TWI508422B - 切換模式電源供應器之數位斜率補償裝置及方法 - Google Patents

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Description

切換模式電源供應器之數位斜率補償裝置及方法
本發明有關於一種切換模式電源供應器之數位斜率補償裝置，其中，一感測器用於感測切換模式電源供應器之類比電感電流(inductor current)，一比較器用於根據類比電流臨界值位準及類比電感電流的比較來產生觸發信號，並且一脈寬調變器用於控制切換模式電源供應器的操作，其中，該脈寬調變器係佈置為由該比較器的觸發信號所觸發。本發明更有關於一種切換模式電源供應器之數位斜率補償方法，其中，感測該切換模式電源供應器的類比電感電流，產生根據類比電流臨界值位準及類比電感電流的比較的觸發信號，並由該觸發信號觸發一脈寬調變信號以控制該切換模式電源供應器的操作。
電流模式控制是用於切換模式電源供應器(SMPS)的常用控制方法。與電壓模式控制相比，其表現出導致改善的控制迴路動態的高頻頻寬並得到更好的線雜訊抑制。隨著小信號動態從二階減小至一階，其另外簡化了外電壓迴路設計。
可以將電流模式控制分類為平均電流模式和峰值電流模式。如名稱所暗示的那樣，平均電流模式控制調整平均電感電流。特別地，在升壓(Boost)型功率因數修正(PFC)整流器中，平均電流控制保證非常低的電流失真。峰值電流模式是廣泛使用的電流模式控制技術，其中，工作週期(duty cycle)在電感電流達到由外電壓控制器所定義的臨界值位準時終止。這種技術的特徵在於某些固有優點，諸如簡單的逐一週期(cycle)電流限制和並聯轉換器的良好電流共用。平均與峰值電流控制的組合是過渡或邊界模式控制，其中，在連續導通模式(CCM)和不連續導通模式(DCM)的邊界處驅動轉換器。邊界模式的特性是變化的切換頻率且峰值電流是平均電流的兩倍大。但是需要進行額外的努力以檢測零電流。
US 7,479,778(國家半導體公司)揭露一種用於基於與電感器相關的斜率來自我調整地調整在切換調整器中的參數的系統。控制迴路回應於由具有電容器和電流源的斜坡產生器所產生的斜坡信號，其中，調整該電流源和電容器中的至少一個以改變斜坡信號的斜率。藉由動態地調整斜坡信號的斜率，在操作期間可以動態地改變的一定範圍的電感值提供斜率補償。可以由包括電晶體的類比電路或由控制電流源的DAC(DAC：數位類比轉換器)來執行調整。
US 7,236,376(System General Corp.)揭露在電源供應器的主側控制輸出電流。主側切換電流的感測信號係饋送到控制器的波形檢測器。波形檢測器產生電流波形信號。回應於該電流波形信號而產生平均電流信號。積分器產生積分信號，其與切換信號的切換週期相關並與輸出電流成比例。切換信號的脈衝寬度受到控制且可以調整電源供應器的輸出電流。
US 7,433,599(富士通有限公司)揭露一種對光學通信系統中的傳輸品質衰減進行補償的自動分散補償裝置。提供傳輸品質測量單元和分散補償量控制單元。程式使得電腦能夠執行接收測量結果的步驟、檢測並分離傳輸品質衰減的步驟、以及控制補償的步驟。
然而，在CCM中存在峰值電流模式控制的數個缺點：該控制係鬆散的穩定性，如果工作週期超過50%，則導致次諧波振盪，由峰值取代平均電流感測和雜訊敏感度所引起的非理想控制響應，特別是在小的電感電流漣波下。恢復穩定性的常見方法是以50%以上的工作週期在峰值電流控制轉換器中應用所謂的斜率補償。隨著計算能力的提高和成本的降低，DSP和基於微控制器的數位控制在SMPS應用中變得越來越重要。這種措施提供了許多益處，諸如靈活性和可程式化、導致改善的可靠性的主動和被動組件的數目的減少、可忽略或可補償的偏移和熱漂移。另外，數位控制提供實現複雜、自我調整且非線性的控制方法以改善靜態和動態性能的潛力。
