CN102810982A - 电源装置、控制电路、电子装置以及电源的控制方法 - Google Patents

Abstract

本申请涉及电源装置、控制电路、电子装置以及电源的控制方法。一种电源装置包括：开关电路，输入电压被提供给开关电路；线圈，连接在开关电路与输出端子之间，输出电压从输出端子输出。电压增加电路将倾斜电压增加到基准电压上。控制单元将对应于输出电压的反馈电压与基准电压进行比较，并在对应于反馈电压与基准电压的比较结果的时刻开关该开关电路。斜率调节电路将线圈中流动的电流微分，并基于电流的微分结果调节斜率的斜率大小。

Description

电源装置、控制电路、电子装置以及电源的控制方法

技术领域

本发明涉及电源装置、控制电路、电子装置以及电源的控制方法。

背景技术

在电子装置等装置中，使用开关电源向负载供电。例如，使用将直流电压变换为另一直流电压的DC-DC变换器。已知比较器式DC-DC变换器是一种能高速响应负载突然变化的DC-DC变换器(例如，参见日本专利特开No.2010-51073)。

图15示出比较器式DC-DC变换器的示例。所示DC-DC变换器4包括变换器单元5和控制电路6。变换器单元5包括晶体管T11、T12、线圈L11和电容器C11。

控制电路6中的比较器80接收基准电压VR11以及与输出电压Vo相对应的反馈电压VFB。反馈电压VFB表示通过与电阻器R11并联连接的电容器C12将输出电压Vo的交流分量叠加在分压电压(通过电阻器R11、R12将输出电压Vo分压获得)上获得的电压。比较器80将反馈电压VFB与基准电压VR11进行比较，并将电平与比较结果相对应的输出信号S11输出到RS触发器(RS-FF电路)81的置位端子S。振荡器82将恒定频率的时钟信号CLK输出到RS-FF电路81的复位端子R。

RS-FF电路81响应于高电平时钟信号CLK被复位，并输出低电平输出信号S12。响应于低电平输出信号S12，驱动器电路83输出高电平控制信号DH、DL，将晶体管T11截止并将晶体管T12导通。此时，开关电路SW11响应于从RS-FF电路81输出的低电平输出信号S12被截止。然后，电容器C12根据从电流源84提供的电流I11被充电，因此基准电压VR11从标准电压VR0以恒定斜率(＝I11/C12)增加。

当基准电压VR11变得高于反馈电压VFB时，比较器80输出高电平信号S11。响应于高电平信号S11，RS-FF电路81被置位并输出高电平输出信号S12。然后，驱动器电路83输出低电平控制信号DH、DL，将晶体管T11导通并将晶体管T12截止。

如上所述，在比较器式DC-DC变换器4中，通过比较器80不断比较对应于输出电压Vo的反馈电压VFB与基准电压VR11，并根据比较结果立即开关主晶体管T11。因此，比较器式DC-DC变换器4高速响应负载的突然变化。

在近年的DC-DC变换器中，随着向更高频率特性的趋势，要求进一步小型化。为了满足这种小型化的要求，将多层芯片线圈用作线圈L11。但是，多层芯片线圈通常具有不良的直流叠加特性。因此，如果线圈L11中流动的电流由于输出电流Io的变化而变化，则线圈L11的电感值因此变化。然后，出现DC-DC变换器的频率特性(频带和相位裕度)由于电感值的变化而变化的问题。特别地，当线圈L11中流动的电流增加时，线圈L11的电感值下降，频带向高频侧扩展，因此出现减少相位裕度的问题。

发明内容

根据实施例的方案，一种电源装置包括开关电路，输入电压被提供给开关电路。线圈连接在开关电路与输出端子之间，输出电压从输出端子输出。电压增加电路将倾斜电压加到基准电压上。控制单元将对应于输出电压的反馈电压与基准电压进行比较，并在对应于反馈电压与基准电压的比较结果的时刻开关该开关电路。斜率调节电路将线圈中流动的电流微分，并基于电流的微分结果调节斜率的斜率大小。

根据本实施例的方案，可以抑制由于线圈的电感值的变化所致的相位裕度的减少。

附图说明

连同附图一起参照当前优选实施例的以下描述，可以最好地理解实施例及其目的和优点，在附图中：

图1是示出一个实施例的DC-DC变换器的模块电路图，

图2是示出控制电路的操作的时序图，

图3是示出检测器电路的构造示例的电路图，

图4是示出检测器电路的操作的时序图，

图5是示出时钟产生电路的操作的时序图，

图6是示出电流源的构造示例的电路图，

图7是示出DC-DC变换器的频率特性的特性图，

图8是示出线圈的直流电流叠加特性的特性图，

图9是示出一个实施例的DC-DC变换器的频率特性的特性图，

图10是示出图15的DC-DC变换器的频率特性的特性图，

图11A和图11B是示出输出电流变化时频率特性的变化的特性图，

图12A和图12B是示出一个实施例的DC-DC变换器的频率特性的特性图，

图13是示出变型的基准电压产生电路的电路图，

图14是示出电子装置的示意性构造图，以及

图15是示出根据现有技术的DC-DC变换器的模块电路图。

具体实施方式

下面参照图1至图12描述根据一个实施例的DC-DC变换器。如图1所示，DC-DC变换器1包括变换器单元2和控制电路3，控制电路3用于控制变换器单元2。变换器单元2基于输入电压Vi产生低于输入电压Vi(例如3.6V)的输出电压Vo(例如1.0V)。

