CN103887972A - Dvs系统开关dc-dc变换器的混合控制电路及其控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开一种DVS系统开关DC-DC变换器的混合控制电路及其控制方法，采用基于传统线性数字PID与非线性数字滑模控制，通过混合数字算法实现了两种控制模式的有序切换。在稳态时，通过混合控制算法选择数字PID补偿器慢环路工作，实现输出电压的小纹波以及对较小跳变的快速反应。当DVS算法模块反馈信号发生跳变时，通过混合控制算法使PID补偿其环路停止工作，并选择数字滑模控制快环路，使DC-DC变换器快速达到新的稳定状态。本发明混合数字控制明显具有更快的动态响应速度，并且随着电压跳变的幅度越大，相对于传统数字PID控制的优势越明显；因此，本发明的混合数字控制DC-DC变换器适用于DVS系统。

Description

DVS系统开关DC-DC变换器的混合控制电路及其控制方法

技术领域：

本发明属于开关电源变换器领域，特别涉及动态电压调整技术（Dynamic Voltage Scaling,DVS）中提高电压转换模块开关DC-DC变换器的动态性能的控制电路及其控制方法。

背景技术：

随着便携式电子产品不断地向小型化、全集成化、多功能化发展，消费者对于可便携式电子产品的功能要求越来越高，但是电池容量的发展并没有随之提升，如何提高便携式产品的待机时间、以最有效率的方式来使用电池有限的能量成为了一个研究热点。动态电压调整技术（DVS）就是一种被广泛使用的减小系统总体功耗的方法。由于处理器在设计时一般满足系统最大的性能要求，而移动终端在大部分的工作时间里并不需要这样高的性能，因此，DVS技术在处理器计算负荷较轻的情况下，同时降低处理器的时钟频率和供电电压以降低系统的能量消耗；当处理器计算负荷加重时，处理器的时钟频率和供电电压快速提高以满足系统性能要求。

一般的DVS控制电路一般由系统负载/温度信息采集模块、DVS控制算法模块、时钟产生模块及DC-DC电压变换器模块四个部分组成。其中，DC-DC变换器为处理器提供不同的供电电压，以满足DVS系统所需要的多种工作电压。DC-DC变换器应用到DVS系统需要具有以下的特点：1、能够根据处理器的反馈信号动态地调节DC-DC变换器的输出电压；2、DC-DC变换器输出电压不仅需要较小的输出纹波，还要具有良好的动态响应速度，特别是参考电压变化的跟随特性；3、DC-DC变换器自身具有较高的效率，控制电路消耗功耗少。

现阶段，市场上的主流DC-DC变换器的解决方案是采用模拟控制环路，包括模拟电压模控制、模拟电流模控制、模拟迟滞控制等。模拟控制环路很容易受到温度、供电电压及工艺（PVT）的影响，不利于系统的稳定；此外，模拟控制环路不具有可重构性，当输出电压或者电路参数发生变化时，补偿电路难于相应调整，因此不适用于DVS系统的应用；最后，模拟控制环路补偿网络需要的大电容增加了版图面积，不利于片上集成。

与模拟控制相比，数字控制策略具有良好的PVT特性、可编程性和高效率，可以很好地解决以上的问题。目前研究比较广泛的数字控制有数字PID控制、数字V²控制、数字滑模控制等。其中，数字PID控制采用波特图或根轨迹图的方式，利用零点对开关DC-DC变换器中存在的两个极点进行补偿，保证变换器的稳定性，例如文献：“Digital Controller for DVS-EnabledDC–DC Converter，”（Mukti Barai,IEEE TRANSACTIONS ON POWER ELECTRONICS,VOL.25,NO.3,MARCH2010）。但所设计的带宽和增益要满足系统在不同状态下的稳定性，研究者经常会采用过设计，这将会限制DVS功能的动态响应速度。数字V²控制同时采样输出电压及其纹波，通过快慢两个控制通路调制输出电压，具有良好的稳态性能和动态响应速度，其缺点是控制环路容易受到外界干扰，需要进行斜坡补偿。例如文献：“A Constant FrequencyOutput-Ripple-Voltage-Based Buck Converter Without Using Large ESR Capacitor”，（Yuan Yen Maiand Philip K.T.Mok,IEEE TRANSACTIONS ON CIRCUITS AND SYSTEMS—II:EXPRESSBRIEFS,VOL.55,NO.8,AUGUST2008）。数字滑模控制利用输出误差电压和滤波电容电流构成滑模面，根据当前的状态时时地改变系统结构，迫使系统按照预定“滑动模态”的状态轨迹运动。由于滑动模态可以进行设计且与对象参数及扰动无关，因此数字滑模控制具有很好的鲁棒性和动态响应速度，但其缺点是输出纹波较大，且控制频率与电路参数、输出电压有关，一般不直接作为DVS系统DC-DC变换器的控制电路。例如文献：《基于BUCK型变换器的滑模变结构控制技术研究》，刘斌，浙江大学，2007年5月。