完全數位控制轉換器主要計算工作週期並使用積體數位脈寬調變(DPWM)產生器來控制開關。並且，包括現有技術斜率補償的全數位峰值電流控制是基於對期望的工作週期進行預先計算，其需要電感值L的準確知識。使用這些技術，不能使用上述峰值電流控制的固有優點。然而，用包括晶片上比較器和比較器的內部輸入的專用積體DACs的可用微控制器，基本上可用簡單的組件實現純數位峰值電流控制。然而，數位控制中的斜率補償的實現仍存在挑戰，因為在每個切換週期期間需要連續增大的斜坡函數。
本發明的目的是產生屬於最初提及的技術領域的裝置和方法，其提供減少主動和被動組件的數目以及改善的可靠性。
由申請專利範圍第1項的特徵來指定本發明的解決方案。根據本發明，一第一類比數位轉換器，佈置成用於將切換模式電源供應器的類比輸出電壓轉換成數位輸出電壓。佈置成用於將數位輸出電壓轉換成數位電流臨界值位準的手段，並且一數位類比轉換器，佈置成用於根據數位電流臨界值位準產生類比電流臨界值位準。
根據本發明，提出一種用於峰值電流控制的數位斜率補償技術，其不使用斜坡並因此減少了組件的數目，但是對期望的比較器切斷臨界值進行預先計算。
在較佳實施例中，一電壓控制器佈置成接收數位輸出電壓並產生數位電流參考。一第二類比數位轉換器佈置成將切換模式電源供應器的類比電感電流轉換成數位電感電流，並且一數位斜率補償模組佈置成接收數位電流參考、數位電感電流、和補償因數以產生數位電流臨界值位準。
根據谷值電感電流對期望的比較器切斷臨界值進行預先計算。
較佳地，將補償因數佈置成定值。因此，僅計算補償因數一次且其在電源開關單元的整個壽命期間理想地是固定的。但是如果需要，可以簡單地經由軟體更新來重新調整補償因數-即使該單元在現場。用減少組件的數目來達成習之技術類比斜率補償的功能，並且同時獲得經由軟體更新進行重新調整的附加靈活性。
在另一實施例中，自我調整斜率補償因數模組佈置成產生補償因數。在電源開關單元的操作期間連續地計算補償因數，這致使改善的動態回應以及減少組件的數目。
較佳地，一第三類比數術轉換器佈置成將切換模式電源供應器的類比輸入電壓轉換成數位輸入電壓。該自我調整斜率補償因數模組佈置成接收數位輸出電壓及數位輸入電壓以產生補償因數。
根據測量的輸入電壓及輸出電壓，在電源開關元件的操作期間連續地重新計算補償因數。不需要電感值的知識。自我調整演算法保持斜率補償量可調整以在不發生次諧波振盪的情況下達成最小響應時間。
在較佳實施例中，該裝置被整合到微控制器的一部分中。因此，單個微控制器有助於包括斜率補償的整體控制。到目前為止，在微控制器內可以進行數位電壓控制，但是對於斜率補償而言，必須保持類比並使用具有附加組件的類比電路。
在用於切換模式電源供應器的數位斜率補償方法中，將切換模式電源供應器的類比輸出電壓轉換成數位輸出電壓，將數位輸出電壓變換成數位電流臨界值位準，並且根據數位電流臨界值位準產生類比電流臨界值位準。
較佳地，根據數位輸出電壓產生數位電流參考位準，將切換模式電源供應器的類比電感電流轉換成數位電感電流，並且根據數位電流參考、數位電感電流、和補償因數來產生數位電流臨界值位準。
較佳地，使用具有定值的補償因數。
或者，自我調整斜率補償因數模組產生補償因數。
