CN102324846B - 用于电流模式控制的开关电源的数控分段斜坡补偿电路 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种用于电流模式控制的开关电源中的数控分段斜坡补偿电路，该电路涉及开关电源技术领域。该电路包含：一数字逻辑控制电路，通过对脉宽调制信号、振荡信号和振荡信号的高倍频信号进行逻辑运算，产生分段斜坡补偿的逻辑控制信号；一分段斜坡电流产生电路，在数字逻辑控制电路的控制下，产生分段斜坡补偿电流；一电压求和电路，用于实现检测电流信号和分段斜坡补偿电流信号的求和，最后得到经过分段斜坡补偿电压补偿的检测电压信号。本发明中利用数字逻辑控制电路产生逻辑控制信号，较为精确地控制了分段斜坡补偿电流的分段比例，不仅保证了系统环路的稳定工作，而且避免了过度补偿的发生。

Description

用于电流模式控制的开关电源的数控分段斜坡补偿电路

技术领域

本发明属于开关电源技术领域，特别涉及电流模式控制的开关说明书电源电路结构中的分段斜坡补偿电路。

背景技术

近年来，绿色节能已成为能源应用的趋势。开关电源具有效率高、拓扑种类多以及小型轻量等特点，其中的电流控制模式还具有响应时间短、补偿电路简单、增益带宽大、输出电感小等特点，因此被广泛用于各种电子设备中。

开关电源中电流控制模式的典型代表是反激变换器，其拓扑结构如图1所示。主要包括一误差放大器101、一比较器102、一逻辑控制单元103、一斜坡补偿电路104、一电流检测电阻105、一开关管106、一变压器107、一二极管108、一电容109和一电压检测电路1010。电路的基本工作原理如下，当系统正常工作时，假设逻辑控制单元103输出的脉冲宽度调制(Pulse Width Mode，PWM)信号从低电平变为高电平，开关管106打开，电流检测电阻105上端CS点电压开始上升。此时变压器107的原边(NP)开始积累能量，变压器副边(NS)上端为低电位，下端为高电位。二极管108截止，输出端(Vout)的能量由电容109提供。电压检测环路1010的检测电压Vf和参考电压Vref经过误差放大器101放大，得到误差电压Vea。CS点电压和斜坡补偿电压(V_ramp)求和后，得到电压V_slope，经过比较器102与Vea进行比较。当CS点电压持续上升使得V_slope大于Vea后，比较器102开始翻转，在逻辑控制单元103的控制下，PWM信号变低，开关管106关闭。此时，变压器107原边(NP)电流为零，根据电磁原理，变压器107副边(NS)上端为高电平，下端为低电平。二极管108导通，变压器107开始对电容109进行充电，补充输出端电容109消耗的能量。因此，变压器107原边(NP)的能量传递到副边(NS)。在下一周期，开关管106会重新被逻辑控制单元103触发开启，从而系统周而复始的进行工作。

基于电流控制模式控制的开关电源控制芯片具有响应时间短、补偿电路简单、增益带宽大等优点，但同时也存在环路不稳定以及次谐波振荡的问题，从而导致系统无法正常工作。下面将简要介绍电流模式控制的开关电源控制系统环路可能会出现不稳定的原因。如果在图1中没有斜坡补偿电路104，而是将电流检测电阻105上端CS点直接连接到比较器102的一端，电路如图2所示，其中误差电压Vea和外部检测电压Vcs的工作波形也包含于图2中。外部检测电压Vcs的上升和下降斜率分别是m1和m2，当有一外部扰动导致Vcs变化dv0时，外部检测电压变为Vcs’。经过一个时钟周期后，Vcs和Vcs’的差值将变为dv1，表达式为：

