流 ILa*相同时，电流控制单元50使高电压信号输入到触发器357的复位端子 R，进而将来自触发器357的低电压信号输出到开关SW的栅极，以作为栅 极信号GS的断开指令，进而将开关SW断开。

这使得电感器电流ILr能够流过电感器13，并且抑制了交流电流Iac 中包含的失真。

在步骤S17的操作之后，控制设备30会终止开关控制程序的当前循环， 然后执行开关控制程序的下一个循环，由此基于占空因数D，将开关SW 接通和断开。也就是说，开关控制例程的循环执行使得开关SW能够基于 占空因数D，以峰值电流模式被循环地接通和断开。

下面对控制设备30如何工作进行描述，并且还对控制设备30所实现 的技术益处进行描述。

图7A示意性地示出AC电压Vac和DC电压Vdc如何随时间变化，且 图7B示意性地示出栅极信号GS如何随时间变化。图7C示意性地示出电 流校正Ic如何随时间变化，且图7D示意性地示出斜率补偿信号Slope的斜 率ms如何随时间变化。图7E示意性地示出电感器电流ILr如何随时间变 化，且图7F示意性地示出交流电流Iac如何随时间变化。

控制设备30被构造成与AC电压Vac的改变同步地对斜率补偿信号 Slope的斜率ms进行改变。具体地，控制设备30循环地对斜率补偿信号 Slope的斜率ms进行改变，使得斜率ms取以下值：

(1)每当AC电压Vac达到对应的一个过零点时(参见图7A和图7D 中的时刻t11、t13、t15)，均取局部最小值；

(2)每当AC电压Vac达到对应的一个峰值时(参见图7A和图7D 中的时刻t12、t14)，均取局部最大值。

与将斜率ms设定成恒定值的情况相比，该构造能使开关SW的占空因 数D每当AC电压Vac达到过零点(t11、t13、t15)中的对应的一个时均 具有较大的值。

与将斜率ms设定成恒定值的情况相比，该构造还能使开关SW的占空 因数D每当AC电压Vac达到峰值(t12、t14)中的对应的一个时均具有较 小的值。

该构造能使对于AC电压Vac的周期T的每一半(T/2)，电感器电流 ILr的平均值Iave均具有正弦波的正向的一半，导致输入的AC电流Iac具 有正弦波形，并且其中的失真得到抑制。

图8A、图8B以及图8C示意性地示出了根据第一实施例的斜率补偿信 号Slope的斜率ms、电感器电流ILr以及交流电流Iac各自如何随时间变化。 相反，图8D示意性地示出根据第一比较示例被设定为恒定值的斜率补偿信 号Slope的斜率ms，且图8E和图8F示意性地示出根据第一比较示例，电 感器电流ILr和交流电流Iac各自如何随时间改变。

应当注意，实行根据第一实施例的峰值电流模式以便获得图8A至图 8C所示的特征的条件，被设定成与实行根据第一比较示例的峰值电流模式 以便获得图8D至8E所示的特征的条件相同。

应当注意，在图8B和图8E的每一个中，对应的电感器电流ILr的阴 影区域表示对应的电感器电流ILr中的波动范围。

根据第一比较示例，图8E中所示的、经由电感器13的电感器电流ILr 的流动导致交流电流Iac在每个过零点处或附近失真。例如，根据第一比较 示例的交流电流Iac的总谐波失真率THD约为22％。

相反，根据第一实施例，图8B中所示的经由电感器13的电感器电流 ILr的流动导致交流电流Iac在每个过零点处或附近失真的程度降低。例如， 根据第一实施例的交流电流Iac的总谐波失真率THD等于或小于1％。

如以上描述的，第一实施例的控制设备30被构造成以峰值电流模式对 开关SW的接通/断开切换操作进行控制，使得斜率校正后的电感器电流 (Slope+ILr)维持等于或低于校正后的指令电流ILa*。在峰值电流模式下， 控制设备30被特别构造成针对每个切换循环Tsw改变斜率补偿信号Slope 的斜率ms以使其被加到电感器电流ILr，使得斜率ms与AC电压Vac同 步。

该构造使得与AC电压Vac同步地改变的斜率ms能够减小输入到 AC-DC转换器10的交流电流Iac的失真程度。该构造将控制设备30的处 理负荷减小到低于控制设备30的处理负荷，后者的比较构造针对每个切换 循环Tsw均计算出偏差范围参数Δi的值，并且使用计算出的偏差范围参数 Δi的值作为每个切换循环Tsw的电感器电流ILr的电流校正。

第一实施例的控制设备30被构造成将电流校正Ic加到预校正指令电流 IL*，由此将预校正指令电流IL*校正为校正后的电流指令ILa*，并根据交 流电压Vac和电流校正Ic对斜率补偿信号Slope的斜率ms进行改变。

因此，该构造能够基于校正后的电流指令ILa*来调整电感器电流ILr，使得 可以进一步抑制输入到AC-DC转换器10的交流电流Iac的失真。

第一实施例的电力控制系统100被构造成将从AC电源200供给的AC 电压Vac转换为DC电压Vdc，并且控制设备30构造成根据AC电源200 的RMS设定电流校正Ic。根据针对每个切换循环Tsw的电流校正Ic设定 斜率补偿信号Slope的斜率ms，使得能够抑制输入到AC-DC转换器10的 交流电流Iac中的失真，并且针对每个切换循环Tsw，维持防止电感器电流ILr的谐波振荡所需的斜率ms的值。

具体地，发明人已发现，如果AC电压Vac被转换为DC电压Vdc，那 么每当AC电压Vac达到相应的一个过零点时(参见图3B和图3C中的时 刻t1、t3、t5)，表示预校正指令电流IL*如何偏离电感器电流ILr的平均 值Iave的偏差范围参数Δi均取最大值。相反，发明人已发现，如果AC电 压Vac被转换为DC电压Vdc，那么每当AC电压Vac位于接近对应的一 个峰值时(参见图3A～3C中的时刻t2、t4)，偏差范围参数Δi均取最小 绝对值。

基于上述发现，控制设备30被构造成针对AC电压Vac的每个周期， 对斜率补偿信号Slope进行控制，使得斜率ms具有以下的值：

1.针对AC电压Vac的正向半周期P1和负向半周期P2中每一个的正 向峰值；

2.AC电压Vac的正向半周期P1与负向半周期P2之间的负向峰值(参 见图3D)。

该构造使得交流电流Iac中的失真能够得到进一步抑制。

第二实施例

下面参照图9至图13来描述本公开的第二实施例。图9示意性地示出 了根据第二实施例的电力转换器系统100A。根据第二实施例的电力转换器 系统100A的结构和/或功能与根据第一实施例的电力转换器系统100的结 构和/或功能的不同之处在于以下几点。因此，以下主要对不同点进行描述， 并且省略或简化第一实施例和第二实施例之间的分配有一致或相同的附图 标记的相同的部分的描述，以由此省去重复说明。

电力转换器系统100A的电路结构不同于电力转换器系统100的电路结 构。

具体地，电力转换器系统100A不包括半桥电路。

图9示意性地示出电力转换器系统100A。电力转换器系统100A具有 全桥电路70。全桥电路70经由第一配线LP1连接到第一DC端子TD1， 并且全桥电路70经由第二配线LP2连接到第二DC端子TD2。

具体地，全桥电路70具有第一二极管D11和第二二极管D12，以及第 一开关SW11和第二开关SW12。第二实施例使用N沟道MOSFET作为第 一开关SW11和第二开关SW12中的每一个，上述第一开关SW11和第二 开关SW12是电压控制开关的示例。

第一二极管D11的阳极连接到第一开关SW11的漏极。第一二极管D11 的阴极连接到第一配线LP1的第一端部，第一配线LP1的第二端部连接到 第一DC端子TD1。第一开关SW11的源极连接到第二配线LP2的第一端 部，第二配线LP2的第二端部连接到第二DC端子T2。

类似地，第二二极管D12的阳极连接到第二开关SW12的漏极。第二 二极管D12的阴极连接到第一配线LP1的第一端部。第二开关SW12的源 极连接到第二配线LP2的第一端部。