較佳地，將切換模式電源供應器的類比輸入電壓轉換成數位輸入電壓，並根據數位輸出電壓及數位輸入電壓產生補償因數。
較佳地，使用微控制器來執行該方法。
藉由以下詳細說明和總體的申請專利範圍，看清楚其它有利實施例和特徵組合。
電流模式控制在習知技術中是眾所周知的。在圖1中顯示具有類比斜率補償的外電壓迴路和內峰值電流控制迴路的升壓轉換器的控制方塊圖。峰值電流模式控制的基本原理和斜率補償的需求如下。
為了導出特徵化到次諧波振盪的過渡的峰值電流模式控制CCM轉換器的穩定性標準，應在第一步驟中分析沒有斜率補償的操作。因此，我們參照圖2，其中，對比單個切換週期Ts 對無干擾(實線)和有干擾(虛線)電感電流進行繪圖。兩個電感電流形狀具有相同的上升斜率m1 、下降斜率m2 和峰值。
對於無干擾情況(圖2中的實線)而言，可以直接導出
以及
而對於△i0 的干擾而言(圖2中的虛線)
且
在兩種情況下，切換週期的持續時間都是相同的，由於時間觸發導通，
T s =T 1 +T 2 =T 1 d +T 2 d .　(5a)
在對T1 求解(1)、對T2 求解(2)、對T1d 求解(3)、並對T2d 求解(4)之後，可以將方程式(5a)重寫為
並直接簡化為
其等效於
如果電流下降斜率m2 的幅值大於上升斜率的幅值m1 <m2 ，則電流擾動△i明顯增大。電流誤差漂移隨著每個切換週期傳遞，並且在n個迴圈之後，擾動將變成
對於穩態條件而言，可以將電流下降斜率與上升斜率的比率表示為
其中，D是工作週期(也參照圖3)
根據(6)和(7)，其隨著只要工作週期超過50%(D>0.5)，則固有地發生不穩定性。
如果如圖3所示將補償斜坡加入切斷臨界值，則可以消除針對D>0.5的不穩定性。當引入附加補償斜率mSC 時，類似於(1)～(6)的計算直接提供用於n個週期之後的電流擾動的修改公式
根據(8)，因而，對於穩定電流迴路而言，必須滿足
並且，因此所需的補償斜坡量結果為
假設一固定電感L，斜率與電感電壓成比例。表I包含降壓、升壓和降壓-升壓轉換器的相應電壓m1 L、m2 L和所需補償mSC L。
根據(8)，可以看到如果補償斜坡mSC 的斜率等於下降電流斜率m2 ，則可以僅在一個週期內補償擾動。此特性稱為無差拍(dead-beat)控制並表示最快可能暫態響應。在下文中，將此條件稱為最佳斜率補償。如果應用mSC 的高於m2 的值，則穩定(settling)花費幾個週期而沒有過衝。
在具有輸入和輸出電壓的相對小的變化的應用中，得到接近固定的工作週期，固定的補償斜率足以達成最佳補償。在變化的輸入及/或輸出電壓下(例如，在PFC應用的情況下)，所需補償斜率的幅值動態地改變。已知各種解決方案，例如自我調整斜率補償、分段線性斜率補償和廣泛使用的非線性斜率補償。這些技術一方面在大的工作週期範圍內提供最佳斜率補償，但是另一方面，其或多或少地需要複雜的附加電路。此外，使用被動元件不提供靈活性，並且很可能發生由組件容限和熱漂移而引起的不精確性。
前一部分中描述的所有斜率補償技術均基於類比電路實現。隨著SMPS中的數位控制的影響，還期望以數位方式來實現峰值電流控制。這可以用包含類比比較器(例如PIC、dsPIC、Piccolo)的微控制器來實現。藉此，將離散臨界值轉換成表示用於晶片上比較器的電流臨界值位準的類比電壓。使用DPWM單元在每個新週期開始時導通並使工作週期侷限於最大容許值。比較器輸出直接與DPWM產生器連結並迫使DPWM輸出來切斷。由於不必對電流進行取樣且不必執行代碼以計算工作週期，所以對於電流控制迴路而言，引入的死區時間被最小化。