$\mathrm{dv}1=\frac{m2}{m1}\mathrm{dv}0---\left(1\right)$

那么经过n个时钟周期后，Vcs和Vcs’的差值dvn为：

$\mathrm{dvn}={\left(\frac{m2}{m1}\right)}^n\mathrm{dv}0---\left(2\right)$

从上式可以看出，当m2小于m1，即PWM信号占空比小于50％时，电压变化dvn将逐渐趋于零，故而系统稳定；当m2大于ml，即PWM信号占空比大于50％时，电压变化dvn将逐渐放大，从而导致系统不能稳定工作。为了避免系统中这个问题的发生，需要对电路进行斜坡补偿。有两种方法可以实现斜坡补偿，一是在外部检测电压Vcs上加入斜率为正的斜坡电压，电路如图1所示；二是在误差电压Vea上加入斜率为负的斜坡电压，波形如图3所示。这里通过第二种方法，对斜坡补偿进行理论推导。外部检测电压Vcs的上升和下降斜率分别是m1和m2，误差电压Vea加上一个斜率为-m的信号，当有一外部扰动导致Vcs变化dv0时，外部检测电压变为Vcs’。经过一个时钟周期后，Vcs和Vcs’的差值将变为dv1，表达式为：

$\mathrm{dv}1=\frac{m2-m}{m1+m}\mathrm{dv}0---\left(3\right)$

那么经过n个时钟周期后，Vcs和Vcs’的差值dvn为：

$\mathrm{dvn}={\left(\frac{m2-m}{m1+m}\right)}^n\mathrm{dv}0---\left(4\right)$

从公式(4)中可得，选择合适的斜率m值，使得小于1，可以确保系统能稳定工作。

从上述分析可得当开关电源控制芯片输出的PWM信号占空比大于50％时，才会存在环路不稳定以及次谐波振荡的问题，也才需要进行斜坡补偿。目前一些开关电源控制芯片采用从零占空比就开始进行斜坡补偿，其电路结构简单易行。为了保证电路在极端情况下都能稳定的工作，在进行斜坡补偿时，会进行较大量的补偿，容易引起过补偿，从而影响电流模式控制的开关电源系统的响应速度及带负载能力。为了确保环路稳定，同时最大限度保持电流模式控制的优点，可以采用分段斜坡补偿的方法。例如图4所示的分段斜坡补偿电压波形。目前大多采用模拟电路的方式来控制分段斜坡补偿电压的分段比例D₁、D₂、D₃、D₄。但随工艺参数、温度、电压值等条件变化时，这种方式得到的分段斜坡补偿电压的分段比例D₁、D₂、D₃、D₄也会变化，从而影响分段斜坡补偿功能的有效性。比如，如果D₁和D₂所占的比例过大，则可能导致斜坡补偿不够，环路依然存在不稳定的问题；如果D₃和D₄所占的比例过大，则可能导致过补偿，影响电流模式控制的开关电源系统的响应速度及带负载能力。本文提出了采用数字逻辑控制电路的方法，可以较好的控制分段斜坡补偿电压的分段比例，保证分段斜坡补偿的有效性。

发明内容

本发明的目的是为了克服现有的分段斜坡补偿技术较难精确控制分段的比例，无法确保分段斜坡补偿的有效性，而提供了一种用于电流模式控制的开关电源中的数控分段斜坡补偿电路。该电路通过数字电路控制的方式，实现了对分段补偿电压分段比例较为精确的控制。

本发明提供的用于电流模式控制的开关电源中的数控分段斜坡补偿电路，包括一数字逻辑控制单元201，通过基本逻辑单元电路对脉冲宽度调制(PWM)信号、振荡信号(OSC)和振荡信号的高倍频信号(OSC_N)进行逻辑操作，产生逻辑控制信号(CTL<0:n>、Dcha)；一分段斜坡电流产生电路202，在逻辑控制信号(CTL<0:n>、Dcha)的作用下，控制电流源(I₀～In)和MOS管M₃的开关状态，从而控制对电容C₀的充放电电流值，产生分段斜坡补偿电流(I_ramp)；一电压求和电路203，分段斜坡补偿电流(I_ramp)流过电阻R₁和R_s，得到分段斜坡补偿电压，检测电流(I_cs)流过电阻R_s，产生检测电压信号，从而可在电阻R₁的顶端得到两个信号的求和信号(V_slope)。各个模块的链接关系如图5所示：数字逻辑控制单元201的第一组输出端CTL<0:n>接分段斜坡电流产生电路202中的开关控制端CTL<0>、CTL<1>…CTL<n>,逻辑控制单元201的第二输出端D_cha接分段斜坡电流产生电路202中的MOS管M₃的栅极；分段斜坡电流产生电路202的输出端I_ramp接电压求和电路203中二极管D₀的顶端。