第一开关SW11和第二开关SW12中的每一个均具有与其反向并联连 接的本征二极管。

在第一二极管D11的阳极与第一开关SW11的漏极之间的连接点，其 称为第一连接点K11，被连接到第五配线LP5的第一端部，而第五配线LP5 的第二端部连接到第一AC端子TA1。类似地，在第二二极管D12的阳极 与第二开关SW12的漏极之间的连接点，其称为第二连接点K12，被连接 到第六配线LP6的第一端部，而第六配线LP6的第二端部连接到第二AC端子TA2。

电力转换器系统100A还具有控制设备30A以及第一电流传感器34和 第二电流传感器35。第一电流传感器34设置在第一二极管D11的阳极与 第一开关SW11的漏极之间的连接线上。第一电流传感器34被构造成对流 过第一开关SW11的电流进行测量，以作为第一电感器电流IL1r。第二电 流传感器35设置在第二二极管D12的阳极与第二开关SW12的漏极之间的 连接线上。第二电流传感器35被构造成对流过第二开关SW12的电流进行 测量，以作为第二电感器电流IL2r。

接下来，下面参考图10详细描述控制设备30A的功能结构。

控制设备30A在功能上具有第一电流控制单元52、第二电流控制单元 53以及选择器60，与控制设备30的结构相比，上述第一电流控制单元52、 第二电流控制单元53以及选择器60代替了电流控制单元50。

控制设备30A被构造成以峰值电流模式对第一开关SW11和第二开关 SW12中每一个的闭合或打开、即接通或断开进行控制，由此对斜率已得到 补偿的第一电感器电流IL1r和第二电感器电流IL2r进行调整，以遵循校正 后的指令电流ILa*。

第一电流控制单元52根据由第一电流传感器34测量出的第一电感器 电流IL1r和校正后的指令电流ILa*，来确定用于接通/断开操作控制的第一 开关SW11的第一栅极信号GS1，并且经由选择器60将第一栅极信号GS1 输出到第一开关SW1，进而对第一开关SW11的接通/断开切换操作进行控 制。例如，第一电流控制单元52基于第一电感器电流IL1r和校正后的指令 电流ILa*，以已知的峰值电流模式确定第一栅极信号GS1。

类似地，第二电流控制单元53根据由第二电流传感器35测量出的第 二电感器电流IL2r和校正后的指令电流ILa*，来确定用于接通/断开操作控 制的第二开关SW12的第二栅极信号GS2，并且经由选择器60将第二栅极 信号GS2输出到第二开关SW2，进而对第二开关SW12的接通/断开切换操 作进行控制。例如，第二电流控制单元53基于第二电感器电流IL2r和校正 后的指令电流ILa*，以已知的峰值电流模式确定第二栅极信号GS2。

例如，与电流控制单元50相比，第一电流控制单元52具有第一斜率 补偿器54，以代替斜率补偿器51。因为第一电流控制单元52的其它部件 与电流控制单元50的其它部件相同，所以省略对它们的说明。类似地，例 如，与电流控制单元50相比，第二电流控制单元53具有第二斜率补偿器 55以代替斜率补偿器51。因为第二电流控制单元53的其它部件与电流控 制单元50的其它部件相同，所以省略对它们的说明。也就是说，第一电流 控制单元52的D/A转换器351、比较器352、加法器353以及RS触发器 357用作例如第一电流控制器52a。类似地，第二电流控制单元53的D/A 转换器351、比较器352、加法器353以及RS触发器357用作例如第二电 流控制器53a。电流校正器40、第一斜率补偿器54以及第二斜率补偿器55 用作例如斜率补偿单元。

第一斜率补偿器54根据AC电压Vac、DC电压Vdc以及电流校正Ic 产生第一斜率补偿信号Slope1，并且以与斜率补偿器51相同的方式将第一 斜率补偿信号Slope1输出到加法器353，使得第一斜率补偿信号Slope1被 加到第一电感器电流IL1r。

第二斜率补偿器55根据AC电压Vac、DC电压Vdc以及电流校正Ic 产生第二斜率补偿信号Slope2，并且以与斜率补偿器51相同的方式将第二 斜率补偿信号Slope2输出到加法器353，使得第二斜率补偿信号Slope2被 加到第二电感器电流IL2r。

选择器60被构造成根据AC电压Vac的极性对第一栅极信号GS1以及 第二栅极信号GS2中的一个进行选择，并且将所选择的第一栅极信号GS1 和第二栅极信号GS2中的一个输出到第一开关SW1的栅极和第二开关 SW2的栅极中的对应一个。

具体地，选择器60具有极性判断器61、第一“与”电路62以及第二 “与”电路63。

第一“与”电路62以及第二“与”电路63中的每一个均具有第一输 入端子和第二输入端子，并且极性判断器61具有连接到对应的第一“与” 电路62和第二“与”电路63的第一输入端子的第一输出端子和第二输出 端子。第一“与”电路62的第二输入端子连接到第一电流控制单元52的 触发器357的输出端子。第二“与”电路63的第二输入端子连接到第二电流控制单元53的触发器357的输出端子。

极性判断器61被构造成在每个预定循环中，对AC电压Vac具有正极 性还是负极性进行判断。极性判断器61还构造成：

(1)在判断为AC电压Vac具有正极性时，将具有高电压电平的第一 选择信号AQ1从第一输出端子输出到第一“与”电路62的第一输入端子， 并且将具有低电压电平的第二选择信号AQ2从第二输出端子输出到第二 “与”电路63的第一输入端子；

(2)在判断为AC电压Vac具有负极性时，将具有低电压电平的第一 选择信号AQ1从第一输出端子输出到第一“与”电路62的第一输入端子， 并且将具有高电压电平的第二选择信号AQ2从第二输出端子输出到第二 “与”电路63的第一输入端子。

第一“与”电路62将第一栅极信号GS1输出到第一开关SW11的栅极 以用于打开或闭合第一开关SW11，且第二“与”电路63将第二栅极信号 GS2输出到第二开关SW12的栅极，以用于打开或闭合第二开关SW12。

下面参考图11A至图11I的联合时序图，对控制设备30如何工作进行 描述，并且还对控制设备30A所实现的技术益处进行描述。

图11A示意性地示出AC电压Vac和DC电压Vdc如何随时间变化， 图11B示意性地示出第一选择信号AQ1如何随时间变化，而图11C示意性 地示出第二选择信号AQ2如何随时间变化。图11D示意性地示出第一栅极 信号GS1如何随时间变化，而图11E示意性地示出第二栅极信号GS2如何 随时间变化。

图11F示意性地示出电流校正Ic如何随时间变化，且图11G示意性地 示出斜率补偿信号Slope的斜率ms如何随时间变化。图11H示意性地示出 作为电感器电流ILr而交替地流过电感器13的第一电感器电流IL1r和第二 电感器电流IL2r如何随时间变化，图11I示意性地示出交流电流Iac如何 随时间变化。

具有高电压电平的第一选择信号AQ1以及具有低电压电平的第二选择 信号AQ2在AC电压Vac的正向半周期P1期间，被输入到对应的第一“与” 电路62和第二“与”电路63。这使得第一电流控制单元52以峰值电流模 式对第一开关SW11进行控制。

也就是说，当时钟的当前时钟脉冲上升时，第一电流控制单元52使触 发器357经由第一“与”电路62将高电压信号输出到第一开关SW11的栅 极，以作为第一栅极信号GS1的接通指令，由此将第一开关SW11接通。

当斜率校正后的第一电感器电流(Slope+IL1r)低于校正后的指令电 流ILa*时，第一电流控制单元52维持第一栅极信号GS1的接通指令，进 而维持第一开关SW11的接通状态。

在第二开关SW12处于断开状态时的第一开关SW11的接通状态期间， 第一电感器电流IL1r以闭环从AC电源33流过电感器13、第一开关SW11 以及第二开关SW12的本征二极管。这使得磁能可以被充入电感器13中。

当斜率校正后的第一电感器电流(Slope+IL1r)变得与校正后的指令 电流ILa*相同时，第一电流控制单元52使高电压信号输入到触发器357的 复位端子R，进而将来自触发器357的低电压信号经由第一“与”电路62 输出到第一开关SW11的栅极，以作为第一栅极信号GS1的断开指令，进 而将第一开关SW11断开。

