TWI678064B - 逆變器電路及控制逆變器電路中的驅動器的方法 - Google Patents

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TWI678064B
TWI678064B TW107144414A TW107144414A TWI678064B TW I678064 B TWI678064 B TW I678064B TW 107144414 A TW107144414 A TW 107144414A TW 107144414 A TW107144414 A TW 107144414A TW I678064 B TWI678064 B TW I678064B
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朱冠宇
Kuan-Yu Chu
黃華強
Huachiang Huang
李志琛
Chih-Chen Li
洪山峯
Shan-Fong HONG
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聯發科技股份有限公司
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    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
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    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters

Abstract

逆變器電路包括逆變器，耦接於該逆變器的驅動器，以及被配置為調整該驅動器的轉換速率的轉換速率控制模組。可以基於逆變器電路驅動的負載的大小來調整該轉換速率。逆變器電路驅動的負載的大小可以由表示負載電流的電流或表示輸入電壓的電壓來指示。還可以基於逆變器電路的模式配置來調整該轉換速率。

Description

逆變器電路及控制逆變器電路中的驅動器的方法
本發明通常涉及一種逆變器電路，以及更特別地，涉及一種具有動態轉換速率控制(dynamic slew rate control)的逆變器電路及控制逆變器電路中的驅動器的方法。
逆變器電路可用於許多應用，例如，輸出總線驅動器，開關調節器以及直流至直流(DC-DC)轉換器等等。逆變器電路可與印刷電路板(printed circuit board，PCB)上的其它電路連接以形成電子組件，該電子組件可以單獨封裝或與其它電子組件一起封裝。
本發明提供一種具有動態轉換速率控制的逆變器電路及控制逆變器電路中的驅動器的方法。
本發明提供了一種逆變器電路，包括逆變器、驅動器和轉換速率控制模組，驅動器耦接於該逆變器，被配置為接收第一信號；以及，轉換速率控制模組耦接於該驅動器，被配置為接收該第一信號和第二信號，該第二信號指示該逆變器電路驅動的負載的大小，其中，該轉換速率控制模組基於該第二信號調整該驅動器的轉換速率。
本發明還提供了一種控制逆變器電路中的驅動器的方法，該方法包 括：檢測該逆變器電路驅動的負載的大小；以及，根據該負載的大小調整該驅動器的轉換速率。
在上述技術方案中，根據逆變器電路驅動的負載大小動態地調整驅動器的轉換速率，能夠提高逆變器電路的性能。
100、200、500、800‧‧‧逆變器電路
880‧‧‧控制器
882‧‧‧模式信號
244、544、844‧‧‧轉換速率控制模組
248、548、848‧‧‧驅動器
102、202、502、802‧‧‧逆變器
150、350、650
112‧‧‧逆變器電路的輸入端
UGATE_DRIVER‧‧‧第一驅動器
LGATE_DRIVER‧‧‧第二驅動器
UGATE‧‧‧第一電晶體
LGATE‧‧‧第二電晶體
PVDD‧‧‧內部正供給電壓
PVSS‧‧‧內部負供給電壓
LX‧‧‧內部輸出
124‧‧‧鍵合線引入的寄生電阻和電感
126‧‧‧PCB佈線引入的寄生電阻和電感
130‧‧‧寄生電容
VDD‧‧‧正供給電壓
VSS‧‧‧負供給電壓
114‧‧‧電源
116‧‧‧輸出端
132‧‧‧輸出電容
212‧‧‧外部輸入端
262、264、260‧‧‧轉換速率控制模組的第一輸入端、第二輸入端、輸出端
256、258、254‧‧‧驅動器的第一輸入端、第二輸入端、輸出端
252、250‧‧‧逆變器的輸入端、輸出端
266、566‧‧‧比較器