附图说明

图1为具有斜坡补偿电路的反激变换器的拓扑结构示意图；

图2为无斜坡补偿电路的反激变换器的拓扑结构示意图；

图3斜坡补偿波形示意图；

图4分段斜坡补偿电压波形图；

图5为本发明数控分段斜坡补偿电路图；

图6为实施例中数控分段斜坡补偿电路图；

图7为实施例中逻辑控制部分产生的控制信号波形图；

图8为实施例中分段斜坡补偿电压V_ramp、检测电压V_cs以及求和电压V_slope的波形图。

具体实施方式

下面结合附图，给出本发明的具体实施实例。需要说明的是：实施实例中的参数并不影响本发明的一般性。

数控分段斜坡补偿电路总体结构如图6所示，包含一数字逻辑控制电路301、一分段斜坡电流产生电路302和一电压求和电路303。其中逻辑控制电路301的输入信号包括一占空比为0.5的振荡信号(OSC)；一振荡信号的二倍频信号(OSC_2)；一脉宽调制信号(PWM)。I_cs为外部开关管中的检测电流，V_slope是经分段斜坡补偿电路求和后的电压。逻辑控制电路301通过对脉宽调制信号PWM、振荡信号OSC以及振荡信号的二倍频信号OSC_2进行逻辑处理，得到分段斜坡电流产生电路302的控制信号CTL<0:n>、Dcha。分段斜坡电流产生电路302，在逻辑控制信号CTL<0:n>、Dcha的控制下产生一分段斜坡补偿电流I_ramp。在电压求和电路303中，斜坡补偿电流I_ramp通过电阻R₁、R_s产生分段斜坡补偿电压，开关管中的检测电流I_cs通过电阻R_s产生检测电压，从而在电阻R₁顶端可以得到分段斜坡补偿电压和检测电压的求和电压V_slope。

逻辑控制电路如图6中301所示，包括5个反向器(INV1～INV5)、4个与门(AND1～AND4)以及一个或门(OR1)。通过4个反向器(INV2～INV5)和4个与门(AND1～AND4)对振荡信号OSC和其二倍频信号OSC_2进行逻辑操作，分别得到4个逻辑控制信号A、B、C和D：由与门AND1得到控制信号A；由与门AND2和反向器INV2得到控制信号B；由与门AND3和反向器INV3得到控制信号C；由与门AND4和反向器INV4、INV5得到控制信号D。如图7所示，可以得到OSC一个周期中分为4个时段的控制信号：A、B、C和D。通过反向器INV1和或门OR1对控制信号A和PWM进行逻辑操作，得到控制信号Dcha。

分段斜坡电流产生电路如图6中302所示，逻辑控制电路301中的控制信号B、C、D分别接MOS管M₀、MOS管M₁、MOS管M₂的栅极，分别控制3个电流源i₁、i₂、i₃的通断状态。逻辑控制信号Dcha接MOS管M₃和MOS管M₄的栅极，控制电容C₀的上极板是否接地。通过上述4个逻辑控制信号控制电流源对电容C₀的充放电，从而在电容C₀上端得到分段斜坡电压。再经过MOS管M₅、MOS管M₆和电阻R₀，将分段斜坡电压转化为分段斜坡电流。MOS管M₅的作用是为了抵消源极跟随器MOS管M₆的阈值电压。最后，通过MOS管M₇、MOS管M₈构成的电流镜，输出斜坡电流I_ramp。