在第二开关SW12处于断开状态时的第一开关SW11的断开状态期间， 第一电感器电流IL1r从AC电源33流过第一二极管D11、DC负载以及第 二开关SW12的本征二极管。

具体地，第一斜率补偿器54循环地对第一斜率补偿信号Slope1的斜率 ms进行改变，使得斜率ms取以下值：

(1)每当AC电压Vac达到对应的一个过零点时(参见图11A和图 11G中的时刻t21、t23)，均取局部最小值；

(2)每当AC电压Vac达到对应的一个峰值时(参见图11A和图11G 中的时刻t22)，均取局部最大值。

与将斜率ms设定成恒定值的情况相比，该构造使得第一开关SW11的 占空因数D每当AC电压Vac达到过零点(t21、t23)中的对应的一个时均 具有较大的值。因此，这导致输入到AC-DC转换器10中的交流电流Iac 的失真得到抑制。

另一方面，具有低电压电平的第一选择信号AQ1以及具有高电压电平 的第二选择信号AQ2在AC电压Vac的负向半周期P2期间，被输入到对 应的第一“与”电路62和第二“与”电路63。这使得第二电流控制单元 53以峰值电流模式对第二开关SW12进行控制。

也就是说，当时钟的当前时钟脉冲上升时，第二电流控制单元53使触 发器357经由第二“与”电路63，将高电压信号输出到第二开关SW12的 栅极，以作为第二栅极信号GS2的接通指令，由此将第二开关SW12接通。

在第一开关SW11处于断开状态时的第二开关SW12的接通状态期间， 第二电感器电流IL2r以闭环从AC电源33流过电感器13、第二开关SW12 和第一开关SW11的本征二极管。这使得磁能可以被充入电感器13中。

当斜率校正后的第二电感器电流(Slope+IL2r)的绝对值低于校正后 的指令电流ILa*的幅度时，第二电流控制单元53维持第二栅极信号GS2 的接通指令，进而维持第二开关SW12的接通状态。

当斜率校正后的第二电感器电流(Slope+IL2r)的绝对值变得与校正 后的指令电流ILa*相同时，第二电流控制单元53使高电压信号输入到触发 器357的复位端子R，进而将来自触发器357的低电压信号经由第二“与” 电路63输出到第二开关SW12的栅极，以作为第二栅极信号GS2的断开指 令，进而将第二开关SW12断开。

在第一开关SW11处于断开状态时的第二开关SW12的断开状态期间， 第二电感器电流IL2r从AC电源33流过第二二极管D12、DC负载以及第 一开关SW11的本征二极管。

具体地，第二斜率补偿器55循环地对第二斜率补偿信号Slope2的斜率 ms进行改变，使得斜率ms取以下值：

(1)当AC电压Vac达到对应的过零点时(参见图11A和图11G中 的时刻t25)，取局部最小值；

(2)当AC电压Vac达到对应的峰值时(参见图11A和图11G中的 时刻t24)，取局部最大值。

与将斜率ms设定成恒定值的情况相比，该构造使得第二开关SW12的 占空因数D在AC电压Vac达到对应的过零点t25时具有较大的值。因此， 这导致输入到AC-DC转换器10中的交流电流Iac的失真得到抑制。

如以上描述的，第二实施例实现了与第一实施例的技术益处相同的技 术益处。

第二实施例的第一变形例

图12示意性地示出根据第二实施例的第一变形例的电力转换器系统 100A1的电路结构。

电力转换器系统100A1的电路结构具有全桥电路71，该全桥电路71 的电路结构不同于第二实施例的全桥电路70的电路结构。以下主要对不同 点进行描述，并且省略或简化第二实施例和该第二实施例的第一变形例之 间的分配有一致或相同的附图标记的相同的部分的说明，进而省去重复说 明。

全桥电路71具有第一二极管D13和第二二极管D14，以及第一开关 SW13和第二开关SW14。第二实施例的第一变形例使用N沟道MOSFET 作为第一开关SW13和第二开关SW14中的每一个，上述第一开关SW13 和第二开关SW14是电压控制开关的示例。

第一开关SW13的源极连接到第一二极管D13的阴极。第一开关SW13 的漏极连接到第一配线LP1的第一端部，而第一配线LP1的第二端部连接 到第一DC端子TD1。第一二极管D13的阳极连接到第二配线LP2的第一 端部，而第二配线LP2的第二端部连接到第二DC端子T2。

类似地，第二开关SW14的源极连接到第二二极管D14的阴极。第二 开关SW14的漏极连接到第一配线LP1的第一端部。第二二极管D14的阳 极连接到第二配线LP2的第一端部。

在第一开关SW13的源极和第一二极管D13的阴极之间的连接点连接 到第五配线LP5的第一端部，而第五配线LP5的第二端部连接到第一AC 端子TA1。类似地，在第二开关SW14的源极与第二二极管D14的阴极之 间的连接点被连接到第六配线LP6的第一端部，而第六配线LP6的第二端 部连接到第二AC端子TA2。

电力转换器系统100A1具有第一电流传感器36和第二电流传感器37。 第一电流传感器36设置在第一开关SW13的源极与第一二极管D13的阴极 之间的连接线上。第一电流传感器36被构造成对流过第一开关SW13的电 流进行测量，以作为第一电感器电流IL1r。第二电流传感器37设置在第二 开关SW14的源极与第二二极管D14的阴极之间的连接线上。第二电流传 感器37被构造成对流过第二开关SW14的电流进行测量，以作为第二电感 器电流IL2r。

第二实施例的第一变形例实现了与第二实施例的技术益处相同的技术 益处。

第二实施例的第二变形例

图13示意性地示出根据第二实施例的第二变形例的电力转换器系统 100A2的电路结构。

电力转换器系统100A2的电路结构具有全桥电路72，该全桥电路72 的电路结构不同于第二实施例的全桥电路70的电路结构。因此，以下主要 对不同点进行描述，并且省略或简化第二实施例和该第二实施例的第二变 形例之间的分配有一致或相同的附图标记的相同的部分的描述，以由此省 去重复说明。

全桥电路72具有第一二极管D15和第二二极管D16，以及第一开关 SW15和第二开关SW16。第二实施例的第二变形例使用N沟道MOSFET 作为第一开关SW15和第二开关SW16中的每一个，上述第一开关SW15 和第二开关SW16是电压控制开关的示例。

第一开关SW15的源极连接到第二开关SW16的漏极。第一开关SW15 的漏极连接到第一配线LP1的第一端部。第二开关SW16的源极连接到第 二配线LP2的第一端部。

第一二极管D15的阳极连接到第二二极管D16的阴极。第一二极管 D15的阴极连接到第一配线LP1的第一端部。第二二极管D16的阳极连接 到第二配线LP2的第一端部。

在第一开关SW15的源极与第二开关SW16的漏极之间的连接点K3被 连接到第五配线LP5的第一端部。类似地，在第一二极管D15的阳极与第 二二极管D16的阴极之间的连接点K4被连接到第六配线LP6的第一端部。

电力转换器系统100A2具有第一电流传感器38和第二电流传感器39。 第一电流传感器38设置在第一开关SW15的漏极与第一配线LP1之间的连 接线上。第一电流传感器38被构造成对流过第一开关SW15的电流进行测 量，以作为第一电感器电流IL1r。第二电流传感器39设置在第一开关SW15 的源极与第二开关SW16的漏极之间的连接线上。第二电流传感器39被构 造成对流过第二开关SW16的电流进行测量，以作为第二电感器电流IL2r。

第二实施例的第二变形例实现了与第二实施例的技术益处相同的技术 益处。

第三实施例

下面参照图14至图18来描述本公开的第三实施例。图14示意性地示 出根据第三实施例的电力转换器系统100B。根据第三实施例的电力转换器 系统100B的结构和/或功能与根据第一实施例的电力转换器系统100的结 构和/或功能的不同之处在于以下几点。因此，以下主要对不同点进行描述， 并且省略或简化第一实施例和第三实施例之间的分配有一致或相同的附图 标记的相同的部分的描述，以由此省去重复说明。