272‧‧‧或閘
264、268‧‧‧比較器的輸入端、輸出端
270、262‧‧‧或閘的輸入端
260‧‧‧或閘的輸出端
400、700‧‧‧方法
402、404、406、408、410、702、704、706、708、710‧‧‧步驟
568‧‧‧比較器566的輸出端
900‧‧‧方法
902、904、906、908、910、912‧‧‧方法
1002A‧‧‧沒有動態轉換速率控制的逆 變器驅動器中的電晶體的固有SOA
1004A‧‧‧沒有動態轉換速率控制的逆變器驅動器中的電晶體處於重負載條件下的SOA
1006A‧‧‧沒有動態轉換速率控制的逆變器驅動器中的電晶體處於輕負載條件下的SOA
1002B‧‧‧具有動態轉換速率控制的逆變器驅動器中的電晶體的固有SOA
1004B‧‧‧具有動態轉換速率控制的逆變器驅動器中的電晶體處於重負載條件下的SOA
1006B‧‧‧具有動態轉換速率控制的逆變器驅動器中的電晶體處於輕負載條件下的SOA
138‧‧‧內部正供給電壓PVDD隨時間t的電壓電平
144‧‧‧電壓反彈
142‧‧‧內部輸出LX隨時間t的電壓電平
146、148‧‧‧接地反彈
140‧‧‧內部負供給電壓PVSS隨時間t 的電壓電平
100、200、500、800‧‧‧逆變器電路
880‧‧‧控制器
882‧‧‧模式信號
244、544、844‧‧‧轉換速率控制模組
248、548、848‧‧‧驅動器
102、202、502、802‧‧‧逆變器
150、350、650‧‧‧脈衝寬度調製波形
112‧‧‧逆變器電路的輸入端
UGATE_DRIVER‧‧‧第一驅動器
LGATE_DRIVER‧‧‧第二驅動器
UGATE‧‧‧第一電晶體
LGATE‧‧‧第二電晶體
PVDD‧‧‧內部正供給電壓
PVSS‧‧‧內部負供給電壓
LX‧‧‧內部輸出
124‧‧‧鍵合線引入的寄生電阻和電感
126‧‧‧PCB佈線引入的寄生電阻和電感
130‧‧‧寄生電容
VDD‧‧‧正供給電壓
VSS‧‧‧負供給電壓
114‧‧‧電源
116‧‧‧輸出端
132‧‧‧輸出電容
212‧‧‧外部輸入端
262、264、260‧‧‧轉換速率控制模組的第一輸入端、第二輸入端、輸出端
256、258、254‧‧‧驅動器的第一輸入端、第二輸入端、輸出端
252、250‧‧‧逆變器的輸入端、輸出端
266、566‧‧‧比較器
272‧‧‧或閘
第1A圖是沒有動態轉換速率控制的逆變器電路的示意圖。
第1B圖是說明第1A圖的逆變器電路中的信號反彈的示意性時序圖。
第2圖是根據一些實施例示出的具有動態轉換速率控制(利用表示負載電流的電流)的逆變器電路的示意圖。
第3圖是根據一些實施例示出的第2圖的逆變器電路的一些實現細節的示意圖。
第4圖是根據一些實施例示出的一種用於動態控制第2圖的逆變器電路中的驅動器的轉換速率的方法的流程示意圖。
第5圖是根據一些實施例示出的具有動態轉換速率控制(利用表示輸入電壓的電壓)的逆變器電路的示意圖。
第6圖是根據一些實施例示出的第5圖的逆變器電路的一些實現細節的示意圖。
第7圖是根據一些實施例示出的用於動態控制第5圖的逆變器電路中的驅動器的轉換速率的方法的流程示意圖。
第8圖是根據一些實施例示出的具有動態轉換速率控制(利用逆變器電路的模式配置)的逆變器電路的示意圖。
第9圖是根據一些實施例說明一種用於動態控製第8圖的逆變器電路中的驅動器的轉換速率的方法的流程示意圖。
第10A圖是針對沒有動態轉換速率控制的逆變器電路的驅動器中的電晶體比較 不同負載條件下的安全操作區域(SOA)的示意圖。
第10B圖是根據一些實施例示出的針對具有動態轉換速率控制的逆變器電路的驅動器中的電晶體比較不同負載條件下的SOA的曲線示意圖。
申請人通過研究發現，對於具有寬動態電流範圍的逆變器電路，由印刷電路板(PCB)或其它封裝組件引入的寄生電阻和電感會導致信號反彈(signal bounce)，其中，在電路中信號響應於瞬變而變化。信號反彈包括例如接地反彈(ground bounce)，供給電壓反彈(supply voltage bounce)和輸出電壓反彈(output voltage bounce)。以接地反彈為示例，寄生電感連接在內部裝置接地和外部系統接地之間。由於變化的電流，跨寄生電感的電壓會導致內部接地處於與外部接地不同的電位上。由於內部接地電位與外部接地電位的差異，電路中的一些器件會遭受應力(be stressed)甚至可能損壞。