首先，描述变换器单元2的内部构造示例。主晶体管T1和同步晶体管T2串联连接在输入端子Pi与电源线(这里，接地点GND)之间，输入电压Vi将提供给输入端子Pi，电源线的电势低于输入电压Vi。在所示实施例中，主晶体管T1是P沟道MOS晶体管，而同步晶体管T2是N沟道MOS晶体管。

晶体管T1的第一端子或源极连接到输入端子Pi。晶体管T1的第二端子或漏极连接到晶体管T2的第一端子或漏极。晶体管T2的第二端子或源极连接到接地点GND。

控制信号DH从控制电路3提供给晶体管T1的控制端子(栅极)，而控制信号DL从控制电路3提供给晶体管T2的控制端子(栅极)。晶体管T1、T2响应于控制信号DH、DL互补地导通和截止。

晶体管T1、T2之间的节点连接到线圈L1的第一端子。线圈L1的第二端子连接到输出端子Po，输出端子Po用于将输出电压Vo输出。通过这种方式，主晶体管T1和线圈L1串联连接在输入端子Pi与输出端子Po之间。线圈L1的第二端子连接到电容器C1的第一端子，且电容器C1的第二端子连接到接地点GND。电容器C1包括在用于平滑输出电压Vo的平滑电路中。在所示实施例中，例如将多层芯片线圈用作线圈L1。

在这样的变换器单元2中，当主晶体管T1导通且同步晶体管T2截止时，对应于输入电压Vi与输出电压Vo之间电势差的线圈电流IL在线圈L1中流动。通过这种方式，将能量存储在线圈L1中。如果L表示线圈L1的电感值，可将此时线圈电流IL的斜率Slp1(参见图2)表示如下。

$\mathrm{Slp}1=\frac{\mathrm{Vi}-\mathrm{Vo}}{L}\·\·\·\left(1\right)$

另一方面，当主晶体管T1截止且同步晶体管T2导通时线圈L1中存储的能量被释放。因此，感应电流(线圈电流)在线圈L1中流动。可将此时线圈电流IL的斜率Slp2(参见图2)表示如下。

$\mathrm{Slp}2=\frac{\mathrm{Vo}}{L}\·\·\·\left(2\right)$

通过这样的操作，在变换器单元2中产生低于输入电压Vi的输出电压Vo。然后，将输出电压Vo提供给连接到输出端子Po的负载(未示出)。在所示实施例中，将输出电流Io也提供给负载。

控制电路3基于从变换器单元2反馈的输出电压Vo调节控制信号DH、DL的脉冲宽度。控制电路3包括电阻器R1、R2、比较器10、基准电压产生电路20、时钟产生电路30、检测器电路40、RS触发器电路(RS-FF电路)50、振荡器60以及驱动器电路70。

变换器单元2的输出端子Po经由电阻器R1、R2连接到接地点GND。用于相位补偿(相位超前补偿)的电容器C2与电阻器R1并联连接。电阻器R1(电容器C2)与电阻器R2之间的连接点连接到比较器10的反相输入端子。通过这种方式，将反馈电压VFB提供给比较器10的反相输入端子，通过将输出电压Vo的交流分量(波动分量)叠加在分压电压(通过电阻器R11、R12将输出电压Vo分压获得)上获得反馈电压VFB。

从基准电压产生电路20输出的基准电压VR1被提供给比较器10的同相输入端子。

基准电压产生电路20包括电流源21、电容器C3、开关电路SW1以及标准电源E1。

电流源21产生电流Islp，电流Islp的电流值基于从检测器电路40输出的控制信号SG1。电流源21的第一端子连接到被供以偏置电压VB的电源线，电流源21的第二端子连接到电容器C3的第一端子。在所示实施例中，偏置电压VB例如是通过未示出的电源电路产生的电压或输入电压Vi。电容器C3的第二端子连接到标准电源E1的正端子，且标准电源E1的负端子连接到接地点GND。标准电源E1产生标准电压VR0，根据输出电压Vo的目标值设置标准电压VR0的电压值。开关电路SW1与电容器C3并联连接。开关电路SW1响应于RS-FF电路50的输出信号S2导通和截止。开关电路SW1例如是N沟道MOS晶体管。

电容器C3的第一端子(节点N1)连接到比较器10的同相输入端子，且电容器C3第一端子的电势作为基准电压VR1提供给比较器10的同相输入端子。

因为开关电路SW1导通时电容器C3的两个端子短路，所以电容器C3第一端子的电势变为等于通过标准电源E1产生的标准电压VR0。也就是说，在这种情况下将标准电压VR0作为基准电压VR1提供给比较器10的同相输入端子。

另一方面，当开关电路SW1截止时，电容器C3两个端子之间的电势差根据从电流源21提供的电流Islp增加。电势差的变化量与电流Islp成正比。此时，电容器C3第二端子的电势为标准电压VR0。因此，电容器C3第一端子的电势是通过将电容器C3两个端子之间的电势差叠加在标准电压VR0上获得的电势。将电容器C3第一端子的电势作为基准电压VR1提供给比较器10的同相输入端子。

因此，当开关电路SW1导通时基准电压VR1是恒定的第一电压(即标准电压VR0)，当开关电路SW1截止时以一定梯度从第一电压增加。换言之，基准电压VR1是通过将以一定梯度增加的斜率加在标准电压VR0上获得的电压。基准电压VR1包括恒定电压和倾斜电压。

比较器10对应于反馈电压VFB与基准电压VR1的比较结果产生信号S1。例如，当反馈电压VFB高于基准电压VR1时产生低电平信号S1，当反馈电压VFB低于基准电压VR1时产生高电平信号S1。信号S1被提供给时钟产生电路30以及RS-FF电路50的置位端子S。