电力转换器系统100B被构造成将DC电压Vdc转换为AC电压Vac。

图14示意性地示出电力转换器系统100B。电力转换器系统100B包括 DC-AC转换器80和控制设备30B。

DC-AC转换器80经由第一DC端子TD1和第二DC端子TD2连接到 DC电源300。DC-AC转换器80还经由第一AC端子TA1和第二AC端子 TA2连接到AC电源200，以作为至少一个AC负载的示例。

DC-AC转换器80具有电容器16、半桥电路73、全桥电路74、电感器 13以及第一至第六配线LP1～LP6。第一至第六配线LP1～LP6中的每一个 均具有相反的第一端部和第二端部。

半桥电路73具有第一开关SW21和第二开关SW22。第一开关SW21 和第二开关SW22中的每一个均包括例如N沟道MOSFET，第一开关SW21 和第二开关SW22是电压控制的开关的示例。第一开关SW21的源极连接 到第二开关SW22的漏极。第一开关SW21的漏极连接到第一配线LP1的 第一端部。第二开关SW22的源极连接到第二配线LP2的第一端部。第一 开关SW21和第二开关SW22中的每一个均具有与其反向并联连接的本征 二极管。

在第一开关SW21的源极和第二开关SW22的漏极之间的连接点，其 称为第一连接点K21，被连接到第三配线LP3的第一端部。电感器13安装 在第三配线LP3上。第二开关SW22的源极连接到第四配线LP4的第一端 部。

电容器16连接在第一配线LP1与第二配线LP2之间，以平行于包括串 联连接的第五二极管D5和开关SW的串联连接构件。

全桥电路74具有第三至第六开关SW23～SW26。第三至第六开关 SW23～SW26中的每一个均包括例如N沟道MOSFET，第三至第六开关 SW23～SW26是电压控制的开关的示例。第三开关SW23的源极连接到第 四开关SW24的漏极。第五开关SW25的源极连接到第六开关SW26的漏 极。

第三开关SW23和第五开关SW25中的每一个的漏极均连接到第三配 线LP3的第一端部。第四开关SW24和第六开关SW26中的每一个的源极 连接到第二配线LP2的第一端部。第一开关SW21和第二开关SW22中的 每一个均具有与其反向并联连接的本征二极管。

在第三开关SW23的源极与第四开关SW24的漏极之间的连接点，其 称为第二连接点K22，被连接到第五配线LP5的第一端部，而第五配线LP5 的第二端部连接到第一AC端子TA1。类似地，在第五开关SW25的源极 与第六开关SW26的漏极之间的连接点，其称为第二连接点K12，被连接 到第六配线LP6的第一端部，而第六配线LP6的第二端部连接到第二AC 端子TA2。

接下来，下面参考图15详细描述控制设备30B的功能结构。

控制设备30B被构造成以已知的峰值电流模式对第一开关SW21和第 二开关SW22的闭合或打开、即接通或断开进行控制。例如，除了幅度指 令计算器340、波形产生器341、乘法器342、绝对值计算器343以及加法 器344之外，控制设备30B在功能上还包括电流控制单元150和选择器160。

电流控制单元150根据由电流传感器32测量出的电感器电流ILr和校 正后的指令电流ILa*，来确定用于接通/断开操作控制的第一开关SW11的 第一栅极信号GS1，并且将第一栅极信号GS1输出到第一开关SW1的栅极， 进而对第一开关SW11的接通/断开切换操作进行控制。

选择器160具有极性判断器161、第一反向器闸162以及第二反向器闸 163。

电流控制单元150的输出连接到第一反向器闸(inverter gate)162，使 得具有高电压电平和低电压电平中的一个的第二栅极信号GS12从第一反 向器闸162输出到第二开关SW22的栅极，高电压电平和低电压电平中的 一个电平与第一栅极信号GS11的电平相反。

例如，除了D/A转换器351、比较器352、加法器353以及RS触发器 357之外，电流控制单元150还具有斜率补偿器51。电流控制单元150的 D/A转换器351、比较器352、加法器353以及RS触发器357用作例如电 流控制器150a。电流校正器40和斜率补偿器151用作例如斜率补偿单元。

斜率补偿器151根据AC电压Vac、DC电压Vdc以及电流校正Ic产生 具有可变斜率ms的斜率补偿信号Slope，并且将斜率补偿信号Slope输出 到加法器353。

极性判断器161具有输出端子，并且被构造成在每个预定循环中，对 AC电压Vac具有正极性还是负极性进行判断。极性判断器161还构造成：

(1)在判断为AC电压Vac具有正极性时，将具有高电压电平的输出 信号从输出端子输出；

(2)在判断为AC电压Vac具有负极性时，将具有低电压电平的输出 信号从输出端子输出。

极性判断器161的输出端子连接到第三开关SW23和第六开关SW26 中的每一个的栅极，使得极性判断器161将输出信号输出到第三开关SW23 以作为第三栅极信号GS13，并且将输出信号输出到第六开关SW26以作为 第六栅极信号GS16。

极性判断器161的输出端子也经由第二反向器闸163连接到第四开关 SW24和第五开关SW25中的每一个的栅极，使得极性判断器161经由第二 反向器闸163将输出信号输出到第四开关SW24以作为第四栅极信号 GS14，并且将输出信号输出到第五开关SW25以作为第五栅极信号GS15。 第四栅极信号GS14和第五栅极信号GS15中的每一个均具有高电压电平和 低电压电平中的一个电平，该一个电平与第三栅极信号GS13和第六栅极信 号GS16中的每一个的电平相反。

图16A示意性地示出根据第三实施例的AC电压Vac如何随时间变化， 其类似于图3A中所示的AC电压Vac，且图16B示意性地示出根据第三实 施例的斜率补偿信号Slope的可变斜率ms如何随时间变化。

发明人已发现，如果通过DC-AC转换器80将DC电压Vdc转换为AC 电压Vac，那么每当AC电压Vac达到相应的一个过零点时(参见图16B 中的时刻t31、t33、t35)，表示预校正指令电流IL*如何偏离电感器电流 ILr的平均值Iave的偏差范围参数Δi均取最大值。相反，发明人已发现， 如果通过DC-AC转换器80将DC电压Vdc转换为AC电压Vac，那么每 当AC电压Vac位于接近对应的一个峰值时(参见图16B中的时刻t32、t34)， 偏差范围参数Δi均取最小绝对值。

基于上述发现，控制设备30B被构造成对斜率补偿信号Slope进行控 制，使得斜率补偿信号Slope的斜率ms周期性地变为：

(1)每当AC电压Vac达到对应的一个过零点时(参见图16A和图 16B中的时刻t31、t33、t35)，均取局部最大值；

(2)每当AC电压Vac达到对应的一个峰值时(参见图16A和图16B 中的时刻t32、t34)，均取局部最小值。

如以上描述的，斜率补偿器151针对AC电压Vac的每个周期，都设 定斜率补偿信号Slope的斜率ms，使得斜率ms具有：

1.针对AC电压Vac的正向半周期P1和负向半周期P2中的每一个的 局部最小值；

2.AC电压Vac的正向半周期P1与负向半周期P2之间的局部最大值 (参见图16B)。

例如，控制设备30B具有数据表格式的、数学表达格式的和/或存储在 例如至少一个存储器30b中的程序格式的斜率映射M3。斜率映射M3具有 表示以下的值之间的关系的信息：

(1)斜率补偿信号Slope的斜率ms的值中的每一个；

(2)下列组合中的对应一个，每个组合均包括AC电压Vac的对应值、 DC电压Vdc的对应值以及电流校正Ic的对应值。

即，斜率补偿器151针对每个切换循环Tsw均参考斜率映射M3，并且 针对对应的切换循环Tsw，从斜率映射M3中提取斜率补偿信号Slope的斜 率ms的值，在斜率映射M3中所提取的的斜率ms的值与AC电压Vac的 对应值、DC电压Vdc的对应值以及电流校正Ic的对应值的对应组合相关。

