TWI491152B - 用於調整一半導體元件之操作的方法及用於調整一臨限電壓之方法 - Google Patents

用於調整一半導體元件之操作的方法及用於調整一臨限電壓之方法 Download PDF

Info

Publication number
TWI491152B
TWI491152B TW099140587A TW99140587A TWI491152B TW I491152 B TWI491152 B TW I491152B TW 099140587 A TW099140587 A TW 099140587A TW 99140587 A TW99140587 A TW 99140587A TW I491152 B TWI491152 B TW I491152B
Authority
TW
Taiwan
Prior art keywords
signal
voltage
node
comparison
counter
Prior art date
Application number
TW099140587A
Other languages
English (en)
Other versions
TW201136114A (en
Inventor
Tod Schiff
Brian P Johnson
Original Assignee
Semiconductor Components Ind
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Semiconductor Components Ind filed Critical Semiconductor Components Ind
Publication of TW201136114A publication Critical patent/TW201136114A/zh
Application granted granted Critical
Publication of TWI491152B publication Critical patent/TWI491152B/zh

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • H02M3/1588—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load comprising at least one synchronous rectifier element
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Description

用於調整一半導體元件之操作的方法及用於調整一臨限電壓之方法
本發明一般涉及電源，且更具體地涉及開關模式電源。
開關模式電源(SMPS)用於包括膝上電腦、行動電話、個人數位助手、視頻遊戲、視頻攝像機等的各種電子裝置。它們可以將處於一個電平的直流(dc)信號轉換成處於不同電平的直流信號(這是直流-直流轉換器)，將交變電流(交流(ac))信號轉換成直流信號(這是交流-直流轉換器)，將直流信號轉換成交流信號(這是直流-交流轉換器)，或者將交流信號轉換成交流信號(這是交流-交流轉換器)。一般地，開關模式電源通過開關、電感器、控制和回饋電路的方式將能量從輸入節點傳送到輸出節點。一種類型的開關模式電源是降壓變壓器，其中出現在輸出節點的電壓從出現在輸入節點上的電壓開始逐漸下降。降壓轉換器可包括高邊(high side)場效應電晶體(FET)和低邊(low side)FET，其中高邊FET的汲極被耦合以用於接收輸入信號，高邊FET的源極公共地連接到低邊FET的汲極和電感器的端子，且低邊FET的源極連接到地。高邊FET和低邊FET的閘極被耦合以用於接收相應的控制信號。電感器的其他端子連接到負載。
為了最佳化轉換器例如降壓轉換器的效率，希望防止負電流在低邊FET中流動，因為負電流增加來自FET的傳導損耗，這導致了功率損耗的增加。因此，降壓轉換器一般以不連續操作模式操作以減小傳導損耗。在這種操作模式中，低邊FET在電感器電流達到零時關斷。關斷低邊FET的缺點是如果其在電感器電流達到零之前關斷，電流繼續流經低邊FET的體二極體，這增加了功率損耗。相反地，如果低邊FET關斷得太晚，負電感器電流使電流流經關斷的高邊FET的體二極體，這導致轉換器電路鳴響(ring)從而產生電磁干擾(EMI)。
因此，有用於適應性地調整開關模式電源中的低邊FET的關斷的方法和電路是有益的。具有成本效益地實現的這種電路和方法將進一步有益。
一般地，本發明提供用於以不連續模式操作開關電晶體的電路和方法。依照本發明的實施方式，高邊開關電晶體具有被耦合以用於接收輸入信號的汲極、公共地連接到低邊開關電晶體的汲極和連接到比較器的輸入以及連接到電感器以形成開關節點的源極。低邊開關電晶體的源極被耦合以用於接收操作電勢例如操作電勢的源VSS 。比較器的另一個輸入被耦合以用於接收臨界值電壓，電感器的另一個端子耦合到負載。開關電晶體被耦合以用於從開關驅動模組接收控制信號。在開關節點的電壓與臨界值電壓比較。如果在開關節點的電壓為負，則有正電流流經電感器，且零電流檢測器產生升高臨界值電壓的控制信號以使得低邊開關電晶體較晚關閉。如果在開關節點上的電壓為正，有負電流流經電感器，且零電流檢測器產生降低臨界值電壓的控制信號以使得低邊開關電晶體較早關閉。換句話說，如果電感器電流為負，低邊開關電晶體關斷得太晚，即，低邊開關打開得太晚，且如果電感器電流為正，低邊開關電晶體關閉得太早，即，低邊開關打開得太早。
通過閱讀以下的詳細描述，結合所附的繪圖，本發明將被更好地理解，在附圖中，相同的參考符號指示相同的元件。