时钟产生电路30包括延迟电路31和RS-FF电路32。信号S1从比较器10提供给延迟电路31。延迟电路31将信号S1延迟一定时间，并将延迟的信号输出到RS-FF电路32的置位端子S。

振荡器60连接到RS-FF电路32的复位端子R。振荡器60产生具有一定频率的时钟信号CLK(例如具有以恒定频率产生的脉冲的信号)。RS-FF电路32响应于提供给置位端子S的高电平信号S1，从输出端子Q输出高电平时钟信号SCK。RS-FF电路32响应于提供给复位端子R的高电平时钟信号CLK，输出低电平时钟信号SCK。从RS-FF电路32输出的时钟信号SCK被提供给检测器电路40。

主晶体管T1的两个端子(源极和漏极)连接到检测器电路40。当晶体管T1导通时(导通周期)，检测器电路40检测线圈L1中流动的线圈电流IL的斜率，并产生控制信号SG1，使得电流源21产生电流值与检测的斜率相对应的电流Islp。例如，检测器电路40产生控制信号SG1，用于产生与线圈电流IL的检测的斜率成正比的电流Islp。因为从方程式(1)清楚可见，线圈电流IL的斜率与线圈L1的电感值L成反比，所以电流Islp的电流值与线圈L1的电感值L成反比。通过这种方式，通过电流Islp产生的斜率的变化量与线圈电流IL的斜率成正比，与线圈电流IL的电感值L成反比。

振荡器60连接到RS-FF电路50的复位端子。RS-FF电路50响应于提供给置位端子S的高电平信号S1，从输出端子Q输出高电平输出信号S2。RS-FF电路50响应于提供给复位端子R的高电平时钟信号CLK，输出低电平输出信号S2。也就是说，对于RS-FF电路50，高电平信号S1是置位信号，高电平时钟信号CLK是复位信号。然后，从RS-FF电路50输出的输出信号S2被提供给驱动器电路70以及基准电压产生电路20的开关电路SW1。

驱动器电路70基于从RS-FF电路50输出的输出信号S2，产生控制信号DH、DL，用于互补地导通和截止变换器单元2的晶体管T1、T2。例如，驱动器电路70响应于高电平输出信号S2产生低电平控制信号DH、DL，并响应于低电平输出信号S2产生高电平控制信号DH、DL。主晶体管T1响应于低电平控制信号DH导通，响应于高电平控制信号DH截止。类似地，同步晶体管T2响应于高电平控制信号DL导通，响应于低电平控制信号DL截止。在实施例中，驱动器电路70可具有为控制信号DH、DL设置的死区时间，使得两个晶体管T1、T2不同时导通。

在这样的控制电路3中，当基准电压VR1变得大于反馈电压VFB时(参见图2的时间t1)，从比较器10输出高电平信号S1。RS-FF电路50响应于高电平信号S1输出高电平输出信号S2。驱动器电路70响应于高电平输出信号S2产生低电平控制信号DH、DL。然后，主晶体管T1响应于低电平控制信号DH导通，同步晶体管T2响应于低电平控制信号DL截止。通过这种方式，当基准电压VR1与反馈电压VFB相交时，控制电路3产生高电平控制信号DH，用于导通主晶体管T1。换言之，根据输出电压Vo与基准电压VR1的比较结果设置晶体管T1的导通时刻。在下面的描述中，将主晶体管T1导通的周期称为导通周期(Ton)(参见时间t1至t2)。

如果如上所述，从RS-FF电路50输出高电平输出信号S2(时间t1)，则基准电压产生电路20中的开关电路SW1导通。然后，电容器C3的第一端子和第二端子短路。这样导致电容器C3中存储的电荷被释放，且电容器C3第一端子(节点N1)的电压(即基准电压VR1)被复位为电容器C3第二端子的电压。因此，晶体管T1导通周期里的基准电压VR1是等于标准电压VR0的恒定电平(时间t1至t2)。

如果如上所述，将基准电压VR1复位为电容器C3第二端子的电压，换言之，如果基准电压VR1变为低于反馈电压VFB，那么从比较器10输出低电平信号S1。也就是说，仅在从基准电压VR1变为高于反馈电压VFB的时间点(时间t1)到高电平输出信号S2从RS-FF电路50输出的时间点的延迟周期里，来自比较器10的信号S1以高电平输出，开关电路SW1导通，并且由于基准电压VR1的放电，基准电压VR1变为低于反馈电压VFB。

随后，高电平时钟信号CLK以恒定周期从振荡器60输出(时间t2)。响应于高电平时钟信号CLK，RS-FF电路50输出低电平输出信号S2。驱动器电路70响应于低电平输出信号S2产生高电平控制信号DH、DL。然后，主晶体管T1响应于高电平控制信号DH截止，且同步晶体管T2响应于高电平控制信号DL导通。通过这种方式，控制电路3利用每个恒定的周期产生用于截止主晶体管T1的高电平控制信号DH。在下面的描述中，将主晶体管T1截止的周期称为截止周期(Toff)(参见时间t2至t3)。

如果如上所述，从RS-FF电路50输出低电平输出信号S2(时间t2)，则基准电压产生电路20中的开关电路SW1截止。然后，通过从电流源21提供的电流Islp将电容器C3充电。这样导致基准电压在晶体管T1的截止周期里以对应于电流Islp的梯度增加，如时间t2至t3所示。例如，将在截止周期里以对应于电流Islp的梯度增加的电压加在标准电压VR0上，并将增加的电压作为基准电压VR1提供给比较器10。因此，可将晶体管T1的截止周期里一定时间t(例如从作为启动时间的时间t2开始)的基准电压VR1表示如下。