接下来，下面描述生成表示斜率ms以及AC电压Vac、DC电压Vdc 和电流校正Ic的组合的斜率映射M3的方法的示例。

因为DC-AC转换器80被构造成将DC电压Vdc转换为AC电压Vac， 所以针对开关SW的占空因数D可以由以下等式(5a)表示：

另外，电感器电流ILr的增加斜率mb与DC电压Vdc以及AC电压 Vac的绝对信号|Vac|具有预定的相关性，这种相关性可以用下面的等式(5b) 表示：

mb＝(Vdc-|Vac|)/L (5b)。

将等式(5a)和等式(5b)分配给等式(1)使得能够导出以下等式(6)：

将电流校正Ic设定到偏差范围参数Δi，并且使用校正后的指令电流 ILa*，以峰值电流模式对开关SW进行控制，使得交流电流Iac中的失真程 度降低。也就是说，在等式(6)中用电流校正Ic代替偏差范围参数Δi，使 得能够计算出电流校正Ic，该电流校正Ic使交流电流Iac中的失真程度降 低。基于电流校正Ic以及等式(6)，可以根据以下等式(7)计算出斜率 补偿信号Slope的斜率ms：

也就是说，控制设备30B已经执行了预处理例程，以根据等式(7)计 算出针对每个切换循环Tsw的斜率补偿信号Slope的斜率ms的值，并且在 预定的允许范围内改变AC电压Vac的值，由此改变DC电压Vdc的值， 并且在预定范围内改变电流校正Ic的值。然后，控制设备30B将计算出的 斜率ms的值存储在至少一个存储器30b中，使得斜率ms的值中的每一个与以下的值相关联：

(1)AC电压Vac的对应值；

(2)DC电压Vdc的对应值；

(3)电流校正Ic的对应值。

这使得能够在至少一个存储器30b中生成斜率映射M3。

接着，下面对控制设备30B如何工作进行描述，并且还对控制设备30B 所实现的技术益处进行描述。

图17A示意性地示出AC电压Vac和DC电压Vdc如何随时间变化， 且图17B示意性地示出第一栅极信号GS11如何随时间变化。应当注意， 改变第二栅极信号GS12，使得第二栅极信号GS12的电平与第一栅极信号 GS11的高电压电平或低电压电平相反。

图17C示意性地示出电流校正Ic如何随时间变化，且图17D示意性地 示出斜率补偿信号Slope的斜率ms如何随时间变化。图17E示意性地示出 电感器电流ILr如何随时间变化，且图17F示意性地示出交流电流Iac如何 随时间变化。

控制设备30B使第三栅极信号GS13和第六栅极信号GS16处于高电压 电平并且AC电压Vac在正向半周期P1内具有正极性，并且使第三开关 SW23和第六开关SW26处于接通状态、即闭合状态，而使第四开关SW24 和第五开关SW25处于断开状态、即开路状态。

在第三开关SW23和第六开关SW26处于接通状态并且第四开关SW24 和第五开关SW25处于断开状态时，电流控制单元150以峰值电流模式对 第一开关SW11和第二开关SW12进行控制。

具体地，当时钟的当前时钟脉冲上升时，电流控制单元150使触发器 357将高电压信号输出到第一开关SW11的栅极，由此将第一开关SW11 接通，并且将低电压信号输出到第二开关SW12的栅极，由此将第二开关 SW12断开。

当斜率校正后的电感器电流(Slope+ILr)低于校正的指令电流ILa* 时，电流控制单元150维持第一栅极信号GS1的接通指令，进而维持第一 开关SW11的接通状态。

在第二开关SW12处于断开状态时的第一开关SW11的接通状态期间， 电感器电流ILr从DC电源300流过第一开关SW21、电感器13、第三开关 SW23、AC电源200以及第六开关SW26。这使得磁能可以被充入电感器 13中。

当斜率校正后的电感器电流(Slope+ILr)变得与校正后的指令电流 ILa*相同时，电流控制单元150使高电压信号输入到触发器357的复位端 子R，进而将来自触发器357的低电压信号输出到第一开关SW11的栅极， 以作为第一栅极信号GS1的断开指令，由此将第一开关SW11断开，并且 将高电压信号输出到第二开关SW12的栅极，由此将第二开关SW12接通。

在第二开关SW12处于接通状态时的第一开关SW11的断开状态期间， 基于电感器13中充有的磁能的电感器电流ILr流过第三开关SW23、AC电 源200以及第六开关SW26。

附加地，控制设备30B使第三栅极信号GS13和第六栅极信号GS16处 于低电压电平，并且AC电压Vac在负向半周期P2内具有负极性，使第三 开关SW23和第六开关SW26处于断开状态，并且使第四开关SW24和第 五开关SW25处于接通状态。

在第四开关SW24和第五开关SW25处于接通状态并且第三开关SW23 和第六开关SW26处于断开状态时，电流控制单元150以峰值电流模式对 第一开关SW11和第二开关SW12进行控制。

具体地，当时钟的当前时钟脉冲上升时，电流控制单元150使触发器 357将高电压信号输出到第一开关SW11的栅极，由此将第一开关SW11 接通，并且将低电压信号输出到第二开关SW12的栅极，由此将第二开关 SW12断开。

当斜率校正后的电感器电流(Slope+ILr)低于校正后的指令电流ILa* 时，电流控制单元150维持第一栅极信号GS1的接通指令，进而维持第一 开关SW11的接通状态。

在第二开关SW12处于断开状态时的第一开关SW11的接通状态期间， 电感器电流ILr从DC电源300流过第一开关SW21、电感器13、第五开关SW25、AC电源200以及第四开关SW24。这使得磁能可以被充入电感器 13中。

当斜率校正的电感器电流(Slope+ILr)变得与校正后的指令电流ILa* 相同时，电流控制单元150使高电压信号输入到触发器357的复位端子R， 进而将来自触发器357的低电压信号输出到第一开关SW11的栅极，以作 为第一栅极信号GS1的断开指令，进而将第一开关SW11断开，并且将高 电压信号输出到第二开关SW12的栅极，进而将第二开关SW12接通。

在第二开关SW12处于接通状态时的第一开关SW11的断开状态期间， 基于电感器13中充有的磁能的电感器电流ILr流过第五开关SW25、AC电 源200以及第四开关SW24。

具体地，斜率补偿器151循环地对斜率补偿信号Slope的斜率ms进行 改变，使得斜率ms取以下值：

(1)每当AC电压Vac达到对应的一个过零点时(参见图17A和图 17D中的时刻t41、t43、t45)，均取局部最大值；

(2)每当AC电压Vac达到对应的一个峰值时(参见图17A和图17D 中的时刻t42、t44)，均取局部最小值。

该构造能使对于AC电压Vac的周期T的每一半(T/2)，电感器电流 ILr的平均值Iave均具有正弦波的正向的一半，导致输入的AC电流Iac具 有正弦波形，并且其中的失真得到抑制。

图18A、图18B以及图18C示意性地示出根据第一实施例的斜率补偿 信号Slope、电感器电流ILr以及交流电流Iac的斜率ms各自如何随时间变 化。相反，图18D示意性地示出根据第二比较示例被设定为恒定值的斜率 补偿信号Slope的斜率ms，且图18E和图18F示意性地示出根据第二比较 示例，电感器电流ILr和交流电流Iac各自如何随时间改变。

应当注意，实行根据第三实施例的峰值电流模式以便获得图18A至图 18C所示的特征的条件，被设定成与实行根据第二比较示例的峰值电流模 式以便获得图18D至18E所示的特征的条件相同。

应当注意，在图18B和图18E的每一个中，对应的电感器电流ILr的 阴影区域表示对应的电感器电流ILr中的波动范围。

根据第二比较示例，图18E中所示的、经由电感器13的电感器电流ILr 的流动导致交流电流Iac在每个过零点处或附近失真。例如，根据第二比较 示例的交流电流Iac的总谐波失真率THD约为35％。

相反，根据第三实施例，图18B中所示的经由的电感器电流ILr的流 动导致交流电流Iac在每个过零点处或附近失真的程度降低。例如，根据第 三实施例的交流电流Iac的总谐波失真率THD等于或小于1％。

如以上描述的，第三实施例的控制设备30B施加到电力转换系统100B， 以用于将DC电压Vdc转换为AC电压Vac。在将DC电压Vdc电力转换为 AC电压Vac期间，表示预校正指令电流IL*如何偏离电感器电流ILr的平 均值Iave的偏差范围参数Δi的值变小。从这个观点来看，控制设备30B循 环地对斜率补偿信号Slope的斜率ms进行改变，使得斜率ms取以下值：