傳統解決方案針對不同的負載條件和模式配置都是將逆變器電路的驅動器的轉換速率(slew rate)保持在相同速率上(例如，在第1A圖中，驅動器UGATE_DRIVER和LGATE_DRIVER的輸出信號從0轉變為1或者從1轉變為0的轉換速率在不同的負載條件及/或不同的模式配置中都是相同的)。然而，申請人發現，對不同的負載條件和模式配置隨意選擇一個轉換速率會導致問題。例如，如果在最重負載條件下選擇該轉換速率，轉換器電路(例如，降壓轉換器)的峰值功率效率差，例如低於80%。另一方面，如果脈衝頻率模式(Pulse Frequency Mode，PFM)峰值電流選擇該轉換速率，則難以設計封裝組件(例如，PCB佈局)，或者需要橫向擴散的MOSFET(Laterally Diffused MOSFET，LDMOS)。因此，逆變器電路的驅動器中的電晶體的安全操作區域(safe operating area，SOA)減小(例如，第10A圖)。SOA指電晶體能被預期正常操作的電壓和電流 條件。在SOA之外操作的電晶體會導致電路故障。本申請所屬技術領域中具有通常知識者應認識到SOA可在電晶體數據表中呈現為具有漏極-源極電壓(VDS)作為x軸且閘極-源極電壓(VGS)作為y軸的曲線圖；SOA可指曲線下的區域。然而，這裡描述的技術不被限為說明SOA的特定方式。
申請人通過研究發現，動態控制逆變器電路的轉換速率能夠提高或最大化電晶體的SOA利用。信號反彈在逆變器電路驅動重(heavy)負載時比驅動輕(light)或中等(middle-level)負載時更嚴重。逆變器電路驅動重負載時的電流及/或電壓(也就是說，該電流及/或電壓能夠反映負載的大小)比驅動輕或中等負載時更高。本發明提供的逆變器電路及控制逆變器電路中的驅動器的方法根據逆變器電路驅動的負載的大小調整驅動器的轉換速率。在一些實施例中，當檢測到負載增大時，減小逆變器電路中的驅動器的轉換速率。在一些實施例中，當檢測到負載減小時，增大逆變器電路中的驅動器的轉換速率。在另一些實施例中，當檢測到負載高於預定負載時(例如，檢測到負載電流高於參考電流，或者，檢測到能夠反映負載大小的輸入電壓高於參考電壓)，將驅動器的轉換速率設置為第一預定速率。在另一些實施例中，當檢測到該負載低於該預定負載時，將該驅動器的轉換速率設置為第二預定速率，其中，該第二預定速率高於該第一預定速率。通過將電流及/或電壓與一個或多個閾值進行比較，可以將逆變器電路驅動的負載確定為重，中等或輕。在一些實施例中，當逆變器電路驅動重負載時(例如，檢測到負載高於預定負載，特別地，檢測到負載電流高於參考電流，或者，能夠反映負載大小的輸入電壓高於參考電壓)，減小(reduce)逆變器電路中的驅動器的轉換速率可以減輕信號反彈的影響，從而允許逆變器電路中的電晶體利用針對特定VGS的VDS的更寬範圍安全地運行。另一方面，當逆變器電路驅動輕或中等負載時(例如，檢測到負載低於預定負載，特別地，檢測到負載電流低於參考電流，或者，能夠反映負載大小的輸入電壓 低於參考電壓)，逆變器電路中的驅動器的轉換速率在逆變器電路驅動重負載時所使用的轉換速率的基礎上增大(increase)，使得逆變器能夠產生響應更快的輸出電壓。
在一些實施例中，逆變器電路包括逆變器，該逆變器由驅動器驅動。驅動器的輸出的轉換速率被轉換速率控制模組控制。驅動器和轉換速率控制模組都接收第一信號。在一些實施例中，第一信號是脈衝寬度調製(pulse width modulated，PWM)信號。轉換速率控制模組接收第二信號，第二信號指示(或者，能夠反映)逆變器電路驅動的負載的大小。在一些實施例中，當第二信號指示負載的大小增大時，轉換速率控制模組降低(或減小)驅動器的輸出的轉換速率。在一些實施例中，當第二信號指示負載的大小減小時，轉換速率控制模組增大驅動器的輸出的轉換速率。
在一些實施例中，指示逆變器電路驅動的負載的大小的第二信號可以是表示負載電流的信號。在一些實施例中，指示逆變器電路驅動的負載的大小的第二信號可以是表示輸入電壓的電壓。
在一些實施例中，轉換速率控制模組接收第三信號，第三信號指示逆變器電路的模式配置。模式配置是從多個模式中選擇的，該多個模式包括動態電壓縮放(dynamic voltage scaling，DVS)模式和多相模式(multi-phase mode)。轉換速率控制模組基於逆變器電路的模式配置修改或調整逆變器電路中的驅動器的轉換速率。在一些實施例中，當第三信號指示逆變器電路操作在DVS模式或多相模式下時，轉換速率控制模組降低或減小逆變器電路中的驅動器的轉換速率。