开关DC-DC变换器的主要性能参数包括效率、稳态输出纹波、动态响应速度（包括输出负载跳变响应速度、参考电压跟随响应速度和输入电压跳变响应速度）等。参考电压跟随响应速度是指当参考电压发生变化时，输出电压达到新的稳定电压所需要的时间，这一性能对于应用到DVS系统的开关DC-DC变换器尤为重要。

目前数字控制开关DC-DC变换器的研究主要集中在恒定输出电压，很难兼具良好的稳态性能和较快的输出电压快速跟随速度。例如，恒定系数数字PID补偿虽然在稳态时具有较小纹波（10mV），但当参考电压发生跳变时，输出电压需要一个较长的时间才能达到新的稳定电压，不利于DVS系统的应用。为了解决这一问题，有学者提出了系数自适应的数字PID补偿器，可根据输出负载/参考电压跳变幅度，自适应地调节比例、积分、微分的系数，增大数字PID补偿器的带宽和增益以提高动态响应速度。但是此控制算法需要复杂的数字电路以实现PID系数的自适应调整，这将很大程度上增加了控制电路的设计难度和芯片面积。

发明内容：

本发明的目的在于提供一种DVS系统开关DC-DC变换器的混合控制电路及其控制方法，其兼具传统数字PID稳态时纹波较小和数字滑模控制动态响应速度快的优点。在稳态时能够分别提供1.2V、1.4V、1.6V、1.8V、2.0V、2.2V、2.4V、2.6V输出电压，纹波电压小于10mV；当DVS算法模块反馈信号发生跳变时，变换器输出电压以大于20μs/V的跟随速度达到输出电压，过冲/下冲电压小于20mV。

为了实现上述目的，本发明采用如下技术方案：

一种DVS系统开关DC-DC变换器的混合控制电路，包括DC-DC变换器主电路及其驱动模块、量化范围可调的FLASH-WINDOW-ADC、电容电流检测模块、数字PID补偿模块、数字滑模控制模块、跳变检测模块、模式切换状态机和数字脉冲宽度调制器；DC-DC变换器的输出端连接FLASH-WINDOW-ADC的输入端、DVS控制模块和电容电流检测模块的输入端；DVS控制模块的输出端接FLASH-WINDOW-ADC的输入端；FLASH-WINDOW-ADC的输出端连接数字PID补偿模块的输入端、数字滑模控制模块的输入端和跳变检测模块的输入端；跳变检测模块的输出端连接模式切换状态机的输入端，模式切换状态机的输出端连接数字PID补偿模块的输入端和数字滑模控制模块的输入端；数字PID补偿模块的输出端和数字滑模控制模块的输出端连接数字脉冲宽度调制器的输入端，数字脉冲宽度调制器的输出端通过两路驱动模块连接DC-DC变换器。

本发明进一步的改进在于：DC-DC变换器的输出电压V_out经过FLASH-WINDOW-ADC量化为数字码，后经过PID补偿模块、DPWM模块、驱动模块构成了线性数字PID控制环路；当DVS控制模块反馈的数字码保持恒定时，该线性数字PID控制环路工作以实现小纹波的输出电压；

DC-DC变换器输出滤波电容电流经过电容电流检测模块量化为数字码I_c[n]，与FLASH-WINDOW-ADC量化的输出误差信号e[n]，共同实现了数字滑模控制环路；当DVS控制模块反馈的数字码发生跳变时，该数字滑模控制环路工作以提高输出电压跟随速度，当变换器恢复到稳态时，控制模式重新切换到PID控制。