(1)每当AC电压Vac达到对应的一个过零点时，均取局部最大值；

(2)每当AC电压Vac达到对应的一个峰值时，均取局部最小值。

该构造能使对于AC电压Vac的周期T的每一半(T/2)，电感器电流 ILr的平均值Iave均具有正弦波的正向的一半，导致在将DC电压Vdc转换 为AC电压Vac时，输入的AC电流Iac具有正弦波形，并且其中的失真得 到抑制。

第三实施例的变形例

在将DC电压Vdc转换为AC电压Vac时，电感器电流ILr的减小斜率 ma可以由以下等式(B)表示：

ma＝|Vac|/L (B)。

基于上述原因，为了防止电感器电流ILr的次谐波振荡，根据第三实施 例的变形例的控制设备30B可以被构造成随着AC电压Vac的绝对值的增 加、即随着AC电压Vac的RMSVrms的增加而增加斜率ms。

第四实施例

下面参照图19至图21来描述本公开的第四实施例。图19示意性地示 出根据第四实施例的电力转换器系统100C。根据第四实施例的电力转换器 系统100C的结构和/或功能与根据第三实施例的电力转换器系统100B的结 构和/或功能的不同之处在于以下几点。因此，以下主要对不同点进行描述， 并且省略或简化第三实施例和第四实施例之间的分配有一致或相同的附图 标记的相同的部分的描述，以由此省去重复说明。

电力转换器系统100C的电路结构不同于电力转换器系统100B的电路 结构。

具体地，电力转换器系统100C不包括半桥电路。

图19示意性地示出电力转换器系统100C。电力转换器系统100C具有 全桥电路75。全桥电路75经由第一配线LP1连接到第一DC端子TD1， 并且全桥电路75经由第二配线LP2连接到第二DC端子TD2。

具体地，全桥电路75具有第一至第四开关SW31～SW34。第四实施例 使用N沟道MOSFET作为第一至第四开关SW31～SW34中的每一个，上 述第一至第四开关SW31～SW34是电压控制开关的示例。因为第一至第四 开关SW31～SW34对应于根据第三实施例的各个第一至第四开关SW23～ SW26，所以省略对这些开关SW31～SW34的描述。

第一开关SW31和第三开关SW33中的每一个的漏极连接到第一配线 LP1的第一端部，且第二开关SW32和第四开关SW34中的每一个的源极 连接到第二配线LP2的第一端部。

电力转换器系统100C还具有控制设备30C以及第一电流传感器131 和第二电流传感器132。第一电流传感器131设置在第一开关SW31的漏极 与第一配线LP1的第一端部之间的连接线上。第一电流传感器131被构造 成对流过第一开关SW31的电流进行测量，以作为第一电感器电流IL1r。 第二电流传感器132设置在第三开关SW33的漏极与第一配线LP1的第一 端部之间的连接线上。第二电流传感器132被构造成对流过第三开关SW33 的电流进行测量，以作为第二电感器电流IL2r。

接下来，下面参考图20详细描述控制设备30C的功能结构。

控制设备30C在功能上具有第一电流控制单元155、第二电流控制单 元156以及选择器64，与控制设备30B的结构相比，第一电流控制单元155、 第二电流控制单元156和选择器64代替了电流控制单元150和选择器160。

控制设备30C被构造成以峰值电流模式对第一至第四开关SW31～ SW34中的每一个的闭合或打开、即接通或断开进行控制，由此对斜率已得 到补偿的第一电感器电流IL1r和第二电感器电流IL2r进行调整，以遵循校 正后的指令电流ILa*。

第一电流控制单元155具有第一斜率补偿器157，该第一斜率补偿器 157用于根据AC电压Vac、DC电压Vdc以及电流校正Ic产生第一斜率补 偿信号Slope1，并且以与斜率补偿器151相同的方式将第一斜率补偿信号 Slope1输出到加法器353，使得第一斜率补偿信号Slope1被加到第一电感 器电流IL1r。

第二电流控制单元156具有第二斜率补偿器158，该第二斜率补偿器 158用于根据AC电压Vac、DC电压Vdc以及电流校正Ic产生第二斜率补 偿信号Slope2，并且以与斜率补偿器151相同的方式将第二斜率补偿信号 Slope2输出到加法器353，使得第二斜率补偿信号Slope2被加到第二电感 器电流IL2r。

第一电流控制单元155和第二电流控制单元156中的每一个的其它部 件基本上与图2中所示的电流控制单元50的部件相同，因此省略对它们的 描述。

也就是说，第一电流控制单元155的D/A转换器351、比较器352、加 法器353以及RS触发器357用作例如第一电流控制器155a。类似地，第 二电流控制单元156的D/A转换器351、比较器352、加法器353以及RS 触发器357用作例如第二电流控制器156a。电流校正器40、第一斜率补偿 器157以及第二斜率补偿器158用作例如斜率补偿单元。

选择器164具有极性判断器165、第一“与”电路167、第二“与”电 路168以及第一至第三反向器闸166、169、170。

第一“与”电路167和第二“与”电路168中的每一个均具有第一输 入端子和第二输入端子，且极性判断器165具有输出端子，并且第一至第 三反向器闸166、169、170中的每一个均具有相反的输入端子和输出端子。 极性判断器165的输出端子连接到第一“与”电路167的第一输入端子， 并且连接到第一反向器闸166的输入端子。第一反向器闸166的输出端子 连接到第二“与”电路168的第一输入端子。第一“与”电路167的第二 输入端子连接到第一电流控制单元155的触发器357的输出端子。第二“与” 电路168的第二输入端子连接到第二电流控制单元156的触发器357的输 出端子。

极性判断器165被构造成在每个预定循环中，对AC电压Vac具有正 极性还是负极性进行判断。极性判断器165还构造成：

(1)在判断为AC电压Vac具有正极性时，将具有高电压电平的输出 信号从输出端子输出到第一“与”电路167、第二“与”电路168以及第一 反向器闸166中的每一个；

(2)在判断为AC电压Vac具有负极性时，将具有低电压电平的输出 信号从输出端子输出到第一“与”电路167、第二“与”电路168以及第一 反向器闸166中的每一个。

第一“与”电路167具有输出端子，该输出端子连接到第一开关SW31 的栅极，并且还经由第二反向器闸169连接到第二开关SW32的栅极。

第一“与”电路167将具有高电压电平和低电压电平中的一个的第一 栅极信号GS21输出到第一开关SW31的栅极，以用于打开或闭合第一开关 SW31，并且经由第二反向器闸169将第二栅极信号GS22输出到第二开关 SW32的栅极，以用于打开或闭合第二开关SW32，第二栅极信号GS22的 电平与第一栅极信号GS21的高电压电平和低电压电平中的一个电平相反。

第二“与”电路168具有输出端子，该输出端子连接到第三开关SW33 的栅极，并且还经由第三反向器闸170连接到第四开关SW34的栅极。

第二“与”电路168将具有高电压电平和低电压电平中的一个的第三 栅极信号GS23输出到第三开关SW33的栅极，以用于打开或闭合第三开关 SW33，并且经由第二反向器闸170将第四栅极信号GS24输出到第四开关 SW34的栅极，以用于打开或闭合第四开关SW34，第四栅极信号GS24的 电平与第三栅极信号GS23的高电压电平和低电压电平中的一个电平相反。

接着，下面对控制设备30C如何工作进行描述，并且还对控制设备30C 所实现的技术益处进行描述。

图21A示意性地示出AC电压Vac和DC电压Vdc如何随时间变化， 且图21B示意性地示出第一栅极信号GS21如何随时间变化。

图21C示意性地示出第三栅极信号GS23如何随时间变化，且图21D 示意性地示出第四栅极信号GS24在AC电压Vac的正半周期P1期间如何 变化以及以及第二栅极信号GS22的反转信号如何随时间变化。

应该注意，在AC电压Vac的正向半周期P1期间的第四栅极信号GS24 的波形与在AC电压Vac的负向半周期P2期间的第二栅极信号GS22的波 形的反转波形相同。类似地，在AC电压Vac的负向半周期P2期间的第四 栅极信号GS24的波形与在AC电压Vac的正向半周期P1期间的第二栅极 信号GS22的波形的反转波形相同。