然而，在需要斜率補償的情況下，必須設計用於此數位峰值電流控制的適當技術。顯而易見的解決方案可以是保留類比技術中的斜率補償並加入斜坡於電感電流信號。然而，使用此類方法，不能達成複雜性和自我調整性方面的益處。斜坡補償的數位實現要求以最小可能步幅在每個切換週期內永久性地遞減離散臨界值。使用合理的微控制器，這看起來是不切實際的。
因此，出現提出一種不使用斜坡的數位斜率補償的構思的任務。作為替代，借助於谷值電流in 、即週期n開始時的電感電流iL_min 來對具有積分補償量的期望臨界值位準進行預先計算。如圖4所指示的，可以將電流臨界值位準icmp 表示為
i cmp =i n +m 1 ‧DT s 　(10)
或
i cmp =i * -m sc ‧DT s .　(11)
根據(10)和(11)，我們得到
使用(12)從(11)中消除DTs ，我們得到
在這裡，我們引入作為以下的補償因數kSC ：
因此，可以將(13)表示為
因此，藉由電流參考值i* 和谷值電流值in 來計算比較器所需的電流臨界值位準。從電壓控制器獲得電流參考i* 且必須在每個接通事件對谷值電流in 進行取樣並經由類比數位轉換器(ADC)傳遞至數位控制。
為了使所計算的臨界值與適當的斜率補償符合，必須選擇用於補償因數kSC 的適當值。在表II中總結了從表I提取的避免次諧波振盪的最小期望值和用於降壓、升壓、降壓升壓轉換器的最佳斜率補償的值。請注意，需要使用於kSC 的最小值侷限於零。
藉由測量輸入和輸出電壓，使用來自表II的項目來實現用於保證大操作範圍內的期望動態的自我調整補償因數的演算法是相當簡單的。
在圖5中示出了數位控制的結構。自我調整補償因數的計算是選項且如果不需要自我調整，可以用固定值來代替。必須指出的是對於所提出的電流控制技術而言不需要電感值或其它電路參數的知識。
假設三角形狀的電感電流，其可以識別具有已知電流極值icmp 和in 的平均電感電流iavg ：
這在PFC應用中可以用來保持正弦輸入電流。
藉由模擬來檢驗數位斜率補償構思的有效性。因此，將此方法與等效傳統斜率補償相比較。
圖6顯示具有傳統補償斜坡且具有數位斜率補償(D=0.82，kSC =1.8)的穩態條件下的電感電流。在圖6中，示出用於傳統補償斜坡(a)及用於所計算的電流臨界值位準(b)的結果。如可以看到的那樣，在結果得到的電流形狀方面不存在差異。
圖7和圖8示出峰值電流控制對電感電流中的模擬擾動的響應。在圖7中，使用接近於最小所需補償的小補償因數，以便電感電流花費數個週期穩定。當應用最佳斜率補償時，如圖8所示，電感電流的穩定在一個週期內發生。在圖7中，顯示用具有傳統補償斜坡(a)和所計算的電流臨界值位準(b)的擾動電感電流的模擬結果。在圖8中，顯示用具有傳統補償斜坡(a)和所計算的電流臨界值位準(b)的擾動電流和最佳kSC 值的模擬結果。
可以在具有晶片上比較器(微晶片dsPIC30F2020)的16位元微控制器上實現圖5中描繪的控制結構。此平臺可以用來控制形成標準工業AC-DC轉換器的PFC整流器級的簡單升壓轉換器。為了執行數位斜率補償構思，可以用DC輸入電壓對電源供應器進行供電。