本发明进一步的改进在于：所述FLASH-WINDOW-ADC模块具量化窗口可调功能来量化输出电压误差e[n]，该FLASH-WINDOW-ADC总量化范围为1.1V～2.7V，分为8个量化区间，每个量化区间的量化为200mV；所述FLASH-WINDOW-ADC由一个3位DAC、带隙基准电路、电压-电流转化电路、串联电阻网络、动态比较器、动态锁存器和编码器组成；3位DAC的输出端接带隙基准电路和串联电阻网络，作为FLASH-WINDOW-ADC的量化范围中心；带隙基准电路输出端接电压-电流转化电路；电压电流转化电路的输出端接串联电阻网络，提供串联基准电流；串联电阻网络输出端和ADC输入分别接动态比较器的两个输入端，动态比较器的输出端接动态寄存器输入端，得到温度计码；动态比较器输出端接编码器的输入端，将温度计码转化为5位数字码。

本发明进一步的改进在于：FLASH-WINDOW-ADC的5位输出数字码输入到数字PID控制模块，通过数字PID补偿模块得到9位的数字码，用于调制DPWM产生占空比可调的方波信号；数字PID补偿器由2阶IIR数字滤波器实现，通过对功率级电路中存在的极点进行补偿，保证环路的稳定性。

本发明进一步的改进在于：数字滑模控制环路由电容电流采样模块和滑模控制模块构成，该数字滑模控制环路由电容电流和输出电压误差构成滑膜面，并迫使DC-DC变换器沿滑膜面以指数形式趋向稳定点。

本发明进一步的改进在于：所述DVS系统开关DC-DC变换器的混合控制电路采用基于RLC匹配网络的电容电流检测模块，将输出电容电流转化为电压值。

本发明进一步的改进在于：所述电容电流检测模块采用阻抗匹配、相位匹配，将输出滤波电容的电流值经过一个检测电路转化为电压信号，并通过FLASH-WINDOW-ADC将电容电流量化为数字码。

DVS系统开关DC-DC变换器的混合控制电路的控制方法，包括：

DC-DC变换器启动时，若RESET=1，则控制电路被复位到0，DC-DC变换器输出电压V_out保持0V；若RESET=0，控制电路工作，DC-DC变换器启动；此时若|V_out-V_ref|＞V_th（本发明V_th取3～5倍于输出电压纹波，即50mV），软启动电路启动，控制电路输出恒定占空比信号，使DC-DC变换器输出电压以恒定斜率充电到参考电压V_ref；DC-DC变换器输出电压稳定到参考电压时，线性数字PID控制环路工作，通过比例、积分、微分计算输出控制信号；此时跳变检测模块检测FLASH-WINDOW-ADC量化的误差信号e[n]和电容电流检测模块量化的电容电流I_c[n]，当e[n]或I_c[n]超出误差阈值窗口（50mV）或电容电流阈值窗口（100mA）时，DC-DC变换器发生参考电压/负载跳变，模式切换状态机选择数字滑模控制环路，控制电路输出由滑模面决定，DC-DC变换器快速趋向新稳定状态；当模式切换状态机检测误差信号到e[n]=0时，DC-DC变换器达到新稳定状态，重新切换到数字PID控制环路，直到下一个DVS反馈信号到来。

相对于现有技术，本发明具有以下有益效果：

本发明采用基于传统线性数字PID与非线性数字滑模控制，通过混合数字算法实现了两种控制模式的有序切换。在稳态时，通过混合控制算法选择数字PID补偿器慢环路工作，实现输出电压的小纹波以及对较小跳变的快速反应。当DVS算法模块反馈信号发生跳变时，通过混合控制算法使PID补偿其环路停止工作，并选择数字滑模控制快环路，使DC-DC变换器快速达到新的稳定状态。

本发明混合数字控制明显具有更快的动态响应速度，并且随着电压跳变的幅度越大，相对于传统数字PID控制的优势越明显。因此，本发明的混合数字控制DC-DC变换器适用于DVS系统。