$\mathrm{VR}1=\mathrm{VR}0+\frac{\mathrm{Islp}}{C3}\×t\·\·\·\left(3\right)$

从方程式(3)清楚可见，在基准电压VR1中，当电流源21中产生的电流Islp增加和减少时，将要加在标准电压VR0上的方程式(3)右侧第二项中的斜率大小(斜率幅度)增加和减少。

当基准电压VR1再次与反馈电压VFB相交时(时间t3)，控制电路3将主晶体管T1导通。通过重复这样的操作，将输出电压Vo保持为对应于标准电压VR0的目标电压。

下面参照图3和图4描述检测器电路40的构造示例和操作。

如图3所示，检测器电路40包括：放大器电路41，用于将晶体管T1中流动的电流I1变换为电压值；微分电路42，用于将放大器电路41的输出电压微分；放大器电路43，用于将微分电路42的输出电压放大；保持电路44，用于保持放大器电路43的输出电压；以及积分电路，用于将保持电路44的输出电压取平均。

放大器电路41的同相输入端子连接到晶体管T1的第一端子(例如源极)，放大器电路41的反相输入端子连接到晶体管T1的第二端子(例如漏极)。放大器电路41的输出端子连接到微分电路42中的电容器C41的第一端子。放大器电路41基于晶体管T1两个端子之间的第一电压V1检测晶体管T1中流动的电流I1，将电流I1变换为电压值并在变换之后将第二电压V2输出到微分电路42。检测的电流I1等于晶体管T1导通周期里的线圈电流IL，如图4所示。因此，这里可将一定时间t(例如从作为启动时间的图4的时间t4开始)的检测的电流I1表示如下。

$I1=\frac{\mathrm{Vi}-\mathrm{Vo}}{L}\×t+\mathrm{Ia}\·\·\·\left(4\right)$

如果Ron表示晶体管T1的导通电阻，可将第一电压V1表示如下。

V1＝I1×Ron

$V1=(\frac{\mathrm{Vi}-\mathrm{Vo}}{L}\×t+\mathrm{Ia})\×\mathrm{Ron}\·\·\·\left(5\right)$

如果A1表示放大器电路41的放大系数，可将第二电压V2表示如下。

V2＝A1×V1

$V2=A1\×(\frac{\mathrm{Vi}-\mathrm{Vo}}{L}\×t+\mathrm{Ia})\×\mathrm{Ron}\·\·\·\left(6\right)$

如图3所示，微分电路42中电容器C41的第二端子连接到电阻器R41的第一端子。电阻器R41的第二端子连接到接地点GND。电容器C41与电阻器R41之间的连接点连接到放大器电路43的同相输入端子。通过这种方式，微分电路42是包括电容器C41和电阻器R41的高通滤波器。微分电路42将来自放大器电路41的第二电压V2微分，并将微分波形作为第三电压V3输出到放大器电路43。例如，如图4所示，从微分电路42输出微分波形，其电平在主晶体管T1的导通周期开始时响应于第二电压V2的突然电压变化(例如，参见时间t4)而突然变化。微分波形从通过作为峰值的上述突然电压变化微分的电压电平逐渐收敛为稳定电平。稳定电压电平(参见图4的圆圈)对应于第二电压V2的斜率(参见图4的圆圈)。也就是说，当第二电压V2的斜率增加时，稳定电压电平增加。在晶体管T1的导通周期里，第二电压V2的斜率对应于(成正比于)线圈电流IL的斜率。因此，在微分电路中，在晶体管T1的导通周期里可以检测第二电压V2的斜率和线圈电流IL的斜率(变化速度)。可将从微分电路42输出的第三电压V3表示如下。

$V3=C41\×R41\×\frac{\mathrm{dV}2}{\mathrm{dt}}$

$V3=C41\×R41\×(A1\×\frac{\mathrm{Vi}-\mathrm{Vo}}{L}\×\mathrm{Ron})\·\·\·\left(7\right)$

如图3所示，接地点GND连接到放大器电路43的反相输入端子。放大器电路43的输出端子连接到保持电路44中开关电路SW41的第一端子。放大器电路43将两个输入端子的端电压之间的差电压(即第三电压V3)以一定的放大系数A2放大，并将放大的第四电压V4输出到保持电路44。例如，在放大器电路43中设置第四电压V4的上限值和下限值。因此，如图4所示，如果放大之后的电压大于上限值，就将第四电压V4的电压值限制为上限值，如果放大之后的电压小于下限值，就将第四电压V4的电压值限制为下限值。通过这种方式，可以抑制变为不必要大的第四电压V4的幅度。此外，放大器电路43充当将微分电路42与保持电路44分离的电路。

如图3所示，保持电路44中开关电路SW41的第二端子连接到电容器C42的第一端子。电容器C42的第二端子连接到接地点GND。开关电路SW41与电容器C42之间的连接点连接到积分电路45中放大器电路46的同相输入端子。