第1A圖是沒有動態轉換速率控制的逆變器電路100的示意圖。逆變器電路100包括輸入端112(用於接收脈衝寬度調製(PWM)波形150)，逆變器(inverter)102(具有第一電晶體UGATE和第二電晶體LGATE)，用於驅動第一 電晶體UGATE的第一驅動器UGATE_DRIVER，用於驅動第二電晶體LGATE的第二驅動器LGATE_DRIVER，輸出電容132(電容值為C0)，用於驅動負載(未示出)的輸出端116(輸出端116用於輸出電壓V0)，以及電源(power supply)114(該電源被負載共享)。電源114包括正供給電壓VDD(例如，外部正供給電壓)和負供給電壓VSS(例如，外部負供給電壓)。逆變器102包括內部正供給電壓PVDD，內部負供給電壓PVSS和內部輸出LX。第一驅動器UGATE_DRIVER和第二驅動器LGATE_DRIVER與逆變器102共享內部正供給電壓PVDD和內部負供給電壓PVSS。
逆變器電路100還包括由封裝部件引入的寄生電阻和電感。例如，鍵合線(bonding wires)引入的寄生電阻和電感124；PCB佈線引入的寄生電阻和電感126以及寄生電容130(電容值為CIN)。寄生電阻和電感124、126導致內部正供給電壓PVDD和外部正供給電壓VDD之間存在差異。寄生電阻和電感124、126還導致內部負供給電壓PVSS和外部負供給電壓VSS之間存在差異。
輸出端116可以從高電壓切換到低電壓，其被稱為下降沿轉變(falling edge transition)，或者從低電壓切換到高電壓，其被稱為上升沿轉變(rising edge transition)。在切換期間，輸出電容132和寄生電容130充電或放電，並產生瞬態電流。該瞬態電流是C0，CIN以及C0和CIN上的電壓隨時間t變化(△V/△t)的函數。流經寄生電阻和電感124、126的瞬態電流在該寄生電阻和電感兩端產生電壓。寄生電感兩端的電壓是瞬態電流隨時間t變化的函數(△I/△t)。因此，內部正供給電壓PVDD與外部正供給電壓VDD位於不同的電壓上；內部負供給電壓PVSS與外部負供給電壓VSS位於不同的電壓上。
第1B圖是說明在PWM波形150的下降沿轉變期間逆變器電路100中的信號反彈的示意性時序圖。曲線138示出了內部正供給電壓PVDD隨時間t的電壓電平，從曲線138可以看出供給電壓反彈144。曲線140示出了內部負供給電壓 PVSS隨時間t的電壓電平，從曲線140可以看出接地反彈146。曲線142示出了內部輸出LX隨時間t的電壓電平。在PWM波形150的下降沿轉變期間，內部輸出LX跟隨內部負供給電壓PVSS，從曲線142可以看出接地反彈148。因此，NMOS電晶體(NMOS電晶體耦接於內部負供給電壓PVSS，例如，UGATE_DRIVER中的NMOS電晶體)因接地反彈(如146和148)而遭受應力，PMOS電晶體(PMOS電晶體耦接於內部正供給電壓PVDD，例如，LGATE_DRIVER中的PMOS電晶體)因供給電壓反彈(如144)而遭受應力，甚至受損。
第2圖是根據一些實施例示出的具有動態轉換速率控制的逆變器電路200的示意圖。逆變器電路200包括外部輸入端212，逆變器202，驅動器(driver)248以及轉換速率控制模組(slew rate control module)244。在一些實施例中，外部輸入端212接收脈衝寬度調製(PWM)波形350，例如，從控制器處接收脈衝寬度調製(PWM)波形350。逆變器202具有輸入端252和輸出端250。在一些實施例中，逆變器202的輸出端250可用於驅動負載(未示出)。驅動器248具有第一輸入端256，第二輸入端258和輸出端254。驅動器248的第一輸入端256耦接於逆變器電路200的外部輸入端212。驅動器248的輸出端254耦接於逆變器202的輸入端252。
轉換速率控制模組244具有第一輸入端262，第二輸入端264和輸出端260。轉換速率控制模組244的第一輸入端262耦接於逆變器電路200的外部輸入端212。轉換速率控制模組244的第二輸入端246接收負載電流IL，負載電流IL指示(indicate)逆變器電路200驅動的負載的大小(magnitude)。在一些實施例中，負載電流IL被與一個或多個參考電流進行比較。基於比較結果，逆變器電路驅動的負載可被確定出為重，輕或中等。轉換速率控制模組244的輸出端260耦接於驅動器248的第二輸入端258。