电压求和电路如图6中303所示，分段斜坡电流产生电路302中的分段斜坡电流I_ramp通过电阻R₁和R_s得到分段斜坡补偿电压。电阻R_s是开关管中电流的检测电阻，检测电流I_cs通过电阻R_s产生检测电压，从而在电阻R₁上端得到分段斜坡补偿电压和检测电压的求和电压V_slope。其计算公式如公式5所示。

V_slope＝I_ramp×(R₁+R_s)+I_cs×R_s...............(5)

在开关管导通瞬间，检测电流I_cs可能会有一个比较大的尖峰电流，导致在电阻R₁顶端产生一个尖峰电压，使得电路可能会出现误动作。因此，加入二极管D₀和电容C_c，防止尖峰电压对系统的影响。

电路整体连接图如图6所示，其工作原理如下：假设输出脉宽调制信号(PWM)的占空比为0.8。在振荡信号(OSC)的第一个1/4周期，A为高，B、C、D为低，MOS管M₀、MOS管M₁、MOS管M₂关断，MOS管M₃、MOS管M₄打开，电容C₀上端被连接到地。MOS管M₆的栅极也被连接到地，因此不会产生斜坡电流，即I_ramp等于零，求和电压V_slope等于检测电压V_cs，系统不进行斜坡补偿。在振荡信号OSC的第二个1/4周期，B为高，A、C、D为低，MOS管M₁、MOS管M₂、MOS管M₃、MOS管M₄关断，MOS管M₀打开，电流源i₁将对电容C₀进行充电，MOS管M₅栅极将会产生一个斜率为m₁的斜坡电压，经过MOS管M₆和R₁转换为斜率为n₁的斜坡电流，然后通过MOS管M₇、MOS管M₈构成的电流镜，得到斜率为n₁的斜坡电流I_ramp1。最后通过电压求和电路303，得到斜率为y₁的斜坡电压和检测电压V_cs求和后的电压V_slope1。同理，在振荡信号OSC的第三个1/4周期，得到斜率为y₂的斜坡电压和检测电压V_cs求和后的电压V_slope2。从振荡信号OSC的第四个1/4周期开始到PWM变为低这期间，V_slope3是斜率为y₃的斜坡电压和检测电压V_cs的求和。然后当PWM信号变低后，MOS管M₃、MOS管M₄将开启，MOS管M₆栅极被连接到地。此时的斜坡电流I_ramp等于零。同时，PWM变低后，开关管被关断，检测电流I_cs为零，从公式(5)中可得求和电压V_slope等于零。

采用典型0.35μm/5V硅BCD工艺模型和Hspice仿真软件对该补偿电路进行仿真。因为电阻R₁和R₀相等，电阻R₁的值远大于电阻R₀的值。因为电流镜的作用，通过电阻R₀和R₁的电流也相等，所以分段斜坡电流I_ramp通过电阻R₁和R_s产生的分段斜坡补偿电压和电阻R₀上的电压V_ramp几乎一样。电压V_ramp、检测电压V_cs和求和电压V_slope的波形，如图8中所示。其中脉宽调制信号PWM的占空比是0.8。从图中，可以看出通过采用数字逻辑控制电路控制，分段斜坡补偿电压的分段比例得到了较好的控制。其分段比例几乎不受工艺参数、温度等条件的变化而变化，从而保证了分段斜坡补偿的有效性，不仅保证了电流模式控制的开关电源系统的稳定性，而且尽可能大的保持了其响应速度快、补偿电路简单、增益带宽大等优点。

虽然本发明的开关电源中数控分段斜坡补偿电路结构已经以实例的形式公开如上，然而并非用以限定本发明，如果本领域技术人员，在不脱离本发明的精神所做的非实质性改变或改进，都应该属于本发明权利要求保护的范围。

Claims (1)