图21E示意性地示出电流校正Ic如何随时间变化，且图21F示意性地 示出斜率补偿信号Slope的斜率ms如何随时间变化。图21G示意性地示出 作为电感器电流ILr而交替地流过电感器13的第一电感器电流IL1r和第二 电感器电流IL2r如何随时间变化，图21H示意性地示出交流电流Iac如何 随时间变化。

当AC电压Vac在正向半周期P1内具有正极性时，控制设备30C使第 四栅极信号GS24处于高电压电平并且第三栅极信号GS23处于低电压电 平，使得第四开关SW34处于接通状态、即闭合状态，而使第三开关SW33 处于断开状态、即开路状态。

当第四开关SW34处于接通状态而第三开关SW33处于断开状态时， 第一电流控制单元155以峰值电流模式对第一开关SW31和第二开关SW32 进行控制。

具体地，当时钟的当前时钟脉冲上升时，第一电流控制单元155使触 发器357输出以下信号：

(1)高电压信号，该高电压信号被输出到第一开关SW31的栅极，由 此将第一开关SW31接通；

(2)低电压信号，该低电压信号经由第二反向器闸169被输出到第二 开关SW32的栅极，由此将第二开关SW32断开。

当斜率校正后的第一电感器电流(Slope+IL1r)低于校正后的指令电 流ILa*时，第一电流控制单元155维持第一栅极信号GS21的接通指令， 进而维持第一开关SW31的接通状态。

在第二开关SW32处于断开状态时的第一开关SW31的接通状态期间， 第一电感器电流IL1r从DC电源300流过第一开关SW31、电感器13、AC 电源200以及第四开关SW34。这使得磁能可以被充入电感器13中。

当斜率校正后的第一电感器电流(Slope+IL1r)变得与校正后的指令 电流ILa*相同时，第一电流控制单元155使高电压信号输入到触发器357 的复位端子R，进而输出以下信号：

(1)低电压信号，该低电压信号经由第一“与”电路167从触发器357 输出到第一开关SW31的栅极，以作为第一栅极信号GS21的断开指令，由 此将第一开关SW31断开；

(2)高电压信号，该高电压信号经由第二反向器闸169从触发器357 输出到第二开关SW32的栅极，由此将第二开关SW32接通。

在第一开关SW11处于断开状态时的第二开关SW32的接通状态期间， 基于电感器13中充有的磁能的第一电感器电流IL1r流过AC电源200、第 四开关SW34以及第二开关SW32。

具体地，第一斜率补偿器155循环地对第一斜率补偿信号Slope1的斜 率ms进行改变，使得斜率ms取以下值：

(1)每当AC电压Vac达到对应的一个过零点时(参见图21A和图 21F中的时刻t51、t53)，均取局部最大值；

(2)每当AC电压Vac达到对应的峰值时(参见图21A和图21F中的 时刻t52)，均取局部最小值。

与将斜率ms设定成恒定值的情况相比，该构造能使第一开关SW31的 占空因数D每当AC电压Vac达到过零点(t51、t53)中的对应的一个时具 有较小的值，并且能使上述占空因数D每当AC电压Vac达到对应的峰值 (t52)时具有较大的值。因此，这导致交流电流Iac中的失真在AC电压 Vac的正向半周期P1期间得到抑制。

附加地，当AC电压Vac在负向半周期P2内具有负极性时，控制设备 30C使第二栅极信号GS22处于高电压电平并且第一栅极信号GS21处于低 电压电平，使得第二开关SW32处于接通状态、即闭合状态，而使第一开 关SW31处于断开状态、即开路状态。

当第二开关SW32处于接通状态而第一开关SW1处于断开状态时，第 二电流控制单元156以峰值电流模式对第三开关SW33和第四开关SW34 进行控制。

具体地，当时钟的当前时钟脉冲上升时，第二电流控制单元156使触 发器357输出以下信号：

(1)高电压信号，该高电压信号被输出到第三开关SW33的栅极，由 此将第三开关SW33接通；

(2)低电压信号，该低电压信号经由第三反向器闸170被输出到第四 开关SW34的栅极，由此将第四开关SW34断开。

当斜率校正后的第二电感器电流(Slope+IL2r)低于校正后的指令电 流ILa*时，第二电流控制单元156维持第三栅极信号GS23的接通指令， 进而维持第三开关SW33的接通状态。

在第四开关SW34处于断开状态时的第三开关SW33的接通状态期间， 第二电感器电流IL2r从DC电源300流过第三开关SW33、AC电源200、 电感器13以及第二开关SW32。这使得磁能可以被充入电感器13中。

当斜率校正后的第二电感器电流(Slope+IL2r)变得与校正后的指令 电流ILa*相同时，第二电流控制单元156使高电压信号输入到触发器357 的复位端子R，进而输出以下信号：

(1)低电压信号，该低电压信号经由第二“与”电路168从触发器357 输出到第三开关SW33的栅极，以作为第三栅极信号GS23的断开指令，由 此将第三开关SW33断开；

(2)高电压信号，该高电压信号经由第三反向器闸170从触发器357 输出到第四开关SW34的栅极，由此将第四开关SW34接通。

在第三开关SW33处于断开状态时的第四开关SW34的接通状态期间， 基于电感器13中充有的磁能的第二电感器电流IL2r流过第二开关SW32、 第四开关SW34以及AC电源200。

具体地，第二斜率补偿器156循环地对第二斜率补偿信号Slope2的斜 率ms进行改变，使得斜率ms取以下值：

(1)每当AC电压Vac达到对应的过零点时(参见图21A和图21F中 的时刻t55),均取局部最大值；

(2)每当AC电压Vac达到对应的峰值时(参见图21A和图21F中的 时刻t54)，均取局部最小值。

与将斜率ms设定成恒定值的情况相比，该构造使得第三开关SW33的 占空因数D每当AC电压Vac达到过零点(t55)时具有较小的值，并且每 当AC电压Vac达到对应的峰值(t54)时，具有较大的值。因此，这导致 交流电流Iac中的失真在AC电压Vac的负向半周期P2期间得到抑制。

因此，第四实施例实现了与第三实施例所实现的益处相同的益处。

变形例

本公开不限于上述实施例，因此，在本公开的范围内，上述实施例能 够彼此自由组合或可变地修改。

控制设备30、30A、30B、30C中的每一个均被构造成根据AC电压Vac 设定电流校正Ic，但是本公开不限于此。具体地，控制设备30、30A、30B、 30C中的每一个均可以被构造成根据DC电压Vdc设定电流校正Ic。

如以上描述的，控制设备30、30A、30B、30C中的每一个均可以被构 造为将减小斜率ma维持为等于或小于预定的阈值斜率，从而能够防止电感 器电流ILr的次谐波振荡。

如以上描述的，每个AC-DC转换器10均被构造为使得电感器电流ILr 的随时间的减小斜率ma具有与AC电压Vac的绝对信号|Vac|和DC电压 Vdc的预定的相关性，这种相关性可以用下面的等式(A)表示：

ma＝(Vda-|Vac|)/L (A)。

类似地，每个DC-AC转换器80均被构造为使得电感器电流ILr的随时 间的减小斜率ma具有与DC电压Vdc的预定的相关性，这种相关性可以用 下面的等式(C)表示：

ma＝Vdc/L (C)。

因此，DC电压Vdc的增加导致减小斜率ma的绝对值的增加，使得待 以峰值电流模式进行控制的对应开关的占空因数D增加。基于上述原因， 为了防止电感器电流ILr的次谐波振荡，必须要增加斜率补偿信号Slope的 斜率ms。

附加地，为了适当地设定待以峰值电流模式进行控制的对应开关的占 空因数D，必须要随着斜率ms的增加而增加电流校正Ic。

对于这些必要性，每个控制设备的电流校正器40均可以构造成随着 DC电压Vdc的增加而增加电流校正Ic。

该构造使得每个控制设备均能够根据每个切换循环Tsw的DC电压Vdc 设定电流校正Ic，由此根据电流校正Ic设定斜率ms。因此，这导致在抑制 交流电流Iac中的失真的同时维持防止电感器电流ILr的次谐波振荡所需的 斜率ms。