第3圖是根據一些實施例示出的逆變器電路200的一些實現細節的示 意圖。為便於理解與說明，第3圖的結構配置以控制驅動器248的輸出端254上的信號從0變為1的上升沿轉變的轉換速率為例，應當說明的是，所屬技術領域中具有通常知識者應當理解，基於第3圖所示的實施例可以相應地獲知：控制驅動器248的輸出端254上的信號從1變為0的下降沿轉變的轉換速率的結構配置。如第3圖所示，逆變器202包括第一電晶體UGATE和第二電晶體LGATE。在一些實施例中，第一電晶體UGATE可以是p型電晶體；第二電晶體LGATE可以是n型電晶體。驅動器248可以包括電晶體C，電晶體D和電晶體E。電晶體C和E可以是p型電晶體。電晶體D可以是n型電晶體。電晶體C和E並聯連接。電晶體C串聯連接到電晶體D。應當說明的是，本發明實施例對電晶體的具體類型不做任何限制，例如，可以是場效應管、雙極結型電晶體等等。
轉換速率控制模組244包括比較器266和或閘(OR gate)272。比較器266具有輸入端264和輸出端268。比較器266將感測電流Isense與參考電流IREF進行比較。在一些實施例中，感測電流Isense與負載電流IL相關。例如，感測電流Isense表示負載電流IL的大小。在一些實施例中，當感測電流Isense高於參考電流IREF時，比較器266的輸出端268為高電壓電平(例如，表示邏輯1的高電壓電平)；當感測電流Isense低於參考電流IREF時，比較器266的輸出端268為低電壓電平(例如，表示邏輯0的低電壓電平)。或閘272具有第一輸入端270，第二輸入端262和輸出端260。或閘272的第一輸入端270耦接於比較器266的輸出端268。或閘272的第二輸入端262耦接於逆變器電路200的外部輸入端212。或閘272的輸出端260耦接於電晶體E的閘極端258。
在第3圖所示的示例中，當逆變器電路200驅動重負載時，上面討論的電路配置將驅動器248的轉換速率(如驅動器248的輸出端254上的信號從0變為1的上升沿轉變的轉變速率)被設置為較低的第一預定速率，而當逆變器電路200驅動輕或中等負載時，驅動器248的轉換速率被設置為較高的第二預定速 率。在本發明實施例中，驅動器248的轉換速率被轉換速率控制模組244的輸出端260和逆變器電路200的外部輸入端212這兩者控制，其中，轉換速率控制模組244的輸出端260上的信號受負載大小和PWM波形350的控制。例如，在PWM波形350輸出低電壓電平期間，電晶體C是接通的，另一方面，若比較器266檢測到感測電流Isense高於參考電流IREF(如負載較重)，則比較器266在其輸出端268上輸出高電壓電平，相應地，轉換速率控制模組244的輸出端260輸出高電壓電平，使得電晶體E是斷開的，從而，在PWM波形350從高電壓電平轉變為低電壓電平時，驅動器248的轉換速率具有第一預定速率(電晶體C接通而電晶體E斷開)；相反，若比較器266檢測到感測電流Isense低於參考電流IREF(如負載較輕)，則比較器266在其輸出端268上輸出低電壓電平，相應地，轉換速率控制模組244的輸出端260輸出低電壓電平(因為此時PWM波形350為低電平)，使得電晶體E是接通的，從而，在PWM波形350從高電壓電平轉變為低電壓電平時，驅動器248的轉換速率具有第二預定速率(電晶體C和電晶體E均接通)，因此，第二預定速率高於第一預定速率。第一電晶體UGATE在驅動器248的輸出端254變為高電平(goes high)時斷開(turn off)。驅動器248的輸出端254處的轉換速率被轉換速率控制模組244的輸出端260和逆變器電路200的外部輸入端212這兩者控制。PWM波形350的下降沿轉變接通電晶體C並斷開電晶體D。轉換速率控制模組244的輸出端260變為低電平時接通電晶體E。為了將或閘272的輸出端260變為低電平，比較器266的輸出端270和PWM波形350必須為低電平。儘管轉換速率控制模組是針對第一電晶體UGATE進行的說明，但是，所屬技術領域中具有通常知識者應當理解，第二電晶體LGATE可以具有關於PWM波形350的上升沿轉變的轉換速率控制模組，其實現細節可參考針對第一電晶體UGATE在驅動器248中設置的電晶體E、C和D相應地得到針對第二電晶體LGATE的變型設計。應當說明的是，第3圖僅為示例結構，本發明並不限於該示例結構，例如，在變型設 計中，還可以存在一個或多個其它電晶體與電晶體E及/或C並聯等。