圖1是適用於與依照本發明的實施方式的電源一起使用的轉換器10的示意圖。轉換器10包括被耦合以用於從驅動器電路16分別接收控制信號VHS_DRV 和VLS_DRV 的開關12和開關14。應注意到驅動器電路16還可稱為開關驅動模組。更具體地，開關12和14具有連接到驅動器電路16的相應的輸出端的控制端子以用於分別接收高邊驅動信號VHS_DRV 和低邊驅動信號VLS_DRV 。開關12和14具有連接到彼此的傳導端。另外，開關12具有被耦合以用於接收輸入電壓VIN 的電流傳導端，且開關14具有被耦合以用於接收操作電勢的源VSS 的電流傳導端。以舉例的方式，操作電勢的源VSS 處於地電勢。能量儲存元件18例如電感器耦合到開關12和14的公共連接的電流傳導端，這形成了節點20。電流IL18 流經能量儲存元件18。二極體22可被耦合在節點20和操作電勢的源VSS 之間。負載25耦合在轉換器10的輸出端23和操作電勢的源VSS 之間。輸出電壓VOUT 出現在輸出端23。
轉換器10包括具有反相輸入端46、非反相輸入端和輸出端的零電流檢測(ZCD)比較器24。ZCD比較器24的非反相輸入端連接到節點20，以用於接收作為ZCD比較器24的參考電壓起作用的開關信號VSWN ，ZCD比較器24的反相輸入端46被耦合以用於接收作為可調整的臨界值信號起作用的信號VTH ，且所述輸出端連接到驅動器電路16的輸入端。以舉例的方式說，開關信號VSWN 和可調整臨界值信號VTH 是電壓信號。
轉換器10還包括具有複數個輸入端和至少一個輸出端的零電流檢測(ZCD)控制模組30。控制模組30的輸出端21連接到ZCD比較器24的反相輸入端46以用於將可調整的臨界值電壓VTH 發送到比較器24。ZCD控制模組30的輸入端26和28以及ZCD比較器24的非反相輸入端連接到節點20。ZCD控制模組30的輸入端27被耦合以用於接收參考電壓VLSREF ，且ZCD控制模組30的輸入端29被耦合以用於接收參考電壓VHSREF 。
圖2是適用於與依照另一個實施方式的電源一起使用的轉換器100的示意圖。在圖2中所示出的是耦合到開關12和14、ZCD比較器24和驅動器電路16的ZCD控制模組30A的實施方式。應注意到ZCD控制模組被圖2中的參考符號30A標識來指示其可被設置為與參考圖1所描述的ZCD控制模組30不同。因此，參考符號30被保留以標識ZCD控制模組，但是參考符號“A”被附加到參考符號30來指示ZCD控制模組30和30A的設置可能是相同的或者它們可能不同。控制模組30A包括比較器32和34，其中比較器32具有連接到節點20的非反相輸入端和連接到參考電壓源VLSREF 的反相輸入端，且比較器34具有連接到節點20的反相輸入端和連接到參考電壓源VHSREF 的非反相輸入端。因此，比較器32的非反相輸入端和比較器34的反相輸入端分別作為ZCD控制模組30的輸入端26和28起作用，且，比較器32的反相端和比較器34的非反相輸入端分別作為ZCD控制模組30的輸入端27和29起作用。比較器32的輸出端連接到三輸入及閘36的輸入端，且比較器34的輸出端連接到三輸入及閘38的輸入端。及閘36的第二輸入端連接到及閘38的第二輸入端，這兩個第二輸入端公共地連接到一起以用於接收作為控制信號起作用的信號VBLS_DRV ，且及閘36的第三輸入端連接到及閘38的第三輸入端，其公共地連接以用於接收作為另一個控制信號起作用的信號VBHS_DRV 。信號VBLS_DRV 指示低邊開關14是關斷還是打開，且信號VBHS_DRV 指示高邊開關14是關斷還是打開。信號VBHS_DRV 和VBLS_DRV 分別是信號VHS_DRV 和VLS_DRV 的互補信號。
及閘36的輸出端連接到計數器40的增量輸入端，且及閘38的輸出端通過計時器42耦合到計數器40的減量輸入端。應注意到計時器42是可選的元件，並且及閘38的輸出端可直接連接到計數器40的減量輸入端。計數器40的輸出端連接到鎖存器44的輸入端。鎖存器44的輸出端連接到比較器24的反相輸入端46。計數器40和鎖存器44具有被耦合以用於接收重置信號VPOR 的功率的輸入端。鎖存器44具有計時輸入端，其耦合到三輸入及閘48的輸出端，該三輸入及閘具有被耦合以用於接收高邊驅動信號VHS_DRV 的輸入端、被耦合以用於接收信號VSFT_OK 的輸入端(其指示軟啟動是否正確地完成)，以及被耦合以用於接收指示在啟動期間或操作期間沒有檢測到錯誤狀況的信號VNO_FAULT 。錯誤狀況的例子包括過電流事件、過電壓事件、過高功耗等。及閘36、38和48可稱為邏輯閘。
圖3是適合於與依照另一個實施方式的電源一起使用的轉換器150的示意圖。轉換器150除了開關12和14使用n溝道場效應電晶體102和104實現之外與轉換器100相似。場效應電晶體102和104具有被耦合以用於從驅動器電路16接收控制信號的閘電極。場效應電晶體102具有被耦合以用於接收輸入信號VIN 的汲電極和耦合到場效應電晶體104的汲電極的源電極。場效應電晶體104的源電極被耦合以用於接收操作電勢的源VSS 。應注意到場效應電晶體的閘電極可稱為控制電極，且場效應電晶體的汲電極可稱為電流傳導電極。
圖4是與依照另一個實施方式的電源一起使用的轉換器200的示意圖。轉換器200包括ZCD比較器24，比較器32和34、驅動器電路16、場效應電晶體102和104、電感器18和二極體22。類似於轉換器10、100和150，二極體22是可選的元件。應注意到開關例如開關12和14可分別替換電晶體102和104使用。圖4中示出的是耦合到電晶體102和104、ZCD比較器24和驅動器電路16的ZCD控制模組30B的實施方式。應注意到ZCD控制模組被圖4中的參考符號30B標識，來指示其可被設置為與參考圖1中所描述的ZCD控制模組30不同。因此，參考符號30被保留以標識ZCD控制模組，但是參考符號“B”被附加到參考符號30以指示ZCD控制模組30和30B的設置可能是相同的或者它們可能不同。控制模組30B包括比較器32和34，其中比較器32具有連接到三輸入及閘202的輸入端的輸出端，且比較器34具有連接到三輸入及閘204的輸入端的輸出端。延遲元件206具有被耦合以用於接收控制信號HSLS_OFF的輸入端和公共地連接到及閘204的第二輸入端和延遲元件208的輸入端的輸出端。控制信號HSLS_OFF指示電晶體102和104是導通還是關閉，即，開關是關閉還是打開。延遲元件208具有連接到三輸入及閘202的第二輸入端的輸出端。及閘202的輸出端連接到觸發器210的計時輸入端。另外，觸發器210具有被耦合以用於接收操作電勢的源例如VCC 的置入端(set input terminal)、被耦合以用於接收脈衝寬度調變(PWM)信號VPWM 的邊緣觸發資料輸入端，以及連接到計數器214的增量輸入端的資料輸出端。及閘204的輸出端連接到觸發器212的計時輸入端。另外，觸發器212具有被耦合以用於接收操作電勢的源例如VCC 的置入端、被耦合以用於接收PWM信號VPWM 的邊緣觸發資料輸入端，以及連接到計數器214的減量輸入端的資料輸出端。