附图说明

图1为DVS系统的基本结构及工作原理示意图；

图2为本发明DVS系统开关DC-DC变换器的混合控制电路示意图；

图3为本发明DVS系统DC-DC变换器混合数字控制算法流程图；

图4为本发明具有量化范围可调功能的FLASH WINDOW ADC结构框图；

图5（a）和图5（b）分别为采用混合数字控制的开关DC-DC变换器输出电压跳变时序波形及状态平面图。

图6为用于实现数字模块控制环路的电容电流检测模块示意图；

图7为采用混合数字控制DC-DC变换器参考电压跟随速度与传统PID控制模式对比。

具体实施方式：

本发明针对单独采用传统数字PID控制的DC-DC变换器应用于DVS系统时动态响应速度较慢以及数字滑模控制纹波较大、开关频率不定的问题，基于数字PID控制与数字滑模控制相结合，提出了一种DVS系统开关DC-DC变换器的混合控制电路及其控制方法，通过检测输出电压误差及滤波电容电流，实现对两个环路的有序切换。当DVS算法模块反馈信号恒定时，DC-DC变换器处于稳态，采用数字PID控制方式，实现小纹波的输出电压；当DVS算法模块反馈信号变化时，变换器发生负载/参考电压跳变，控制电路自适应地切换到数字滑模控制方式，以实现快速的动态响应速度，满足DVS系统对于开关DC-DC变换器输出电压快响应的要求。为了检测变换器输出电压误差，本发明设计了一种量化范围可调的FLASH-WINDOW-ADC；为了实现片上集成的数字滑模控制，本发明设计了一种基于RLC匹配网络的电容电流检测模块。

本发明DVS系统开关DC-DC变换器的混合控制电路的整体电路结构如图2所示，包括DC-DC变换器主电路及其驱动模块、量化范围可调的FLASH-WINDOW-ADC、电容电流检测模块、数字控制模块（包括数字PID补偿模块、数字滑模控制模块、跳变检测模块、模式切换状态机）、数字脉冲宽度调制器（DPWM）。

请参阅图2所示，DC-DC变换器的输出端连接FLASH-WINDOW-ADC的输入端、DVS控制模块和电容电流检测模块的输入端；DVS控制模块的输出端接FLASH-WINDOW-ADC的输入端，决定ADC的量化范围和参考电压；FLASH-WINDOW-ADC的输出端连接数字PID补偿模块的输入端、数字滑模控制模块的输入端和跳变检测模块的输入端；跳变检测模块的输出端连接模式切换状态机的输入端，模式切换状态机的输出端连接数字PID补偿模块的输入端和数字滑模控制模块的输入端；数字PID补偿模块的输出端和数字滑模控制模块的输出端连接数字脉冲宽度调制器的输入端，数字脉冲宽度调制器的输出端通过两路驱动模块连接DC-DC变换器。

如图2所示，功率级主电路及其驱动模块实现降压型DC-DC变换器的功率传输功能。当占空比信号使MP导通，MN关断时，电源通过MP对输出电容C进行充电，此时电感电流I_L线性增加；当控制信号使MP关断，MN导通时，外部输入停止对输出电容C充电，同时由于滤波电感L具有存储电流的作用，其电流i_L不会发生突变，电流对输出电容C的周期性充放电决定了输出电容C上的电压值。因此，占空比的大小可以决定输出电压V_out的平均值，实现对输出电压的调制。

如图2所示，DC-DC变换器的输出电压V_out经过FLASH-WINDOW-ADC量化为数字码，后经过PID补偿模块、DPWM模块、驱动模块构成了线性数字PID控制环路。当DVS控制模块反馈的数字码保持恒定时，该环路工作以实现小纹波的输出电压。DC-DC变换器输出滤波电容电流经过电容电流检测模块量化为数字码I_c[n]，与FLASH-WINDOW-ADC量化的输出误差信号e[n]，共同实现了数字滑模控制环路。当DVS控制模块反馈的数字码发生跳变时，该环路工作以提高输出电压跟随速度，当变换器恢复到稳态时，控制模式重新切换到PID控制。

本发明提出的混合控制策略具体流程见图4所示。DC-DC变换器启动时，若RESET=1，则控制电路被复位到0，DC-DC变换器输出电压V_out保持0V；若RESET=0，控制电路工作，DC-DC变换器启动。此时若|V_out-V_ref|＞V_th（本发明Vth取3～5倍于输出电压纹波，即50mV）），软启动电路启动，控制电路输出恒定占空比信号，保证DC-DC变换器输出电压以恒定斜率充电到参考电压V_ref，避免了DC-DC变换器启动过程中可能存在的浪涌电流。DC-DC变换器输出电压稳定到参考电压时，线性数字PID控制环路工作，通过比例、积分、微分计算输出控制信号。此时跳变检测模块检测FLASH-WINDOW-ADC量化的误差信号e[n]和电容电流检测模块量化的电容电流I_c[n]，当e[n]或I_c[n]超出误差阈值窗口（e[n]的误差阈值窗口（50mV），Ic[n]的电容电流阈值窗口（100mA））时，说明DC-DC变换器发生参考电压/负载跳变，模式切换状态机选择数字滑模控制环路，控制电路输出由滑模面决定，变换器以较快的速度趋向新稳定状态。当模式切换状态机检测误差信号到e[n]=0时，说明DC-DC变换器达到新稳定状态，重新切换到数字PID控制环路以保证良好的稳态性能，直到下一个DVS反馈信号到来。