电流校正器40可以构造成设定具有波动的电流校正Ic、即DC分量。

根据第一实施例至第四实施例中的每一个的控制设备均被构造成执行 基于电流校正Ic对预校正指令电流IL*进行的校正以及执行斜率ms的设 置，进而交流电流Iac中的失真程度。然而，本公开不限于上述构造。

具体地，根据第一实施例至第四实施例中的每一个的控制设备可以被 变形，以执行仅斜率ms的设定，由此使交流电流Iac中的失真程度降低。 例如，根据该变形例的控制设备可以被构造成使得电感器电流ILr(或第一 电感器电流IL1r和第二电感器电IL2r中的每一个)以及预校正指令电流IL* 被输入到比较器352。

旨在将AC电压Vac转换为DC电压Vdc的电力转换系统100、100A、 100A1、100A2中的每一个均被构造成根据等式(4)计算出斜率ms，但是 本公开不限于此。具体地，旨在将AC电压Vac转换为DC电压Vdc的电 力转换系统100、100A、100A1、100A2中的每一个均可以被构造成对斜率 补偿信号Slope的斜率ms进行改变，使得斜率ms具有：

(1)针对AC电压Vac的正向半周期P1和负向半周期P2中每一个的正 向峰值；

(2)针对AC电压Vac的正向半周期P1与负向半周期P2之间的负向峰 值。

旨在将DC电压Vdc转换为AC电压Vac的电力转换系统100B、100C 中的每一个均被构造成根据等式(7)计算出斜率ms，但是本公开不限于 此。具体地，旨在将DC电压Vdc转换为AC电压Vac的每个电力转换系 统100B和100C中的每一个均可以被构造成对斜率补偿信号Slope的斜率 ms进行改变，使得斜率ms具有：

(1)AC电压Vac的、正向半周期P1以及负向半周期P2中的每一个的 负向峰值；

(2)AC电压Vac的、正向半周期P1与负向半周期P2之间的正向峰值。

根据每个实施例的控制设备被构造成在假设AC电压Vac与交流电流 Iac之间的功率因数被设定为100％情况下产生参考波形sinωt，但是，本公 开可以应用于AC电压Vac与交流电Iac之间的功率因数被设定为除100％ 之外的预定的百分比的情况。

根据该变形例的控制设备可以被构造成生成参考波形sin(ωt+α)，基于 功率因数定义角度α，使得参考波形sin(ωt+α)具有相对于AC电压Vac的 相位偏差。然后，根据该变形例的控制设备可以被构造成根据参考波形sin (ωt+α)计算出预校正指令电流IL*。也就是说，根据该变形例的控制设备可 以被构造成计算出偏差范围参数Δi，并根据偏差范围参数Δi设置斜率ms， 其中，上述偏差范围参数Δi指示了基于参考波形sin(ωt+α)的预校正指令 电流IL*如何偏离电感器电流ILr的平均值Iave。

根据每个实施例的电力转换系统可以被构造成将AC电压Vac和DC 电压Vdc中的一个转换为另一个。

虽然本文已经描述了本公开的说明性实施例，但本公开并不限于本文 所描述的实施例，而是包括具有变形、省略、(例如，跨越不同实施例的 方面的)组合、添加和/或本领域技术人员基于本公开内容能够领会到的替 代。权利要求书中的限制基于权利要求书中所采用的语言被宽泛地理解， 而不限于本说明书中或者在本申请的审查期间描述的示例，这些示例被理 解为非排他性的。

Claims (12)

1.一种能应用于电力转换器的控制设备，所述控制设备具有电感器和连接到所述电感器的开关，并且所述控制设备将输入到所述控制设备的交流电压和直流电压中的一个转换为其中的另一个，所述控制设备包括：

电流获取器，所述电流获取器构造成获得流过所述电感器的电流以作为电感器电流；

电压获取器，所述电压获取器构造成获得所述交流电压；

斜率补偿单元，所述斜率补偿单元被构造成：

基于由所述电压获取器获得的所述交流电压，产生具有取决于所述交流电压的斜率的斜率补偿信号；

并且将所述斜率补偿信号加到由所述电流获取器获得的所述电感器电流；以及

电流控制器，所述电流控制器构造成：

以峰值电流模式对所述开关的接通/断开切换操作进行控制，由此使得已经加了所述斜率补偿信号的所述电感器电流遵循取决于所述交流电压的正弦指令电流。

2.根据权利要求1所述的控制设备，其特征在于，

所述斜率补偿单元构造成基于由所述电压获取器获得的交流电压产生所述斜率补偿信号，使得：

所述斜率补偿信号的斜率与所述交流电压相关地变化。

3.根据权利要求1或2所述的控制设备，其特征在于，

所述电力转换器构造成将所述交流电压转换为所述直流电压，

所述斜率补偿单元构造成基于由所述电压获取器获得的所述交流电压产生所述斜率补偿信号，使得所述斜率补偿信号的斜率变化为具有：

针对所述交流电压的、正向半周期和负向半周期中的每一个的正向峰值；以及

在所述交流电压的正向半周期与负向半周期之间的负向峰值。

4.根据权利要求3所述的控制设备，其特征在于，

所述斜率补偿单元构造成：

基于预定的电流校正，对所述正弦指令电流进行校正，由此产生校正后的指令电流，

所述电流控制器构造成：

以所述峰值电流模式对所述开关的接通/断开切换操作进行控制，由此使得已经加了所述斜率补偿信号的所述电感器电流遵循所述校正后的指令电流，以代替遵循所述正弦指令电流。

5.根据权利要求4所述的控制设备，其特征在于，

所述斜率补偿单元构造成根据以下等式计算出所述斜率补偿信号的斜率，

其中，

ms表示所述斜率补偿信号的斜率；

Ic表示所述电流校正；

|Vac|表示所述交流电压的绝对值；

Vdc表示所述直流电压；

Tsw表示所述交流电压的每个循环；

L表示所述电感器的电感。

6.根据权利要求1或2所述的控制设备，其特征在于，

所述电力转换器构造成将所述直流电压转换为所述交流电压，

所述斜率补偿单元构造成基于由所述电压获取器获得的所述交流电压产生所述斜率补偿信号，使得所述斜率补偿信号的斜率变化为具有：

针对所述交流电压的正向半周期和负向半周期中的每一个的负向峰值；以及

在所述交流电压的所述正向半周期与所述负向半周期之间的正向峰值。

7.根据权利要求6所述的控制设备，其特征在于，

所述斜率补偿单元构造成：

基于预定的电流校正，对所述正弦指令电流进行校正，由此产生校正后的指令电流，

所述电流控制器构造成：

以所述峰值电流模式对所述开关的接通/断开切换操作进行控制，由此使得已经加了所述斜率补偿信号的所述电感器电流遵循所述校正后的指令电流，以代替遵循所述正弦指令电流。

8.根据权利要求7所述的控制设备，其特征在于，

所述斜率补偿单元构造成根据以下等式计算出所述斜率补偿信号的斜率，

其中，

ms表示所述斜率补偿信号的斜率；

Ic表示所述电流校正；

|Vac|表示所述交流电压的绝对值；

Vdc表示所述直流电压；

Tsw表示所述交流电压的每个循环；

L表示所述电感器的电感。

9.根据权利要求1至3和6中任一项所述的控制设备，其特征在于，

所述斜率补偿单元包括：

校正器，所述校正器构造成基于预定的电流校正，对所述正弦指令电流进行校正，以增加所述正弦指令电流，进而产生校正后的指令电流，

其中：

所述电流控制器构造成：

以所述峰值电流模式对所述开关的接通/断开切换操作进行控制，由此使得已经加了所述斜率补偿信号的所述电感器电流遵循所述校正后的指令电流，以代替遵循所述正弦指令电流，

并且所述斜率补偿单元构造成：

基于由所述电压获取器的所述交流电压和所述电流校正，产生具有所述斜率的所述斜率补偿信号。

10.根据权利要求4、5、7、8和9中任一项所述的控制设备，其特征在于，所述电流校正是可变的直流分量。

11.根据权利要求9所述的控制设备，其特征在于，

所述校正器构造成根据所述直流电压设定所述电流校正。

12.根据权利要求9所述的控制设备，其特征在于，

所述校正器构造成根据所述交流电压的均方根设定所述电流校正。