計數器214具有被耦合以用於接收n位元輸入信號DATA的一組n資料輸入端(其中n是整數)，和用於發送n位元輸出信號到數位到類比轉換器(DAC)216的一組n輸出端。DAC 216還包括狀態輸入端，其耦合到計數器214的狀態輸入端並被耦合以用於接收指示在系統啟動期間是否有錯誤的或軟啟動錯誤的控制信號PGOOD。DAC 216還包括耦合到兩輸入及閘218的輸出端的計時輸入端，其中及閘218的一個輸入端被耦合以用於接收輸入信號PGOOD，且另一個輸入端被耦合以用於接收指示電晶體102是導通還是關閉的控制信號HS_OFF。
轉換器200還包括設置為加法器的運算放大器220。更具體地，運算放大器220具有反相輸入端，非反相輸入端和輸出端，其中反相輸入端通過電阻器222耦合到輸出端。運算放大器220的輸出端還連接到ZCD比較器24的反相輸入端46。運算放大器220的反相輸入端被耦合以用於通過電阻器224接收臨界值偏置電壓VTH_OFFSET ，並通過電阻器226耦合到DAC216的輸出端。
圖5是依照本發明的實施方式的示出了處於操作過程中的轉換器10、100、150和200(分別在圖1、2、3和4中示出)的不同節點的電信號的時序圖250。更具體地，時序圖250示出了在開關電壓VSWN 為負且電感器電流IL18 為正的情況下，開關電晶體102的控制端的電壓VHS_DRV 、開關電晶體104的控制端的電壓VLS_DRV 、流經電感器18的電流IL18 和開關節點20的電壓VSWN 。在這種情況下，開關電晶體104在電感器電流IL18 達到零之前關閉。因此，希望升高出現在ZCD比較器24的輸入端46的臨界值電壓VTH 以使得開關電晶體104較晚關閉，即，延遲開關電晶體104的關閉。因此，轉換器10、100、150和200操作以增加出現在ZCD比較器24的輸入端46的臨界值電壓VTH 。
驅動器電路16提供了導通和關閉開關電晶體102和104即關閉和打開開關電晶體的開關信號。應注意到在使用開關例如開關12而非開關電晶體102和104的實施方式中，驅動器電路16分別提供關閉和打開開關12和14的開關信號。較佳地，驅動器電路16產生驅動信號VHS_DRV 和VLS_DRV 以使得它們不在相同的時間為邏輯高電平，從而確保電晶體102和104不在相同的時間導通，即，開關不在相同的時間關閉。這排除了輸入電壓VIN 被短路到一般處於地電勢的操作電勢的源VSS 上。可選地，驅動器電路16可被設置為產生作為驅動信號VHS_DRV 和VLS_DRV 的互補信號的驅動信號。
在時間t0 ，驅動器電路16產生控制信號VHS_DRV 和VLS_DRV ，其通過關閉或導通開關電晶體102和104來改變這兩個開關電晶體的操作狀態。在這個例子中，驅動器電路產生了在時間t0 關閉開關電晶體102和104的控制信號，即，控制信號VHS_DRV 和VLS_DRV 是邏輯低電平。電感器電流IL18 為零且開關電壓VSWN 處於標稱電平VSWN_NOM 。標稱電平VSWN_NOM 使用開關電晶體102和104、輸入電壓VIN 以及電壓VSS 中的分壓器關係獲得。
在時間t1 ，高邊驅動信號VHS_DRV 從邏輯低電平轉換到邏輯高電平，而低邊驅動信號VLS_DRV 保持在邏輯低電平。響應于高邊驅動信號VHS_DRV 轉換到邏輯高電平和低邊驅動信號VLS_DRV 保持處於邏輯低電平，在開關節點20的電壓VSWN 轉變到電平VSWN_HL ，其大於參考電壓VLSREF 和VHSREF 並接近輸入電壓VIN 的值。正電感器電流IL18 從節點20流經電感器18和負載25。
在時間t2 ，驅動器電路16產生將FET102關閉的控制信號和使FET104保持關閉的控制信號。特定地，開關電晶體102的閘電壓VHS_DRV 轉變到邏輯低電平且開關電晶體104的閘電壓VLS_DRV 保持處於邏輯低電平。回應于高邊驅動信號VHS_DRV 在時間t2 的變化，輸出電壓VOUT 降低，這導致節點20的開關節點電壓VSWN 降低到電平VSWN_LL 且電感器電流IL18 開始下降。開關節點電壓VSWN 小於參考電壓VHSREF 和VLSREF ，其使被輸入到計數器214的減量信號VDEC 和增量信號VINC 以及出現在比較器24的輸入端46的臨界值電壓VTH 不改變。
在時間t3 ，低邊驅動信號VLS_DRV 轉變到邏輯高電平，導通開關電晶體104即關閉開關，這產生了開關電晶體104中的汲極-源極導通電壓，且導致節點20的開關節點電壓VSWN 增加到電平VSWN_LH 。電感器電流IL18 繼續降低。
在時間t4 ，高邊驅動信號VHS_DRV 保持處於邏輯低電平且低邊驅動信號VLS_DRV 從邏輯高電平轉變到邏輯低電平。處於邏輯低電平的低邊驅動信號VLS_DRV 關閉開關電晶體104，這導致節點20的開關節點電壓VSWN 下降到電平VSWN_LH 之下。這導致電感器電流IL18 以較快的速度下降，如圖5中時間t4 和t5 之間的電感器電流曲線的部分的斜率的變化。
在時間t5 ，電感器電流IL18 達到零值，即，電流IL18 停止流動。電壓VSWN 在其標稱電壓周圍擺動，然後穩定在其標稱電壓VSWN_NOM 。