如图3所示，本发明所设计的5位FLASH-WINDOW-ADC模块具量化窗口可调功能，来量化输出电压误差e[n]，该ADC总量化范围为1.1V～2.7V，分为8个量化区间，每个量化区间的量化为200mV。这既保证了在每个量化区间内的高精度，也保证了在一个很宽的范围之内都能够得到量化。本发明FLASH-WINDOW-ADC由一个3位DAC、带隙基准电路、电压-电流转化电路、串联电阻网络、动态比较器、动态锁存器和编码器组成。3位DAC的输出端接带隙基准电路和串联电阻网络，作为FLASH-WINDOW-ADC的量化范围中心；带隙基准电路输出端接电压-电流转化电路；电压电流转化电路的输出端接串联电阻网络，提供串联基准电流；串联电阻网络输出端和ADC输入分别接动态比较器的两个输入端，动态比较器的输出端接动态寄存器输入端，得到温度计码；动态比较器输出端接编码器的输入端，将温度计码转化为5位数字码。

如图2所示，FLASH-WINDOW-ADC的5位输出数字码输入到数字PID控制模块，通过数字PID补偿模块得到9位的数字码，用于调制DPWM产生占空比可调的方波信号。该数字PID补偿器由2阶IIR数字滤波器其实现，通过对功率级电路中存在的极点进行补偿，保证环路的稳定性。

本发明所采用的数字PID补偿结构可以通过如下推导得到：设PID补偿器的实际输入y(t)与参考信号ref(t)构成的偏差信号为

e(t)=ref(t)-y(t)

模拟PID补偿器的输出u(t)可以表示为

$u\left(t\right)=K_{p}e\left(t\right)+K_1{\∫}_0^{t}e\left(\mathrm{\τ}\right)\mathrm{d\τ}+K_D\frac{d}{\mathrm{dt}}e\left(t\right)$

式中，K_p为比例系数，K_I为积分系数，K_D为微分系数，式中系数可由波特图零极点补偿或根轨迹图获得，针对本发明验证BUCK变换器参数，K_p=22，K_I=41，K_D=20。

PID补偿器的比例环节、积分环节和微分环节的主要功能和特点如下：

（1）比例环节：迅速反应控制系统的偏差信号e(t)，偏差一旦产生，控制器立即产生控制作用，以减小偏差。但是，比例环节不能消除稳态误差，比例系数太大可能引起系统的不稳定，增大K_p可以提高低通滤波器增压。

（2）积分环节：消除系统存在的静态误差，从而提高系统误差度。结合比例环节，使系统的稳态性能得到提高。加强积分环节会使系统的超调加大，甚至出现震荡。等效为一个低通滤波器，提高K_i可以增加低通滤波器带宽。

（3）微分环节：反应偏差信号的变化趋势，为系统引入早期修正信号，加快系统的响应速度，减小超调量，从而改善系统的性能，等效为一个高通滤波器。

由于PID控制模块输出端接的DPWM模块更关注的是占空比增量，因此本发明采用增量式PID补偿算法

Δu(k)=u(k)-u(k-1)

$=K_p[e\left(k\right)-e(k-1)]+K_I{T}_{\mathrm{sam}}e\left(k\right)+K_D\frac{e\left(k\right)-2e(k-1)+e(k-2)}{T_{\mathrm{sam}}}$

其中u(k)为k时刻输出PID控制信号，Δu(k)为k时刻输出PID控制增量，e(k)为k时刻输出电压误差，T_sam为采样周期。

如图2所示，数字滑模控制环路由电容电流采样模块和滑模控制模块构成，该控制由电容电流和输出电压误差构成滑膜面，并迫使系统沿滑膜面以指数形式趋向稳定点。当状态机选择该控制环路时，变换器以最优的响应时间重新达到稳态。数字滑模控制策略可以通过以下分析得到（以本发明采用的BUCK变换器为例）：