根据时钟产生电路30提供的时钟信号SCK控制开关电路SW41的导通-截止。例如，开关电路SW41响应于高电平时钟信号SCK导通，响应于低电平时钟信号SCK截止。

响应于时钟信号SCK，保持电路44通过采样保持来自放大器电路43的第四电压V4产生第五电压V5。例如，如图4所示，当输入高电平时钟信号SCK时，保持电路44将从放大器电路43输入的第四电压V4作为第五电压V5输出到积分电路45。当输入低电平时钟信号SCK时，保持电路44保持就在时钟信号SCK的下降沿之前输入的第四电压V4，并将保持的第四电压V4作为第五电压V5输出到积分电路45。如图5所示，在可以采样具有稳定电压电平的第四电压V4的时刻，充当采样时钟的时钟信号SCK上升为高电平，同时避免在晶体管T1导通的情况下发生的第四电压V4的过冲(参见虚线包围的部分)。在实施例中，从用于导通晶体管T1的高电平信号S1的上升沿开始经过一定时间Td1(即，具有用于上述过冲的充足裕度的时间)之后，通过时钟产生电路30的延迟电路31(参见图1)将时钟信号SCK转变为高电平。响应于用于截止晶体管T1的高电平时钟信号CLK的下降沿，将时钟信号SCK转变为低电平。因此，在晶体管T1的导通周期里，通过这种时钟信号SCK采样的第五电压V5等于与第二电压V2的斜率以及线圈电流IL的斜率成正比的第四电压V4的稳定电压电平(第三电压V3)。也就是说，如果V4表示第四电压V4的稳定电压电平，可将第五电压V5表示如下。

V5＝V4

V5＝A2×V3

$V5=A2\×C41\×R41\×(A1\×\frac{\mathrm{Vi}-\mathrm{Vo}}{L}\×\mathrm{Ron})\·\·\·\left(8\right)$

$V5=A1\×A2\×C41\×R41\×\mathrm{Ron}\×\frac{\mathrm{Vi}-\mathrm{Vo}}{L}$

从方程式清楚可见，第五电压V5与线圈L1的电感值成反比。

如图3所示，积分电路45包括具有放大器电路46、电阻器R42和电容器C43的低通滤波器。接地点GND连接到放大器电路46的反相输入端子。放大器电路46的输出端子连接到电阻器R42的第一端子。放大器电路46是缓冲器，例如充当电压跟随器，并且是放大系数A3为“1”的运算放大器。

电阻器R42的第二端子连接到电容器C43的第一端子，且C43的第二端子连接到接地点GND。从电阻器R42与电容器C43之间的连接点输出控制信号SG1。积分电路45将来自保持电路44的第五电压V5积分，并将积分电压V6作为控制信号SG1提供给电流源21。通过积分电路45，积累第五电压V5并取平均，以降低第五电压V5的噪声。

可通过如下方程式表示在这种检测器电路40中产生的控制信号SG1的电压值V6。

V6＝A3×V5

$V6=A1\×A2\×A3\×C41\×R41\×\mathrm{Ron}\×\frac{\mathrm{Vi}-\mathrm{Vo}}{L}\·\·\·\left(9\right)$

下面参照图6描述基准电压产生电路20中电流源21的构造示例。

来自检测器电路40的控制信号SG1被提供给运算放大器22的同相输入端子。运算放大器22的输出端子连接到N沟道MOS晶体管T21的栅极。晶体管T21的漏极连接到P沟道MOS晶体管T22的漏极，且晶体管T21的源极连接到运算放大器22的反相输入端子以及电阻Rslp的第一端子。电阻器Rslp的第二端子连接到接地点GND。

运算放大器22控制晶体管T21，使得反相输入端子的电压等于控制信号SG1的电压值V6。也就是说，将电阻器Rslp第一端子的电压控制为控制信号SG1的电压值V6。因此，与电阻器Rslp的电阻值以及两个端子之间的电势差(电压值V6)相对应的电流在电阻器Rslp的两个端子之间流动。通过这种方式，将控制信号SG1的电压值变换为运算放大器22以及电阻器Rslp中的电流。

晶体管T22具有提供给它的源极的偏置电压VB，并且晶体管T22的栅极连接到晶体管T22的漏极以及P沟道MOS晶体管T23的栅极。偏置电压VB被提供给晶体管T23的源极。因此，晶体管T22、T23充当电流镜像电路。电流镜像电路使得与电阻器Rslp中流动的电流成正比的电流Islp根据两个晶体管T22、T23的电特性在晶体管T23中流动。

晶体管T23的漏极连接到图1所示电容器C3的第一端子，并且通过如下方程式表示的电流Islp被提供给电容器C3。

$\mathrm{Islp}=\frac{V6}{\mathrm{Rslp}}$

$\mathrm{Islp}=A1\×A2\×A3\×C41\×R41\×\frac{\mathrm{Ron}}{\mathrm{Rslp}}\×\frac{\mathrm{Vi}-\mathrm{Vo}}{L}\·\·\·\left(10\right)$

此时，根据方程式(3)右侧第二项，可将通过电流Islp产生的斜率的斜率大小Vslp表示如下。

$\mathrm{Vslp}=\frac{\mathrm{Islp}}{C3}\×\mathrm{Toff}$

$\mathrm{Vslp}=A1\×A2\×A3\×\frac{C41}{C3}\×\frac{R41\×\mathrm{Ron}}{\mathrm{Rslp}}\×\mathrm{Toff}\×\frac{\mathrm{Vi}-\mathrm{Vo}}{L}\·\·\·\left(11\right)$

$\mathrm{Vslp}=\mathrm{\α}\×\frac{\mathrm{Vi}-\mathrm{Vo}}{L}$

其中 $\mathrm{\α}=A1\×A2\×A3\×\frac{C41}{C3}\×\frac{R41\×\mathrm{Ron}}{\mathrm{Rslp}}\×\mathrm{Toff}$