在時間t5 之後，節點20的信號VSWN 和脈衝寬度調變信號VPWM 使得觸發器210和212產生使計數器214減量和調整臨界值電壓VTH 的減量信號，以使得開關電晶體104較早關閉，且較佳地當開關電流IL18 達到零時關閉。在這個例子中，雖然出現在ZCD比較器24的輸入端46的臨界值電壓VTH 增加，其未增加得足以使得當低邊開關電晶體104關閉時電感器電流IL18 為零或實質上為零。因此，在時間t6 ，高邊驅動信號VHS_DRV 從邏輯低電平轉變到邏輯高電平，而低邊驅動信號VLS_DRV 保持處於邏輯低電平。響應于高邊驅動信號VHS_DRV 轉變到邏輯高電平且低邊驅動信號VLS_DRV 保持處於邏輯低電平，開關節點20的開關節點電壓VSWN 轉變到電平VSWN_HL ，其大於參考電壓VLSREF 和VHSREF 且接近於輸入電壓VIN 的值。正電感器電流IL18 從節點20流經電感器18和負載25。
在時間t7 ，驅動器電路16產生關閉FET102的控制信號和使FET104保持關閉的控制信號。特定地，開關電晶體102的閘電壓VHS_DRV 轉變到邏輯低電平且開關電晶體104的閘電壓VLS_DRV 保持處於邏輯低電平。回應于高邊驅動信號VHS_DRV 在時間t7 的改變，輸出電壓VOUT 下降，這導致了節點20的開關節點電壓VSWN 下降到電平VSWN_LL 且電感器電流IL18 開始下降。開關節點電壓VSWN 小於參考電壓VHSREF 和VLSREF ，其使被輸入到計數器214的減量信號VDEC 和增量信號VINC 以及出現在比較器24的輸入端46的臨界值電壓VTH 不改變。
在時間t8 ，低邊驅動信號VLS_DRV 轉變到邏輯高電平，導通開關電晶體104即關閉開關，這產生了開關電晶體104中的汲極-源極導通電壓，且導致節點20的開關節點電壓VSWN 增加到電平VSWN_LH 。電感器電流IL18 繼續下降。
在時間t9 ，高邊驅動信號VHS_DRV 保持處於邏輯低電平且低邊驅動信號VLS_DRV 從邏輯高電平轉變到邏輯低電平。處於邏輯低電平的低邊驅動信號VLS_DRV 關閉開關電晶體104，這導致節點20的開關節點電壓VSWN 下降到電平VSWN_LH 之下。這使得電感器電流IL18 以較快的速度下降，如圖5中時間t4 和t5 之間的電感器電流曲線的部分的斜率的變化。
在時間t10 ，電感器電流IL18 達到零值，即電流IL18 停止流動。電壓VSWN 在其標稱電壓周圍擺動，然後穩定在其標稱電壓VSWN_NOM 。
這個過程繼續，即，使用信號VSWN 和VPWM 產生計數器減量信號，直到出現在比較器24的輸入端46的臨界值電壓VTH 充分增加以使得當電感器電流IL18 達到零或實質上為零時低邊開關電晶體104關閉。
圖6是依照本發明的實施方式的示出了處於操作過程中的轉換器10、100、150和200(分別在圖1、2、3和4中示出)的不同節點的電信號的時序圖300。更具體地，時序圖300示出了在開關電壓VSWN 為正、電感器電流IL18 為負以及開關電晶體104在電感器電流IL18 達到零之後關閉的情況下，開關電晶體102的控制端的電壓VHS_DRV 、開關電晶體104的控制端的電壓VLS_DRV 、流經電感器18的電流IL18 和開關節點20的電壓VSWN 。因此，轉換器10、100、150和200操作以降低出現在ZCD比較器24的輸入端46的臨界值電壓VTH 以使得開關電晶體104較早關閉。
如以上所討論，驅動器電路16提供了導通或關閉開關電晶體102和104即關閉和打開開關電晶體的開關信號。較佳地，驅動器電路16產生驅動信號VHS_DRV 和VLS_DRV 以使得它們不在相同的時間處於邏輯高電平從而確保電晶體102和104不在相同的時間導通，即，開關不在相同的時間關閉。這排除了輸入電壓VIN 被短路到一般處於地電勢的操作電勢的源VSS 上。雖然未示出，驅動器電路16還可產生作為驅動信號VHS_DRV 和VLS_DRV 的互補信號的驅動信號。
在時間t0 ，驅動器電路16產生通過關閉或導通開關電晶體102和104來改變這兩個開關電晶體的操作狀態的控制信號VHS_DRV 和VLS_DRV 。在這個實施方式中，驅動器電路16產生了在時間t0 關閉開關電晶體102和104的控制信號，即，處於邏輯低電平的控制信號VHS_DRV 和VLS_DRV 。電感器電流IL18 為零且開關電壓VSWN 處於標稱電平VSWN_NOM 。標稱電平VSWN_NOM 使用開關電晶體102和104、輸入電壓VIN 以及電壓VSS 中的分壓器關係獲得。
在時間t1 ，高邊驅動信號VHS_DRV 從邏輯低電平轉變到邏輯高電平而低邊驅動信號VLS_DRV 保持處於邏輯低電平。響應于高邊驅動信號VHS_DRV 轉變到邏輯高電平和低邊驅動信號VLS_DRV 保持處於邏輯低電平，開關節點20的電壓VSWN 轉變到電平VSWN_HL ，其大於參考電壓VLSREF 和VHSREF 並接近於輸入電壓VIN 的值。正的電感器電流IL18 從節點20流經電感器18和負載25。
在時間t2 ，驅動器電路16產生使FET102關閉的控制信號和使FET104保持關閉的控制信號。具體地，開關電晶體102的閘電壓VHS_DRV 轉變到邏輯低電平且開關電晶體104的閘電壓VLS_DRV 保持處於邏輯低電平。回應于高邊驅動信號VHS_DRV 在時間t2 的改變，輸出電壓VOUT 下降，這導致節點20的開關節點電壓VSWN 下降到電平VSWN_LL ，且電感器電流IL18 開始下降。開關節點電壓VSWN 小於參考電壓VHSREF 和VLSREF ，其使被輸入到計數器214的減量信號VDEC 和增量信號VINC 以及出現在比較器24的輸入端46的臨界值電壓VTH 不改變。
在時間t3 ，低邊驅動信號VLS_DRV 轉變到邏輯高電平，導通開關電晶體104即關閉開關，這產生了開關電晶體104中的汲極-源極導通電壓且導致節點20上的開關節點電壓VSWN 增加到電平VSWN_LH 。電感器電流IL18 繼續下降。
在時間t4 ，高邊驅動信號VHS_DRV 保持處於邏輯低電平，低邊驅動信號VLS_DRV 保持處於邏輯高電平，且電感器電流IL18 轉變到成為負電流。
在時間t5 ，高邊驅動信號VHS_DRV 保持處於邏輯低電平，且低邊驅動信號VLS_DRV 從邏輯高電平轉變到邏輯低電平。處於邏輯低電平的低邊驅動信號VLS_DRV 使電晶體104關閉，這使得節點20的開關節點電壓VSWN 增加到電平VSWN_HL 。這導致電感器電流IL18 變為較小負值。