第4圖是根據一些實施例示出的動態控制驅動器248的轉換速率的方法400的流程示意圖。當逆變器電路被指示以利用動態轉換速率控制進行操作時(例如，被來自控制器的系統信號指示)，方法400可以從步驟402開始。在步驟404處，檢測負載電流的大小。負載電流可以是流經逆變器電路200驅動的負載的電流。負載電流的大小可以指示逆變器電路驅動的負載的大小。在步驟406處，可以通過例如使用比較器266來評估檢測到的負載電流的大小。在一些實施例中，如果檢測到的負載電流的大小被確定為重(例如，負載電流較大，如高於參考電流IREF)，則將驅動器248的轉換速率修改為第一速率(步驟408)，這意味著較慢的下降/上升沿轉變，從而可以減輕信號反彈的問題。另一方面，如果檢測到的負載電流的大小被確定為不重(例如，低於參考電流IREF)，則驅動器248的轉換速率被修改為高於第一速率的第二速率(步驟410)，這意味著更快的下降/上升沿轉變。
第5圖是根據一些實施例示出的具有動態轉換速率控制的逆變器電路500的示意圖。逆變器電路500包括轉換速率控制模組544、驅動器548以及逆變器502，與第2圖不同的是，轉換速率控制模組544接收輸入電壓VIN，輸入電壓VIN可以指示逆變器電路500驅動的負載的大小，而第2圖所示的逆變器電路200中的轉換速率控制模組244接收負載電流IL。在一些實施例中，可以將輸入電壓VIN與一個或多個參考電壓進行比較。基於比較結果，逆變器電路驅動的負載可以被確定為重，輕或中等。
第6圖是根據一些實施例示出的逆變器電路500的一些實現細節的示意圖。轉換速率控制模組544將輸入電壓VIN與參考電壓VREF進行比較，而不是如第3圖所示將感測電流Isense與參考電流IREF進行比較。在一些實施例中，當輸入電壓VIN高於參考電壓VREF時，比較器566的輸出端568是高電壓；當VIN 低於參考VREF時，比較器566的輸出端568是低電壓。儘管第6圖是描述了關於第一電晶體UGATE的轉換速率控制模組，但是所屬技術領域中具有通常知識者將理解，第二電晶體LGATE可以具有關於PWM波形650的下降沿轉變的轉換速率控制模組。
第7圖是根據一些實施例示出的用於動態控制逆變器的驅動器548的轉換速率的方法700的流程示意圖。當逆變器電路被指示以利用動態轉換速率控制進行操作時(例如，被來自控制器的系統信號指示)，方法700可以從步驟702開始。在步驟704處，檢測輸入電壓的大小。輸入電壓可以是逆變器電路500驅動的負載共享的電壓。輸入電壓的大小可以指示逆變器電路驅動的負載的大小。在步驟706處，可以通過例如使用比較器566來評估檢測到的輸入電壓的大小。在一些實施例中，如果檢測到的輸入電壓的幅度被確定為高，例如，高於參考電壓VREF，則可以將驅動器548的轉換速率修改(或設置)為第三速率(步驟708)，這意味著更慢的下降/上升沿轉變，從而可以減輕信號反彈的問題。另一方面，如果檢測到的輸入電壓的幅度被確定為不高，例如，低於參考電壓VREF，則可以將驅動器548的轉換速率修改(或設置)為高於第三速率的第四速率(步驟710)，這意味著更快的下降/上升沿轉變。
第8圖是根據一些實施例示出的具有動態轉換速率控制的逆變器電路800的示意圖，逆變器電路800包括轉換速率控制模組844、驅動器848以及逆變器802。轉換速率控制模組844可接收如第2圖所示的負載電流IL或如第5圖所示的輸入電壓VIN，另外，轉換速率控制模組844還接收來自控制器880的模式信號882。模式信號882指示逆變器電路800的模式配置。逆變器電路的模式配置是從多種模式中選擇出的，例如動態電壓調節(DVS)模式和多相模式。
第9圖是說明用於動態控製第8圖中的逆變器的驅動器848的轉換速率的方法900的流程示意圖。當逆變器電路被指示以利用動態轉換速率控制進行 操作時(例如，被來自控制器的系統信號指示)，方法900可以從步驟902開始。在步驟904處，檢測逆變器電路800的模式配置。逆變器電路的模式配置可以是從多種模式(諸如，該多種模式包括動態電壓縮放(DVS)模式和多相模式)中選擇出的。在步驟906處，確定逆變器電路800是操作在動態電壓縮放(DVS)模式下還是多相模式下。在一些實施例中，如果確定出逆變器電路800操作在動態電壓縮放(DVS)模式或多相模式，則將驅動器848的轉換速率修改為第五速率(步驟908)，這意味著較慢的下降/上升沿轉變，從而減輕信號反彈的問題。另一方面，如果確定出逆變器電路800既不操作在動態電壓縮放(DVS)模式也不操作在多相模式，則方法900進行到步驟910。