通过这种方式根据线圈电流IL的斜率产生电流Islp，加在标准电压VR0上的斜率的斜率大小Vslp与线圈L1的电感值L成反比变化。也就是说，检测器电路40和电流源21充当用于调节斜率的斜率大小Vslp(变化速度)的电路。例如，如图4所示，当输出电流Io小并且线圈电流IL的斜率小(参见左侧部分)的时候，通过检测器电路40产生的控制信号SG1小。因此，通过电流源21产生的电流Islp变得更小，并且通过电流Islp产生的斜率大小Vslp也变得更小。相反，当输出电流Io大并且线圈电流IL的斜率大(参见右侧部分)的时候，通过检测器电路40产生的控制信号SG1变大。因此，通过电流源21产生的电流Islp变得更大，并且通过电流Islp产生的斜率大小Vslp也变得更大。

下面与比较性示例(图15的DC-DC变换器4)对比，参照图7描述DC-DC变换器1的功能(具体而言是基准电压产生电路20和检测器电路40)。图7示出增益曲线，表示DC-DC变换器1的负反馈回路的增益相对于频率的变化。图9示出实施例的DC-DC变换器1的频率特性的模拟结果，图10示出图15的比较性示例DC-DC变换器4的频率特性的模拟结果。图11示出输出电流Io变化时频率特性的变化的模拟结果。

首先，参照图7描述DC-DC变换器1的交叉频率以及负反馈回路的增益。DC-DC变换器1的负反馈回路的增益与输入电压Vi成正比，与基准电压VR1的斜率大小Vslp成反比。因此，当gm表示此时的增益时，可将0Hz频率时的增益表示如下。

$\mathrm{gm}=\frac{\mathrm{Vi}}{\mathrm{Vslp}}\·\·\·\left(12\right)$

增益为0dB时的频率，即交叉频率fo可表示如下。

$\mathrm{fo}=\sqrt{\mathrm{gm}}\×f_{\mathrm{LC}}\·\·\·\left(13\right)$

如果C表示电容器C1的电容值，可将线圈L1以及电容器C1的共振频率f_LC表示如下。

$f_{\mathrm{LC}}=\frac{1}{2\mathrm{\π}\sqrt{\mathrm{LC}}}\·\·\·\left(14\right)$

因此，根据方程式(12)至(14)可将交叉频率fo表示如下。

$\mathrm{fo}=\sqrt{\frac{\mathrm{Vi}}{\mathrm{Vslp}}}\×\frac{1}{2\mathrm{\π}\sqrt{\mathrm{LC}}}$

${\mathrm{fo}}^2=\frac{\mathrm{Vi}}{\mathrm{Vslp}}\×\frac{1}{4{\mathrm{\π}}^2\mathrm{LC}}\·\·\·\left(15\right)$

从方程式(14)和(15)清楚可见，如果线圈L1的电感值L下降，则交叉频率fo增加，且共振频率f_LC增加。如果线圈L1是多层芯片线圈，则直流叠加特性差(弱)，因此电感值L由于线圈L1中流动的偏置电流的变化而变化。例如，如图8所示，当偏置电流增加时，线圈L1的电感值L下降。因此，如果输出电流Io增加，例如根据负载的变化，线圈L1中流动的偏置电流增加，且线圈L1的电感值L下降。此时，如果基准电压VR11的斜率恒定，例如，就像在比较性示例DC-DC变换器4中，交叉频率fo增加，即，当线圈L1的电感值下降时，交叉频率fo(频带)向高频侧扩展，如图10的点划线所示。然后，如图10的放大图所示，向高频侧扩展的交叉频率fo处的相位减少，因此相位裕度变小。也就是说，如图11所示，在图15的DC-DC变换器4中，当输出电流Io增加时，交叉频率fo增加(参见图11A的虚线)，且相位裕度变小(参见图11B的虚线)。通过这种方式，在图15的DC-DC变换器4中，发生如果输出电流Io增加则DC-DC变换器趋于振荡并且其操作变得不稳定的问题。

与之不同，在本实施例的DC-DC变换器1中，基准电压VR1的斜率大小Vslp根据线圈L1的电感值L而变化。检测器电路40和基准电压产生电路20调节斜率大小Vslp，因此交叉频率fo(频带)变为基本上恒定，与线圈L1的电感值L的变化无关。例如，通过反馈线圈L1的电感值L并根据电感值L调节基准电压VR1的斜率以调节斜率大小Vslp，检测器电路40和基准电压产生电路20保持交叉频率fo基本上恒定。下面描述细节。如果输出电流Io根据负载的变化而增加，那么线圈L1中流动的电流增加，且线圈L1的电感值L下降，如上所述。与此相关联，在晶体管T1的导通周期里，线圈电流I1的斜率增加。然后，在检测器电路40中产生的控制信号SG1的电压值V6增加，通过电流源21产生的电流Islp的电流值也增加。这样导致基准电压VR1的斜率增加，并且斜率大小Vslp增加。与此相关联，增益gm下降，如图9所示。通过这种方式，抑制了交叉频率fo由于线圈L1下降的电感值L向高频侧的扩展，并保持交叉频率fo基本上恒定。结果，即使线圈L1的电感值L由于增加的输出电流Io而下降，也可以抑制相位裕度的下降。如上所述，在本实施例的DC-DC变换器1中，即使输出电流Io增加(如图11所示)，也保持交叉频率fo基本上恒定(参见图11A的实线)，并抑制相位裕度的下降(参见图11B的实线)。模拟结果表明，当输出电流Io增加时，相位裕度增加。这被认为是因为，由于增加输出电流Io的负载的变化，所以衰减系数ζ增加且相位曲线的斜率下降。