在時間t6 ，電感器電流IL18 變為零，使得開關節點電壓VSWN 在其標稱電壓周圍擺動，然後穩定在其標稱電壓VSWN_NOM 。
在時間t6 之後，節點20的信號VSWN 和脈衝寬度調變信號VPWM 使得觸發器210和212產生使計數器214增量和調整臨界值電壓VTH 的增量信號，以使得開關電晶體104較晚關閉，且較佳地當開關電流IL18 達到零時關閉。在這個例子中，雖然出現在ZCD比較器24的輸入端46的臨界值電壓VTH 下降，但其下降得並不足以使得當低邊開關電晶體104關閉時電感器電流IL18 為零或實質上為零。因此，在時間t7 ，高邊驅動信號VHS_DRV 從邏輯低電平轉變到邏輯高電平，而低邊驅動信號VLS_DRV 保持處於邏輯低電平。響應于高邊驅動信號VHS_DRV 轉變到邏輯高電平且低邊驅動信號VLS_DRV 保持處於邏輯低電平，開關節點20的開關節點電壓VSWN 轉變到電平VSWN_HL ，其大於參考電壓VLSREF 和VHSREF 且接近於輸入電壓VIN 的值。正電感器電流IL18 從節點20流經電感器18和負載25。
在時間t8 ，驅動器電路16產生使FET102關閉的控制信號和使FET104保持關閉的控制信號。具體地，開關電晶體102的閘電壓VHS_DRV 轉變到邏輯低電平且開關電晶體104的閘電壓VLS_DRV 保持處於邏輯低電平。回應于高邊驅動信號VHS_DRV 在時間t2 的改變，輸出電壓VOUT 下降，這導致節點20的開關節點電壓VSWN 下降到電平VSWN_LL ，且電感器電流IL18 開始下降。開關節點電壓VSWN 小於參考電壓VHSREF 和VLSREF ，其使被輸入到計數器214的減量信號VDEC 和增量信號VINC 以及出現在比較器24的輸入端46的臨界值電壓VTH 不改變。
在時間t9 ，低邊驅動信號VLS_DRV 轉變到邏輯高電平，導通開關電晶體104即關閉開關，這產生了開關電晶體104中的汲極-源極導通電壓且導致節點20上的開關節點電壓VSWN 增加到電平VSWN_LH 。電感器電流IL18 繼續下降。
在時間t10 ，高邊驅動信號VHS_DRV 保持處於邏輯低電平，低邊驅動信號VLS_DRV 保持處於邏輯高電平，且電感器電流IL18 轉變到成為負電流。
在時間t11 ，高邊驅動信號VHS_DRV 保持處於邏輯低電平，且低邊驅動信號VLS_DRV 從邏輯高電平轉變到邏輯低電平。處於邏輯低電平的低邊驅動信號VLS_DRV 使電晶體104關閉，這使得節點20的開關節點電壓VSWN 增加到電平VSWN_HL 。這導致電感器電流IL18 變為較小負值，即，增加。
在時間t12 ，電感器電流IL18 變為零使得開關節點電壓VSWN 在其標稱電壓周圍擺動，然後穩定在其標稱電壓VSWN_NOM 。
過程繼續，即，使用信號VSWN 和VPWM 產生計數器增量信號，直到出現在比較器24的輸入端46的臨界值電壓VTH 足夠低以致於當電感器電流IL18 達到零或實質上為零時低邊開關電晶體104關閉。
應注意到所述操作使用信號VSWN 和VPWM 改變即增加或下降、臨界值電壓VTH 來描述。但是，類似的思想適用於例如圖1-3中示出的那些實施方式，其中信號VHS_DRV 、VBHS_DRV 、VLS_DRV 、VBLS_DRV 、VPOR 、VSFT_OK 和VNO_FAULT 用於替代脈衝寬度調變信號VPWM 以改變臨界值電壓VTH 。
到現在為止應認識到電源轉換器電路和用於調整其操作的方法被提供。轉換器電路監控節點20的電壓信號VSWN 或流自節點20的電流IL18 以確定電壓或電流是正、負還是零。如果電壓信號VSWN 或電流信號IL18 為非零，出現在ZCD比較器24的輸入端或節點46的臨界值電壓VTH 被向上或向下調整。如果電壓VSWN 為負或電流IL18 為正則臨界值電壓VTH 被向上調整或增加，且如果電壓VSWN 為正或電流IL18 為負則臨界值電壓VTH 被向下調整或降低。除了其他方面外，這改善了電源轉換器電路的效率。
雖然本文中公開了具體的實施方式，並非意圖是本發明限於所公開的實施方式。本領域技術人員將認識到可作出修改和變型而不偏離本發明的精神。例如，開關網路可與其他類型的轉換器例如升壓轉換器、降壓升壓轉換器等一起使用。意圖是本發明包括落進所附的申請專利範圍的範圍內的所有這樣的修改和變型。
10．．．轉換器
12．．．開關
14．．．開關
16．．．驅動器電路
18．．．能量儲存元件
20．．．節點
21．．．輸出端
22．．．二極體
23．．．輸出端
24．．．ZCD比較器
25．．．負載
26．．．輸入端
27．．．輸入端
28．．．輸入端
29．．．輸入端
30．．．ZCD控制模組
30A．．．ZCD控制模組
30B．．．ZCD控制模組
32．．．比較器
34．．．比較器
36．．．及閘
38．．．及閘
40．．．計數器
42．．．計時器
44．．．鎖存器
46．．．反相輸入端
48．．．及閘
100．．．轉換器
102．．．場效應電晶體
104．．．場效應電晶體
150．．．轉換器
200．．．轉換器
202．．．及閘
204．．．及閘
206．．．延遲元件
208．．．延遲元件
210．．．觸發器
212．．．觸發器
214．．．計數器
216．．．類比轉換器(DAC)
218．．．及閘
220．．．運算放大器
222．．．電阻器
224．．．電阻器
226．．．電阻器
圖1是依照本發明的實施方式的轉換器的電路示意圖；
圖2是依照本發明的另一個實施方式的轉換器的電路示意圖；
圖3是依照本發明的另一個實施方式的轉換器的電路示意圖；
圖4是依照本發明的另一個實施方式的轉換器的電路示意圖；
圖5是依照本發明的實施方式的具有示出了在不同節點產生的信號的曲線的圖；以及
圖6是依照本發明的實施方式的具有示出了在不同節點產生的信號的曲線的圖。
10．．．轉換器
12．．．開關
14．．．開關
16．．．驅動器電路
18．．．能量儲存元件
20．．．節點
21．．．輸出端
22．．．二極體
23．．．輸出端
24．．．ZCD比較器
25．．．負載
26．．．輸入端
27．．．輸入端
28．．．輸入端
29．．．輸入端
30．．．ZCD控制模組
46．．．反相輸入端