在一些實施例中，還可以在步驟904處檢測逆變器電路800驅動的負載的大小。在一些實施例中，檢測逆變器電路800驅動的負載的大小可以在稍後的步驟中進行，例如，在步驟906之後。在一些實施例中，逆變器電路驅動的負載的大小可以由負載電流指示。在一些實施例中，逆變器電路驅動的負載的大小可以由輸入電壓指示。在步驟910處，評估逆變器電路驅動的負載的大小(例如，通過負載電流IL或輸入電壓VIN評估負載是否為重)。在一些實施例中，如果逆變器電路驅動的負載的大小被確定為重，則將驅動器848的轉換速率修改為第五速率(步驟908)，這意味著較慢的下降/上升沿轉變，從而可以減輕信號反彈的問題。另一方面，如果逆變器電路驅動的負載的大小被確定為不重，則將驅動器848的轉換速率修改為高於第五速率的第六速率(步驟912)，這意味著更快的下降/上升沿轉變。
第10A圖是沒有動態轉換速率控制的逆變器驅動器(例如，第一驅動器UGATE_DRIVER)中的電晶體在不同負載條件下的安全操作區域(SOA)比較的示意圖。曲線1002A示出了該電晶體的固有SOA，例如，沒有任何負荷的影響。曲線1004A(SOA_HeavyLoad)表示該電晶體處於重負載條件下的SOA。曲 線1006A(SOA_LightLoad)表示該電晶體處於輕負載條件下的SOA。該電晶體的SOA因負載條件從固有SOA被不利地減少。例如，當電晶體的閘極端(V_GS)偏置在2V時，曲線1002A表示沒有任何負載，只要電晶體的漏極端(V_DS)偏置低於8V，電晶體將正常工作；曲線1004A表示，在重負載的情況下，電晶體的漏極端應偏置在6.4V以下，以確保電晶體正常工作；曲線1006A表示，在輕負載的情況下，電晶體的漏極端應偏置在6V以下，以確保電晶體正常工作。
第10B圖是根據一些實施例示出的具有動態轉換速率控制的逆變器驅動器中的電晶體在不同負載條件下的SOA比較的曲線示意圖。曲線1002B示出了電晶體的固有SOA，例如，沒有任何負載的影響。曲線1004B表示電晶體處於重負載條件下的SOA。曲線1006B表示電晶體處於輕負載條件下的SOA。雖然電晶體的SOA由於負載條件仍然從固有SOA被不利地減少，但如圓圈10B所示，曲線1004B和1006B表示具有動態轉換速率控制的逆變器驅動器中的電晶體與沒有轉換速率控制的逆變器驅動器中的電晶體相比具有被擴大的SOA。例如，當電晶體的閘極端(V_GS)偏置為2V時，如曲線1002A，曲線1002B表示，沒有任何負載的情形只要電晶體的漏極端(V_DS)偏置為低於8V，電晶體將正常工作；與曲線1004A不同，曲線1004B表示，在重負載的情況下，電晶體的漏極端的安全工作範圍從6.4V延長到(is extended to)7.2V；以及，與曲線1006A不同，曲線1006B表示，在輕負載的情況下，電晶體的漏極端的安全工作範圍從6V延長到7.2V。
在上面的詳細描述中，為了說明的目的，闡述了許多具體細節，以便所屬技術領域中具有通常知識者能夠更透徹地理解本發明實施例。然而，顯而易見的是，可以在沒有這些具體細節的情況下實施一個或複數個實施例，不同的實施例或不同實施例中披露的不同特徵可根據需求相結合，而並不應當僅限於附圖所列舉的實施例。
以上描述為本發明實施的較佳實施例，僅用來例舉闡釋本發明的技術特徵，並非用來限制本發明的範疇。在通篇說明書及申請專利範圍當中使用了某些詞彙來指稱特定的組件。所屬技術領域中具有通常知識者應可理解，製造商可能會用不同的名詞來稱呼同樣的組件。本說明書及申請專利範圍並不以名稱的差異來作為區別組件的方式，而係以組件在功能上的差異來作為區別的基準。本發明的範圍應當參考后附的申請專利範圍來確定。在以上描述和申請專利範圍當中所提及的術語“包含”和“包括”為開放式用語，故應解釋成“包含，但不限定於...”的意思。此外，術語“耦接”意指間接或直接的電氣連接。因此，若文中描述一個裝置耦接至另一裝置，則代表該裝置可直接電氣連接於該另一裝置，或者透過其它裝置或連接手段間接地電氣連接至該另一裝置。
文中所用術語“基本”或“大致”係指在可接受的範圍內，所屬技術領域中具有通常知識者能夠解決所要解決的技術問題，基本達到所要達到的技術效果。舉例而言，“大致等於”係指在不影響結果正確性時，所屬技術領域中具有通常知識者能夠接受的與“完全等於”有一定誤差的方式。
雖然已經對本發明實施例及其優點進行了詳細說明，但應當理解的係，在不脫離本發明的精神以及申請專利範圍所定義的範圍內，可以對本發明進行各種改變、替換和變更，例如，可以通過結合不同實施例的若干部分來得出新的實施例。所描述的實施例在所有方面僅用於說明的目的而並非用於限制本發明。本發明的保護範圍當視所附的申請專利範圍所界定者為准。所屬技術領域中具有通常知識者皆在不脫離本發明之精神以及範圍內做些許更動與潤飾。