與模擬相比，在實際中主要存在兩個挑戰。第一個問題在如圖1所指示的在MOSFET路徑3中測量電流的情況下出現。如果使用簡單的換流器(current transformer)作為感測器，則情況如此。由於升壓二極體的反向恢復效應，在每個新的週期開始時在MOSFET路徑中出現電流尖峰(參照圖9)。如果在此路徑中進行電流測量，則不能在導通時立即取樣最小電感電流。然而，用約600ns的短延遲，在完成反向恢復過程之後，可以使用電流值。也是由反向恢復電流所引起的另一問題是高電流尖峰可能超過比較器切斷臨界值並迫使比較器的錯誤觸發。如圖10所指示的，這導致錯誤的次諧波振盪。因此，藉由在反向恢復過程期間對比較器進行去啟動，實現前緣空白(leading edge blanking)。
與模擬的第二個差異是由於計算時間而引起的延遲。如果電流在新臨界值被更新之前達到在前一週期中計算的舊臨界值，則發生過早切斷。這也可能導致不期望的次諧波振盪(參照圖11)。為了避免比較器的這種無意觸發，在每個週期之前將臨界值設置為最大值直至新臨界值的計算完成為止。為了使造成的死區時間最小化，首先在中斷常式中計算比較器臨界值。因此，用前一週期的ksc值來計算臨界值。然而，這不是關鍵的，因為ksc僅取決於相對緩慢變化的電壓值(參照表II)。
考慮上述實際方面，圖12所示的時序如下。用這種實現，控制迴路在沒有次諧波振盪的情況下操作至高工作週期值(參照圖13)。
在用於步階上升的圖14中和用於步階下降的圖15中顯示略微在最小所需值之上的已實現斜率因數的電流參考步階的暫態響應。這證明了具有應用的數位斜率補償的峰值電流控制方法的高動態性能和穩健性。
到目前為止，主要在類比電路的技術中實現峰值電流控制。然而，使用具有晶片上比較器的可用微控制器，可以很少的努力來實現數位峰值電流控制。
可以用簡單但有效的數位演算法來解決對在50%以上的工作週期下進行斜率補償以避免次諧波振盪的需要。因此，僅僅對谷值電感電流進行取樣就足夠了。電感或任何其它特定值的知識是多餘的。藉由晶片上比較器來直接觸發PWM單元，僅需要很少的計算能力，藉此，可以用代替昂貴的DSP的簡單微控制器來處理電流控制。
可以用簡單的測量來處理在實際中由於反向恢復電流尖峰和計算時間所發生的問題。因此，數位斜率補償經證明是峰值電流控制應用中的實用替換方案。
此外，數位實現提供應用自我調整斜率補償的潛力。因此，可以根據轉換器的輸入和輸出電壓關係來調整斜率補償量。這在有或沒有過衝的情況下保證從無差拍直至期望的穩定時間的電流控制迴路的請求動態性能。在圖1中，在用於輸入電壓Vin 的接腳與電感器L之間佈置用於感測類比電感電流iL 的感測器。或者，如圖2所指示的，佈置用於感測類比電感電流iL 的感測器作為換流器3。用於感測類比電感電流iL 的這兩種替換方案中只需要一個，並且所述方法和裝置工作於這兩種感測器。當使用換流器3作為感測器時，達成更具有成本效益的解決方案。因此，在大多數情況下，使用換流器3來感測類比電感電流iL 。換流器3僅感測間隔T1 =DTs 中的類比電感電流iL 。然而，對於上述裝置和方法而言，這就足夠了。
總而言之，應注意的是為用於切換模式電源供應器之數位斜率補償裝置提供了減少主動及被動組件的數目以及改善的可靠性及擴展的功能性。
1．．．斜率補償
2．．．比較器
3．．．換流器
iL ．．．類比電感電流
PWM．．．脈寬調變器
Vout ．．．切換模式電源供應器的類比輸出電壓
icmp ．．．數位電流參考位準
i* ．．．數位電流參考
kSC ．．．補償因數
Vin ．．．切換模式電源供應器的類比輸入電壓
用來解釋實施例的附圖顯示：
圖1具有斜率補償的峰值電流控制升壓轉換器；
圖2用於m2 >m1 的峰值電流控制下的電感電流中增長的干擾；
圖3具有斜率補償的峰值電流控制下的電感電流；
圖4說明數位斜率補償的原理的電感電流特性；
圖5在微控制器上實現的數位控制結構的方案；