Claims (20)

  1. 一種用於調整一半導體部件的操作的方法，其包括：提供一低邊(low side)半導體裝置，該低邊半導體裝置具有一控制電極、第一電流傳導電極及第二電流傳導電極；提供一高邊(high side)半導體裝置，該高邊半導體裝置具有一控制電極、第一電流傳導電極及第二電流傳導端，其中該低邊半導體裝置之該第一電流傳導電極耦合至該高邊半導體裝置之該第二電流傳導電極以形成一第一節點(node)；回應於比較該第一節點之一第一信號與一第二節點之一第二信號，產生一第一驅動信號，該第一驅動信號係用於驅動該低邊半導體裝置；改變該低邊半導體裝置之一操作狀態(operating state)；及監控該第一節點之該第一信號且回應於該第一信號高於或低於該第二信號而執行以下步驟：產生一第一比較信號以回應於比較該第一信號與一第一參考信號，且產生一第二比較信號以回應於比較該第一信號與一第二參考信號；利用該第一及第二比較信號，在該第二節點產生一經調整第二信號，其中利用該第一及第二比較信號包含下列其中之一：自一第一正反器(flip-flop)產生一計數器增 量信號(counter increment signal)以回應於該第一比較信號與一脈衝寬度調變信號，或者自一第二正反器產生一計數器減量信號(counter decrement signal)以回應於該第二比較信號與該脈衝寬度調變信號；比較該第一信號與該經調整第二信號，以產生用於該低邊半導體裝置之該第一驅動信號。
  2. 如請求項1的方法，其進一步包含利用該第一節點之該第一信號來判定一電流為正或負。
  3. 如請求項1的方法，其中改變該低邊半導體裝置之該操作狀態包含關閉該低邊半導體裝置。
  4. 如請求項1的方法，其中監控該第一節點之該第一信號且回應於該第一信號高於或低於該第二信號包含該第一節點之該第一信號高於該第二信號；且其中利用該第一及第二比較信號在該第二節點產生該經調整第二信號包含降低該第二信號以產生該經調整第二信號。
  5. 如請求項1的方法，其中監控該第一節點之該第一信號且回應於該第一信號高於或低於該第二信號包含該第一節點之該第一信號低於該第二信號；且其中利用該第一及第二比較信號在該第二節點產生該經調整第二信號包含提高該第二信號以產生該經調整第二信號。
  6. 如請求項1的方法，其中監控該第一節點之該第一信號且回應於該第一信號高於或低於該第二信號包含該第一節點之該第一信號低於該第二信號；且其中利用該第一及第二比較信號在該第二節點產生該經調整第二信號包 含利用該經調整第二信號來延遲關閉該低邊半導體裝置。
  7. 如請求項1的方法，其中監控該第一節點之該第一信號且回應於該第一信號高於或低於該第二信號包含該第一節點之該第一信號高於該第二信號；且其中利用該第一及第二比較信號在該第二節點產生該經調整第二信號包含利用該經調整第二信號來加快關閉該低邊半導體裝置。
  8. 如請求項1的方法，其中自該第一正反器產生該計數器增量信號以回應於該第一比較信號與該脈衝寬度調變信號，或者自該第二正反器產生該計數器減量信號以回應於該第二比較信號與該脈衝寬度調變信號包含：自一計數器產生一輸出信號且將來自該計數器之該輸出信號轉換成一類比計數器-輸出信號(analog counter-output signal)。
  9. 如請求項8的方法，進一步包含回應於該類比計數器-輸出信號而產生該經調整第二信號。
  10. 如請求項1的方法，進一步包含藉由將該計數器減量信號與該第一比較信號進行邏輯AND運算來產生用於該第一正反器之一時脈信號。
  11. 如請求項1的方法，進一步包含藉由將該計數器增量信號與該第二比較信號進行邏輯AND運算來產生用於該第二正反器之一時脈信號。
  12. 一種用於調整一臨界值電壓的方法，其包括： 提供一開關電晶體，該開關電晶體具有一控制端、第一電流傳導端及第二電流傳導端，該第一電流傳導端耦合至位於一第一節點之一能量儲存元件；產生一第一驅動信號以回應於比較該第一節點之一第一電壓與一第二節點之一第二電壓，該第一驅動信號係用於驅動該開關電晶體；關閉該開關電晶體；及回應於該第一節點之該第一電壓為一負電壓或一正電壓而執行以下步驟：在關閉該開關電晶體之後，將該第一節點之該第一電壓分別與第一及第二參考電壓進行比較，以分別產生第一及第二比較電壓；回應於該第一及第二比較電壓，藉由以下步驟來改變一計數器輸出信號：自一第一正反器產生一計數器增量信號以回應於該第一比較電壓與一脈衝寬度調變信號，或者自一第二正反器產生一計數器減量信號以回應於該第二比較電壓與該脈衝寬度調變信號；調整該第二節點之該第二電壓，以回應於該計數器增量信號或該計數器減量信號，以產生一經調整第二電壓；比較該第一節點之該第一電壓與該經調整第二電壓，以產生一經調整比較信號；及改變該開關電晶體之一關閉時間(turnoff time)，以回 應於該經調整比較信號。
  13. 如請求項12的方法，其中改變該開關電晶體之該關閉時間包含將該關閉時間設定為一較早時間。
  14. 如請求項12的方法，其中改變該開關電晶體之該關閉時間包含將該關閉時間設定為一較晚時間。
  15. 如請求項12的方法，進一步包含產生該經調整比較信號以使得流過耦合至該第一節點之該能量儲存元件之一電流接近零。
  16. 如請求項12的方法，其中調整該第二節點之該第二電壓包含提高該第二電壓。
  17. 如請求項12的方法，其中調整該第二節點之該第二電壓包含降低該第二電壓。
  18. 如請求項12的方法，其中自該第一正反器產生該計數器增量信號以回應於該第一比較電壓與該脈衝寬度調變信號，或者自該第二正反器產生該計數器減量信號以回應於該第二比較電壓與該脈衝寬度調變信號包含：自一計數器產生一輸出信號且將來自該計數器之該輸出信號轉換成一類比計數器-輸出信號。
  19. 如請求項18的方法，進一步包含藉由將該計數器減量信號與該第一比較電壓進行邏輯AND運算來產生用於該第一正反器之一時脈信號。
  20. 如請求項18的方法，進一步包含藉由將該計數器增量信號與該第二比較電壓進行邏輯AND運算來產生用於該第二正反器之一時脈信號。
TW099140587A 2009-12-17 2010-11-24 用於調整一半導體元件之操作的方法及用於調整一臨限電壓之方法 TWI491152B (zh)