以上所述僅為本發明之較佳實施例，凡依本發明申請專利範圍所做之均等變化與修飾，皆應屬本發明之涵蓋範圍。

Claims (13)

  1. 一種逆變器電路，包括：逆變器；驅動器，耦接於該逆變器，該驅動器被配置為接收第一信號；以及轉換速率控制模組，耦接於該驅動器，該轉換速率控制模組被配置為接收該第一信號和第二信號，該第二信號指示該逆變器電路驅動的負載的大小，其中，該轉換速率控制模組基於該第二信號調整該驅動器的轉換速率；其中，該逆變器電路驅動的負載的大小通過如下方式檢測：通過檢測表示負載電流的電流的方式來檢測該逆變器電路驅動的負載的大小，其中，當該電流高於參考電流時，表示該逆變器電路驅動的負載高於預定負載；而當該電流低於該參考電流時，表示該逆變器電路驅動的負載低於該預定負載；或通過檢測表示輸入電壓的電壓的方式來檢測該逆變器電路驅動的負載的大小，其中，當該電壓高於參考電壓時，表示該逆變器電路驅動的負載高於預定負載；而當該電壓低於該參考電壓時，表示該逆變器電路驅動的負載低於該預定負載。
  2. 如請求項1所述的逆變器電路，其中，該轉換速率控制模組還被配置為接收第三信號，該第三信號指示該逆變器電路的模式配置；以及，該轉換速率控制模組還基於該第三信號調整該驅動器的轉換速率。
  3. 如請求項2所述的逆變器電路，其中，該逆變器電路的該模式配置是從多個模式中選擇的，該多個模式包括動態電壓縮放(DVS)模式和多相模式。
  4. 如請求項1所述的逆變器電路，其中，該第二信號是表示負載電流的電流或是表示輸入電壓的電壓；以及，該轉換速率控制模組包括比較器，該比較器被配置為將該第二信號與該參考電流或者該參考電壓進行比較，以根據比較結果控制該驅動器。
  5. 如請求項4所述的逆變器電路，其中，該轉換速率控制模組還包括或閘，該或閘被配置為接收該第一信號和該比較器的輸出，且該或閘輸出到該驅動器。
  6. 如請求項1所述的逆變器電路，其中，當該第二信號指示該負載的大小增大時，該轉換速率控制模組減小該驅動器的轉換速率；及/或，當該第二信號指示該負載的大小減小時，該轉換速率控制模組增大該驅動器的轉換速率。
  7. 如請求項1所述的逆變器電路，其中，當該第二信號指示該負載高於預定負載時，該轉換速率控制模組將該驅動器的轉換速率設置為第一預定速率；以及，當該第二信號指示該負載低於該預定負載時，該轉換速率控制模組將該驅動器的轉換速率設置為第二預定速率，其中，該第二預定速率高於該第一預定速率。
  8. 如請求項3所述的逆變器電路，其中該轉換速率控制模組當該逆變器電路操作在DVS模式或多相模式下時，降低或減小逆變器電路中的驅動器的轉換速率。
  9. 一種控制逆變器電路中的驅動器的方法，該方法包括：檢測該逆變器電路驅動的負載的大小；以及根據該負載的大小調整該驅動器的轉換速率；其中，檢測該逆變器電路驅動的負載的大小的步驟包括：通過檢測表示負載電流的電流的方式來檢測該逆變器電路驅動的負載的大小，其中，當該電流高於參考電流時，表示該逆變器電路驅動的負載高於預定負載；而當該電流低於該參考電流時，表示該逆變器電路驅動的負載低於該預定負載；或通過檢測表示輸入電壓的電壓的方式來檢測該逆變器電路驅動的負載的大小，其中，當該電壓高於參考電壓時，表示該逆變器電路驅動的負載高於預定負載；而當該電壓低於該參考電壓時，表示該逆變器電路驅動的負載低於該預定負載。
  10. 如請求項9所述的方法，其中，根據該負載的大小調整該驅動器的轉換速率的步驟包括：當檢測到該負載增大時，減小該驅動器的轉換速率；及/或當檢測到該負載減小時，增大該驅動器的轉換速率。
  11. 如請求項9所述的方法，其中，該方法還包括：檢測該逆變器電路的模式配置，並基於該模式配置調整該驅動器的轉換速率，其中，該逆變器電路的模式配置是從多個模式中選擇的，該多個模式包括動態電壓縮放(DVS)模式和多相模式。
  12. 如請求項9所述的方法，其中，根據該負載的大小調整該驅動器的轉換速率的步驟包括：當該負載高於預定負載時，將該驅動器的轉換速率設置為第一預定速率，以及，當該負載低於該預定負載時，將該驅動器的轉換速率設置為第二預定速率，其中，該第二預定速率高於該第一預定速率。
  13. 如請求項11所述的方法，其中，基於該模式配置調整該驅動器的轉換速率包括：當該逆變器電路操作在DVS模式或多相模式下時，降低或減小逆變器電路中的驅動器的轉換速率。
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