圖6至圖8具有斜率補償的峰值電流控制的模擬結果；以及
圖9至圖15根據本發明之一裝置中的測量信號形式。
在圖式中，對相同的元件給予相同的元件符號。

Claims (10)

  1. 一種用於切換模式電源供應器之數位斜率補償裝置，包括：a)一感測器，其用於感測該切換模式電源供應器的一類比電感電流(iL )，b)一比較器(2)，其用於根據一類比電流臨界值位準與該類比電感電流(iL )的比較來產生一觸發信號，以及c)一脈寬調變器(PWM)，其用於控制該切換模式電源供應器的操作，其中，該脈寬調變器(PWM)係佈置為由該比較器的該觸發信號來觸發，其特徵在於：d)一第一類比數位轉換器，其佈置為用於將該切換模式電源供應器的一類比輸出電壓(Vout )轉換成一數位輸出電壓，e)至少一個變換模組，其佈置為用於將該數位輸出電壓變換成一數位電流臨界值位準(icmp )，f)一數位類比轉換器，其佈置為用於根據該數位電流臨界值位準(icmp )來產生一類比電流臨界值位準，g)一電壓控制器，其佈置為接收該數位輸出電壓並產生一數位電流參考(i* )，h)一第二類比數位轉換器，其佈置為將該切換模式電源供應器的該類比電感電流(iL )轉換成一數位電感電流，以及i)一數位斜率補償模組，其佈置為接收該數位電流參考(i* )、該數位電感電流、和一補償因數(kSC )以產生該數位電流臨界值 位準(icmp )。
  2. 如申請專利範圍第1項之裝置，其中，該補償因數(kSC )係佈置為固定值。
  3. 如申請專利範圍第1或2項之裝置，其中，一自我調整斜率補償因數模組佈置為產生該補償因數(kSC )。
  4. 如申請專利範圍第3項之裝置，其中，a)一第三類比數位轉換器，其佈置為將該切換模式電源供應器的一類比輸入電壓(Vin )轉換成一數位輸入電壓，以及b)該自我調整斜率補償因數模組佈置為接收該數位輸出電壓及該數位輸入電壓以產生該補償因數(kSC )。
  5. 如申請專利範圍第1項之裝置，其中，該裝置係整合成一微控制器的一部分。
  6. 一種切換模式電源供應器之數位斜率補償方法，其中：a)感測該切換模式電源供應器的一類比電感電流(iL )，b)根據一類比電流臨界值位準及該電感電流(iL )的比較來產生一觸發信號，以及c)由該觸發信號來觸發一脈寬調變信號以控制該切換模式電源供應器的操作，其特徵在於：d)將該切換模式電源供應器的一類比輸出電壓轉換成一數位輸出電壓，e)將該數位輸出電壓變換成一數位電流臨界值位準， f)根據該數位電流臨界值位準(icmp )來產生一類比電流臨界值位準，g)根據該數位輸出電壓來產生一數位電流參考(i* )，h)將該切換模式電源供應器的該類比電感電流(iL )轉換成一數位電感電流，以及i)根據該數位電流參考(i* )、該數位電感電流、及一補償因數(kSC )來產生該數位電流臨界值位準(icmp )。
  7. 如申請專利範圍第6項之方法，其中，使用具有固定值的該補償因數(kSC )。
  8. 如申請專利範圍第6或7項之方法，其中，由一自我調整斜率補償因數模組產生該補償因數(kSC )。
  9. 如申請專利範圍第8項之方法，其中，a)將該切換模式電源供應器的一類比輸入電壓(Vin )轉換成一數位輸入電壓，以及b)根據該數位輸出電壓及該數位輸入電壓來產生該補償因數(kSC )。
  10. 如申請專利範圍第6項之方法，其中，使用一微控制器來執行該方法。
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