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US12/641,173 US8278897B2 (en) 2009-12-17 2009-12-17 Power supply converter and method

Publications (2)

Publication Number Publication Date
TW201136114A TW201136114A (en) 2011-10-16
TWI491152B true TWI491152B (zh) 2015-07-01

Family

ID=44150105

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
TW099140587A TWI491152B (zh) 2009-12-17 2010-11-24 用於調整一半導體元件之操作的方法及用於調整一臨限電壓之方法

Country Status (4)

Country Link
US (1) US8278897B2 (zh)
CN (1) CN102104323B (zh)
HK (1) HK1153580A1 (zh)
TW (1) TWI491152B (zh)

Families Citing this family (23)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
TWI422158B (zh) * 2010-04-28 2014-01-01 Richtek Technology Corp 用於切換式調節器的即時可調零電流偵測器及偵測方法
CN102244463B (zh) * 2010-05-14 2015-09-02 立锜科技股份有限公司 用于切换式调节器的实时可调零电流侦测器及侦测方法
TWI431907B (zh) * 2011-09-07 2014-03-21 Leadtrend Tech Corp 停滯時間之控制方法以及具有自調停滯時間之控制器
CN103001481B (zh) * 2011-09-13 2016-11-16 通嘉科技股份有限公司 停滞时间的控制方法以及具有自调停滞时间的控制器
US9317049B2 (en) * 2013-02-22 2016-04-19 Texas Instruments Incorporated Emulated current ramp for DC-DC converter
US9257908B2 (en) * 2013-03-15 2016-02-09 Maxim Integrated Products, Inc. Systems and methods to auto-adjust zero cross circuits for switching regulators
CN103616556B (zh) * 2013-11-22 2017-01-18 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 用于同步降压型变换器的过零检测电路及检测方法
EP2876798B1 (en) * 2013-11-26 2019-09-18 Nxp B.V. Synchronous rectifier controller
US9548729B2 (en) 2015-06-16 2017-01-17 Cypress Semiconductor Corporation Switching circuit
US9819266B2 (en) * 2015-12-23 2017-11-14 Intel Corporation Digitally controlled zero current switching
JP6718308B2 (ja) * 2016-05-24 2020-07-08 ローム株式会社 同期整流型のｄｃ／ｄｃコンバータおよびそのコントローラ、制御方法ならびに電子機器
US10177659B2 (en) * 2016-07-19 2019-01-08 Dialog Semiconductor (Uk) Limited Nulling reverse recovery charge in DC/DC power converters
US10164537B2 (en) * 2017-01-03 2018-12-25 National Taipei University Of Technology Switching regulator
US11251702B2 (en) * 2017-02-14 2022-02-15 Cirrus Logic, Inc. Boost converter with forced continuous conduction mode
TWI669892B (zh) * 2018-03-20 2019-08-21 力智電子股份有限公司 直流－直流轉換控制器及其運作方法
CN110504821A (zh) * 2018-05-17 2019-11-26 力智电子股份有限公司 直流转直流控制器
US10644601B2 (en) * 2018-06-22 2020-05-05 Taiwan Semiconductor Manufacturing Co., Ltd. Dead-time conduction loss reduction for buck power converters
TWI686045B (zh) * 2019-02-13 2020-02-21 新唐科技股份有限公司 零電流偵測系統
US11469669B2 (en) * 2020-01-31 2022-10-11 Texas Instruments Incorporated Methods and circuitry to detect PFM mode entry in wide duty range DC converter
FR3113139B1 (fr) 2020-07-30 2022-11-25 St Microelectronics Rousset Comparateur de tension
US11575321B2 (en) * 2021-02-09 2023-02-07 Navitas Semiconductor Limited Systems and methods for automatic determination of state of switches in power converters
KR102714910B1 (ko) * 2022-10-07 2024-10-11 어보브반도체 주식회사 동기 정류식 직류-직류 컨버터
CN116505475B (zh) * 2023-06-27 2023-09-12 艾科微电子(深圳)有限公司 Dc-dc转换器的电流检测电路、方法、电力转换系统和电源