利用方程式描述了，可保持交叉频率fo基本上恒定。

与以上描述类似，当线圈L1的电感值L由于增加的输出电流Io而下降时，在晶体管T1的导通周期里线圈电流IL的斜率Slp1如下。

$\mathrm{Slp}1=\frac{\mathrm{Vi}-\mathrm{Vo}}{L-\mathrm{\ΔL}}\·\·\·\left(16\right)$

在方程式中，ΔL表示电感值L的减少。根据方程式(9)，通过检测这种斜率Slp1而产生的控制信号SG1的电压值V6如下。

$V6=A1\×A2\×A3\×C41\×R41\×\mathrm{Ron}\×\frac{\mathrm{Vi}-\mathrm{Vo}}{L-\mathrm{\ΔL}}\·\·\·\left(17\right)$

根据方程式(10)，由控制信号SG1产生的电流Islp如下。

$\mathrm{Islp}=A1\×A2\×A3\×C41\×R41\×\frac{\mathrm{Ron}}{\mathrm{Rslp}}\×\frac{\mathrm{Vi}-\mathrm{Vo}}{L-\mathrm{\ΔL}}\·\·\·\left(18\right)$

根据方程式(11)，由电流Islp产生的斜率的斜率大小Vslp如下。

$\mathrm{Vslp}=\mathrm{\α}\×\frac{\mathrm{Vi}-\mathrm{Vo}}{L-\mathrm{\ΔL}}$

其中 $\mathrm{\α}=A1\×A2\×A3\×\frac{C41}{C3}\×\frac{R41\×\mathrm{Ron}}{\mathrm{Rslp}}\×\mathrm{Toff}\·\·\·\left(19\right)$

因此，根据方程式(15)，交叉频率fo如下。

$\mathrm{fo}=\frac{\mathrm{Vi}}{\frac{\mathrm{Vi}-\mathrm{Vo}}{L-\mathrm{\ΔL}}\×\mathrm{\α}}\×\frac{1}{4{\mathrm{\π}}^2(L-\mathrm{\ΔL})C}$

$\mathrm{fo}=\frac{\mathrm{Vi}}{\mathrm{Vi}-\mathrm{Vo}}\×\frac{1}{4{\mathrm{\π}}^{2}C\×\mathrm{\α}}\·\·\·\left(20\right)$

也就是说，通过反馈线圈L1的电感值L并调节基准电压VR1的斜率大小Vslp，将线圈L1的电感值L从表示交叉频率fo的方程式消除。因此，可保持交叉频率fo基本上恒定，与线圈L1的电感值L的变化无关。通过这种方式，即使线圈L1的电感值L由于增加的输出电流Io而下降，也可以抑制相位裕度的下降。

如同本实施例，如果输入电压Vi和输出电压Vo满足方程式(21)的关系，可将它们取近似，如方程式(22)所示。

Vi＞＞V_O…(21)

Vi-Vo≈Vi…(22)

因此，可将交叉频率fo取近似如下。

$\mathrm{fo}\≈\frac{\mathrm{Vi}}{\mathrm{Vi}}\×\frac{1}{4{\mathrm{\π}}^{2}C\×\mathrm{\α}}$

$\mathrm{fo}\≈\frac{1}{4{\mathrm{\π}}^{2}C\×\mathrm{\α}}\·\·\·\left(23\right)$

也就是说，将输入电压Vi也从表示交叉频率fo的方程式消除，并且可保持交叉频率fo基本上恒定，与输入电压Vi的变化无关。通过这种方式，即使输入电压Vi变化，也可以抑制相位裕度的下降。

在实施例中，DC-DC变换器1是电源装置的示例，晶体管T1是开关电路的示例，电容器C3和开关电路SW1是电压增加电路的示例，而比较器10、RS-FF电路50、振荡器60以及驱动器电路70是控制单元的示例。检测器电路40和电流源21是斜率调节电路的示例。输出端子Po是输出端子的示例。放大器电路41是第一放大器的示例。放大器电路43是第二放大器的示例。放大器电路46是第三放大器的示例。电阻器R42和电容器C43是低通滤波器的示例。电流源21是电流变换电路的示例。

本实施例具有下述优点。

(1)基于线圈电流IL的微分结果(线圈电流IL的斜率)调节基准电压VR1的斜率的斜率大小Vslp。由此，基准电压VR1的斜率大小Vslp可与线圈L1的电感值L成反比。因此，将线圈L1的电感值L从表示交叉频率fo的方程式消除。因此，可保持交叉频率fo(频带)基本上恒定，与线圈L1的电感值L的变化无关，并且可以抑制由于电感值L的下降所致的相位裕度的下降。结果，当保证相位裕度时，即使在低电流范围内也能实现更宽的带宽。

(2)如果可以固定交叉频率fo(频带)，就可以获得通过电容器C2的相位补偿的充分效果。例如，通过电容器C2的相位补偿被限制在图12A和图12B所示的狭窄频率范围内。可以保证充分的相位裕度，并通过将交叉频率fo对准图12B所示的相位曲线的局部最大点(参见圆圈)来获得通过电容器C2的相位补偿的充分效果。但是，如果像在图15的DC-DC变换器4中一样，交叉频率fo根据线圈L1的电感值L的变化(输出电流Io的变化)而变化，那么交叉频率fo从上述局部最大点偏离，因此不能充分获得通过电容器C2的相位补偿效果。与之不同，在本实施例的DC-DC变换器1中，可保持交叉频率fo基本上恒定，与线圈L1的电感值L的变化无关，因此可以抑制交叉频率fo从上述局部最大点的偏离，并获得通过电容器C2的相位补偿的充分效果。容易设计将交叉频率fo对准上述局部最大点。