假设负载跳变使状态平面x_d0离开稳态点，滑模控制将迫使系统快速到达滑模面，并沿滑模面以指数形式非线性地恢复到稳态。根据跳变幅度不同，非线性切换面由一组近似线性的切换面组构成

S_i[n]=e[n]+λ_ii_c[n]

其中S_i[n]为预先设定的切换面，e[n]为量化的输出电压误差，i_c[n]为量化的输出电容电流，λ_i为滑模切换面的斜率，λ_i通过一个选择电路选择；最优的切换面斜率由功率级电路的参数L和C、输入电压V_g和负载跳变的幅度。

本发明的混合数字控制状态平面图如图5（a）和图5（b）所示，当发生参考电压跳变时，状态曲线由O点跳到A点，A点的横坐标为参考电压跳变幅度，此时跳变检测模块检测到此次参考电压跳变，模式切换状态机选择滑模控制工作，使状态曲线快速到达滑模面B点，并迫使状态曲线沿着该滑模面以指数形式到达新的稳定状态O点。

如图6所示，本发明对片上控制系统电容电流较小，不易直接通过对输出电压数字微分得到的缺点，采用了一种基于RLC匹配网络的电容电流检测模块，将输出电容电流转化为电压值。其中C为输出滤波电容，ESR为滤波电容的等效串联电阻，ESL为滤波电容等效串联电感，C_s为匹配电容，R_s为匹配电阻，R_i为OTA等效输入电阻，L_i为OTA等效输入电感，R₁为OTA反馈电阻，匹配网络输出端接OTA输入端，R_i和L_i等效为匹配网络的电阻和电感。本设计采用阻抗匹配、相位匹配，将输出滤波电容的电流值经过一个检测电路转化为电压信号，并通过FLASH-WINDOW-ADC将电容电流量化为数字码。

本发明采用基于传统线性数字PID与非线性数字滑模控制，通过混合数字算法实现了两种控制模式的有序切换。在稳态时，通过混合控制算法选择数字PID补偿器慢环路工作，实现输出电压的小纹波以及对较小跳变的快速反应。当DVS算法模块反馈信号发生跳变时，通过混合控制算法使PID补偿其环路停止工作，并选择数字滑模控制快环路，使DC-DC变换器快速达到新的稳定状态。为了验证本发明DVS系统开关DC-DC变换器混合控制电路及其控制方法的正确性，采用Global Foundry0.18um COMS工艺库，实现了除无源滤波器件外的全电路集成，芯片面积为1.4mm×1.8mm，外接滤波电感为2.2uH，滤波电容为9.4uF。变换器的输入电压范围为3.0V～4.0V，输出电压为范围为1.2V～2.6V（分为8个台阶，000～111分别对应1.2V～2.6V），工作频率为1MHz，以CCM模式工作，输出负载范围为100mA～500mA。

相对于现有技术，本发明所具有的优势如表1所示：

表1三种数字控制模式性能仿真结果对比

如图7所示，本发明的混合数字控制DC-DC变换器与传统线性数字PID控制DC-DC变换器参考电压跳变响应速度对比。本发明混合数字控制明显具有更快的动态响应速度，并且随着电压跳变的幅度越大，相对于传统数字PID控制的优势越明显。因此，本发明的混合数字控制DC-DC变换器适用于DVS系统。

Claims (8)

1.一种DVS系统开关DC-DC变换器的混合控制电路，其特征在于，包括DC-DC变换器主电路及其驱动模块、量化范围可调的FLASH-WINDOW-ADC、电容电流检测模块、数字PID补偿模块、数字滑模控制模块、跳变检测模块、模式切换状态机和数字脉冲宽度调制器；

DC-DC变换器的输出端连接FLASH-WINDOW-ADC的输入端、DVS控制模块和电容电流检测模块的输入端；DVS控制模块的输出端接FLASH-WINDOW-ADC的输入端；FLASH-WINDOW-ADC的输出端连接数字PID补偿模块的输入端、数字滑模控制模块的输入端和跳变检测模块的输入端；跳变检测模块的输出端连接模式切换状态机的输入端，模式切换状态机的输出端连接数字PID补偿模块的输入端和数字滑模控制模块的输入端；数字PID补偿模块的输出端和数字滑模控制模块的输出端连接数字脉冲宽度调制器的输入端，数字脉冲宽度调制器的输出端通过两路驱动模块连接DC-DC变换器。