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20090174379A1 (en) * 2008-01-04 2009-07-09 Mipsabg Chipidea Lda. Dc-dc converter
TW200933329A (en) * 2008-01-18 2009-08-01 Advanced Analog Technology Inc Switching voltage regulator and the control circuit and method thereof
TWI328329B (zh) * 2007-04-04 2010-08-01 Richtek Technology Corp
CN101960700A (zh) * 2008-03-03 2011-01-26 英特赛尔美国股份有限公司 对降压直流-直流转换器的零电感器电流的高端感测
US7973523B2 (en) * 2009-02-02 2011-07-05 Texas Instruments Incorporated Reverse current sensing regulator system and method

Family Cites Families (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5072171A (en) * 1990-01-23 1991-12-10 Hughes Aircraft Company High efficiency power converter employing a synchronized switching system
US6583610B2 (en) * 2001-03-12 2003-06-24 Semtech Corporation Virtual ripple generation in switch-mode power supplies
US7382114B2 (en) * 2005-06-07 2008-06-03 Intersil Americas Inc. PFM-PWM DC-DC converter providing DC offset correction to PWM error amplifier and equalizing regulated voltage conditions when transitioning between PFM and PWM modes
CN100463342C (zh) * 2006-04-14 2009-02-18 致新科技股份有限公司 可自动修正参考基准的逆向电流防止电路
US7705579B1 (en) * 2008-01-14 2010-04-27 National Semiconductor Corporation Apparatus and method for faster unloading of transient response in a synchronous buck switching regulator
US20090189578A1 (en) * 2008-01-28 2009-07-30 Tien-Tzu Chen Low ripple dc to dc power converter

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
TWI328329B (zh) * 2007-04-04 2010-08-01 Richtek Technology Corp
US20090174379A1 (en) * 2008-01-04 2009-07-09 Mipsabg Chipidea Lda. Dc-dc converter
TW200933329A (en) * 2008-01-18 2009-08-01 Advanced Analog Technology Inc Switching voltage regulator and the control circuit and method thereof
CN101960700A (zh) * 2008-03-03 2011-01-26 英特赛尔美国股份有限公司 对降压直流-直流转换器的零电感器电流的高端感测
US7973523B2 (en) * 2009-02-02 2011-07-05 Texas Instruments Incorporated Reverse current sensing regulator system and method

Also Published As

Publication number Publication date
HK1153580A1 (zh) 2012-03-30
CN102104323B (zh) 2015-10-28
CN102104323A (zh) 2011-06-22
US20110148377A1 (en) 2011-06-23
TW201136114A (en) 2011-10-16
US8278897B2 (en) 2012-10-02

Similar Documents

Publication Publication Date Title
TWI491152B (zh) 用於調整一半導體元件之操作的方法及用於調整一臨限電壓之方法
EP3443657B1 (en) Dc-dc converter and control circuit
US10333384B2 (en) System and method for a switch driver
CN106452031B (zh) 在降压转换器中使用的具有反向电流防护的切换电路
CN104901526B (zh) 开关模式电源系统及其控制方法
US9131553B2 (en) LED driver
TWI483518B (zh) 用於接收輸入電壓的開關調製器的控制電路及在開關調製器中利用接通時間恆定體系控制主開關和低端開關的方法
US20150002115A1 (en) Series-capacitor buck converter multiphase controller
US11539294B2 (en) Multi-level power converter with light load flying capacitor voltage regulation
US9698677B2 (en) Brownout recovery circuit for bootstrap capacitor and switch power supply circuit
US6515463B2 (en) Method and circuit for optimizing efficiency in a high frequency switching DC-DC converter
CN103066823B (zh) 一种开关电源控制器和控制方法
CN203840204U (zh) 开关型功率变换器、时钟模块和控制电路
CN211127582U (zh) 电子转换器和集成电路
US8643355B2 (en) Method for generating a signal and structure therefor
CN102055323A (zh) 电源控制器和方法
JP2010154706A (ja) スイッチングレギュレータの制御回路、方法、およびそれらを用いたスイッチングレギュレータ
TWI533559B (zh) 電子裝置中的電路、電子裝置及供電方法
WO2024021695A1 (zh) 一种电源管理芯片
EP2892135B1 (en) Power Supply and energy efficient Gate Driver
JP5376512B2 (ja) 電源装置
TW201939874A (zh) 逆變器電路及控制逆變器電路中的驅動器的方法
CN112467976B (zh) 开关变换器及其控制电路和控制方法
TWI429181B (zh) 開關變換器的裝置及方法
KR102184479B1 (ko) 적응제어 영 전류 검출회로를 이용한 직류-직류 변환기