1.用于电流模式控制的开关电源的数控分段斜坡补偿电路，其特征在于：该电路包含有一数字逻辑控制电路、一分段斜坡电流产生电路和一电压求和电路，脉宽调制信号(PWM)、振荡信号(OSC)和振荡信号的二倍频信号(OSC_2)，经数字逻辑控制电路，输出第一逻辑控制信号(CTL<1>，CTL<2>,CTL<3>)和第二逻辑控制信号(Dcha)到分段斜坡电流产生电路，经分段斜坡电流产生电路输出分段斜坡补偿电流(I_ramp)并进入电压求和电路，由电压求和电路输出分段斜坡补偿电压和检测电压的求和信号；

所述的数字逻辑控制电路(301)：由反相器INV1、INV2、INV3、INV4、INV5，与门AND1、AND2、AND3、AND4和或门ORI组成，脉宽调制信号(PWM)与第一反相器INV1的输入端相连，振荡信号(OSC)和振荡信号的二倍频信号(OSC_2)分别连接第一与门AND1的两个输入端，第一与门AND1的输出端和第一反相器INV1的输出端分别连接或门OR1的两个输入端，从而产生第二逻辑控制信号(Dcha)，通过第二反相器INV2、第三反相器INV3、第四反相器INV4、第五反相器INV5和第二与门AND2、第三与门AND3、第四与门AND4对振荡信号(OSC)和振荡信号的二倍频信号(OSC_2)进行逻辑运算，产生第一逻辑控制信号(CTL<1>，CTL<2>,CTL<3>)，用来控制分段斜坡电流产生电路(302)电路中充当电流源开关的晶体管的导通和关断；

所述的分段斜坡电流产生电路(302)：包含9个MOS管M₀へM8，3个电流源i₁～i₃，电流源i₁、i₂和i₃的一端分别连接MOS管M₀、M₁和M₂的漏极，MOS管M₀、M₁和M₂的源极分别连接MOS管M₃和M₅的漏极和MOS管M₆的栅极，MOS管M₅的源极连接MOS管M₄的漏极和电容C₀的一端，MOS管M₆的源极与电阻R₀的一端相连,其漏极与MOS管M₇和MOS管M₈构成的电流镜相连,MOS管M₃和M₄的源极以及电容C₀和电阻R₀的另一端接地，由数字逻辑控制电路(301)产生的第二逻辑控制信号(Dcha)接分段斜坡电流产生电路(302)中MOS管M₃和MOS管M₄的栅极，第一逻辑控制信号(CTL<1>，CTRL<2>,CTL<3>)分别接分段斜坡电流产生电路中MOS管M₀、MOS管M₁和MOS管M₂的栅极，分别控制3个电流源i₁、i₂和i₃的通断状态，控制电流源i₁、i₂和i₃对电容C₀充放电，从而在电容C₀上端得到分段斜坡电圧，MOS管M₅、M₆和电阻R₀将电容C₀上的电压信号转换为电流信号，MOS管M₇和MOS管M₈构成的电流镜结构，将MOS管M₆中的电流镜像到MOS管M₈中，从而产生分段斜坡补偿电流I_ramp；

所述的电压求和电路(303)：由电阻R₁、R_s、二极管D₀、电容C_c组成，二极管D₀正端接分段斜坡电流产生电路(302)的输出的斜坡补偿电流I_ramp，二极管D₀的负端接电阻R₁和电容C_c的一端及分段斜坡补偿电压及检测电压的求和信号的输出端V_slope，电阻R₁的另一端接电阻R_s的一端，电阻R_s的另一端及C_c的另一端接地，检测电流信号I_cs接电阻R₁和R_s之间，斜坡补偿电流I_ramp流经电阻R₁及R_s，得到分段斜坡补偿电压，检测电流(I_cs)流过电阻R_s，产生检测电压信号，从而可在电阻R₁的顶端得到两个信号的求和信号V_slope，该求和信号V_slope计算公式为：V_slope＝I_ramp×(R₁+R_s)+I_cs×R_s。