2.根据权利要求1所述的DVS系统开关DC-DC变换器的混合控制电路，其特征在于，DC-DC变换器的输出电压V_out经过FLASH-WINDOW-ADC量化为数字码，后经过PID补偿模块、DPWM模块、驱动模块构成了线性数字PID控制环路；当DVS控制模块反馈的数字码保持恒定时，该线性数字PID控制环路工作以实现小纹波的输出电压；

DC-DC变换器输出滤波电容电流经过电容电流检测模块量化为数字码I_c[n]，与FLASH-WINDOW-ADC量化的输出误差信号e[n]，共同实现了数字滑模控制环路；当DVS控制模块反馈的数字码发生跳变时，该数字滑模控制环路工作以提高输出电压跟随速度，当变换器恢复到稳态时，控制模式重新切换到PID控制。

3.根据权利要求1所述的DVS系统开关DC-DC变换器的混合控制电路，其特征在于，所述FLASH-WINDOW-ADC模块具量化窗口可调功能来量化输出电压误差e[n]，该FLASH-WINDOW-ADC总量化范围为1.1V～2.7V，分为8个量化区间，每个量化区间的量化为200mV；所述FLASH-WINDOW-ADC由一个3位DAC、带隙基准电路、电压-电流转化电路、串联电阻网络、动态比较器、动态锁存器和编码器组成；3位DAC的输出端接带隙基准电路和串联电阻网络，作为FLASH-WINDOW-ADC的量化范围中心；带隙基准电路输出端接电压-电流转化电路；电压电流转化电路的输出端接串联电阻网络，提供串联基准电流；串联电阻网络输出端和ADC输入分别接动态比较器的两个输入端，动态比较器的输出端接动态寄存器输入端，得到温度计码；动态比较器输出端接编码器的输入端，将温度计码转化为5位数字码。

4.根据权利要求3所述的DVS系统开关DC-DC变换器的混合控制电路，其特征在于，FLASH-WINDOW-ADC的5位输出数字码输入到数字PID控制模块，通过数字PID补偿模块得到9位的数字码，用于调制DPWM产生占空比可调的方波信号；数字PID补偿器由2阶IIR数字滤波器实现，通过对功率级电路中存在的极点进行补偿，保证环路的稳定性。

5.根据权利要求2所述的DVS系统开关DC-DC变换器的混合控制电路，其特征在于，数字滑模控制环路由电容电流采样模块和滑模控制模块构成，该数字滑模控制环路由电容电流和输出电压误差构成滑膜面，并迫使DC-DC变换器沿滑膜面以指数形式趋向稳定点。

6.根据权利要求1所述的DVS系统开关DC-DC变换器的混合控制电路，其特征在于，所述DVS系统开关DC-DC变换器的混合控制电路采用基于RLC匹配网络的电容电流检测模块，将输出电容电流转化为电压值。

7.根据权利要求1所述的DVS系统开关DC-DC变换器的混合控制电路，其特征在于，所述电容电流检测模块采用阻抗匹配、相位匹配，将输出滤波电容的电流值经过一个检测电路转化为电压信号，并通过FLASH-WINDOW-ADC将电容电流量化为数字码。

8.权利要求1至7中任一项所述的DVS系统开关DC-DC变换器的混合控制电路的控制方法，其特征在于，包括：

DC-DC变换器启动时，若RESET=1，则控制电路被复位到0，DC-DC变换器输出电压V_out保持0V；若RESET=0，控制电路工作，DC-DC变换器启动；此时若|V_out-V_ref|＞V_th，V_th取3～5倍输出电压纹波，软启动电路启动，控制电路输出恒定占空比信号，使DC-DC变换器输出电压以恒定斜率充电到参考电压V_ref；DC-DC变换器输出电压稳定到参考电压时，线性数字PID控制环路工作，通过比例、积分、微分计算输出控制信号；此时跳变检测模块检测FLASH-WINDOW-ADC量化的误差信号e[n]和电容电流检测模块量化的电容电流I_c[n]，当e[n]或I_c[n]超出误差阈值窗口时，DC-DC变换器发生参考电压/负载跳变，模式切换状态机选择数字滑模控制环路，控制电路输出由滑模面决定，DC-DC变换器快速趋向新稳定状态；当模式切换状态机检测误差信号到e[n]=0时，DC-DC变换器达到新稳定状态，重新切换到数字PID控制环路，直到下一个DVS反馈信号到来；e[n]的阈值为50mV，I_c[n]的阈值为100mA。

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