(3)在晶体管T1的导通周期里通过将线圈电流IL微分来检测斜率，并基于检测结果来调节基准电压VR1的斜率的斜率大小Vslp。由此，基准电压VR1的斜率大小Vslp可以与输入电压Vi成正比。因此，可以有利地抑制交叉频率fo根据输入电压Vi的变化而变化。

对本领域技术人员而言显然，本发明可以具体实施为不脱离本发明精神或范围的多种其他特定形式。特别地，应当理解本发明可以具体实施为以下形式。

在实施例中，可以省略检测器电路40的积分电路45。

在实施例中，可以省略电容器C2。

在实施例中，在检测器电路40中检测晶体管T1的导通周期里线圈电流IL的斜率。不限于此，例如可在检测器电路40中检测晶体管T1的截止周期里线圈电流IL的斜率。即使通过这种构造，通过根据在检测器电路40中检测的线圈电流IL的斜率来产生基准电压VR1的斜率，斜率大小Vslp也可以与线圈L1的电感值L成反比。

虽然在实施例中将放大器电路41讨论为用于检测线圈电流IL的电路的示例，但是对该电路没有特别限制，只要它能检测线圈电流IL。例如，可将用于感测电流的感测电阻器连接在线圈L1后面的级中，并且可通过检测感测电阻器两个端之间的电势差来检测线圈电流IL。可将电阻器和电容器与线圈L1并联连接，并通过DCR(等效直流电阻)感测来检测线圈电流IL。

在实施例中，用于产生基准电压VR1的方法没有特别限制。例如，可采用图13所示的基准电压产生电路20a。

基准电压产生电路20a包括电流源21a、电容器C3、开关电路SW1以及校正电压产生电路23。在基准电压产生电路20a中，将通过从电流源21a和电容器C3提供的电流Islp产生的斜率加于其上的电压从标准电压VR0变为校正电压VC1。也就是说，基准电压产生电路20a与前面的基准电压产生电路20(参见图1)的不同在于，增加了用于产生校正电压VC1的校正电压产生电路23。与图1、图6所示相同的部件用相同的附图标记表示，并且不详述它们的各个元件。

在电流源21a中，以电流镜像的方式将电流Is1从连接到晶体管T22的P沟道MOS晶体管T24提供给校正电压产生电路23。在实施例中，将晶体管T22至晶体管T24的电特性设置为使得电流Is1是电流Islp的两倍。

校正电压产生电路23包括电容器C21、C22、电阻器R21、开关电路SW21、运算放大器24以及标准电源E1。电容器C21的第一端子连接到晶体管T24的漏极，电容器C21的第二端子连接到运算放大器24的输出端子。开关电路SW21与电容器C21并联连接。开关电路SW21例如是N沟道MOS晶体管。开关电路SW21的源极和漏极分别连接到电容器C21的两个端子，输出信号S2被提供给开关电路SW21的栅极。也就是说，以与电容器C3、开关电路SW1相同的方式连接电容器C21与开关电路SW21。将电容器C21的电容值设置为等于电容器C3的电容值。因此，在开关电路SW21的截止周期(晶体管T1的截止周期)里电容器C21存储与电流Is1相对应的电荷。

在开关电路SW21的截止周期里电容器C21中存储的电荷随着对应于电流Is1的梯度从复位电压(这里，运算放大器24的输出电压)增加，并且在一个开关周期里通过导通开关电路SW21放电，直到达到复位电压。此时，因为电流Is1是电流Islp的两倍，所以电容器C21两个端子之间的电势差是电容器C3两个端子之间电势差的两倍。也就是说，电容器C21的第一端子(节点N21)处的电压V21的斜率波形以基准电压VR1斜率两倍的斜率变化。

电容器C21的第一端子也连接到电阻器R21的第一端子。电阻器R21的第二端子连接到运算放大器24的同相输入端子以及电容器C22的第一端子。电容器C22的第二端子连接到运算放大器24的输出端子。

包括电阻器R21和电容器C22的低通滤波器25通过电容器C21中存储的电荷平滑电压V21。因此，电容器C22两个端子之间的电势差是电容器C21两个端子之间电势差的一半，即等于电容器C3两个端子之间电势差的值。

运算放大器24改变输出电压(校正电压VC1)，使得电阻器R21与电容器C22之间的连接点上的电压V22变为等于标准电源E1中产生的标准电压VR0。

将斜率叠加在这样产生的校正电压VC1上，以产生基准电压VR2，基准电压VR2被提供给比较器10的同相输入端子。

在实施例中，反馈电压VFB是通过电容器C2将输出电压Vo的交流分量叠加在分压电压(通过电阻器R1、R2将输出电压Vo分压获得)上获得的电压。不限于此，反馈电压VFB例如可以是输出电压Vo本身。

虽然在实施例中将输出信号S2提供给与电容器C3(用于产生斜率)并联连接的开关电路SW1，但是对它没有特别限制，只要它是对应于主晶体管T1的导通周期或截止周期的信号。例如，它可以是控制信号DH、DL或节点N1的电压。

在实施例中，根据以一定周期上升的高电平时钟信号CLK将晶体管T1截止。不限于此，例如可以在比较器10输出的信号S1的上升时刻(晶体管T1的导通时刻)之后经过一定时间将晶体管T1截止。在这种情况下，例如可提供计时器电路而不是振荡器60，从信号S1的上升时刻开始，根据输入电压Vi或输出电压Vo，经过一定时间之后计时器电路向RS-FF电路50的复位端子R输出高电平脉冲信号。或者，可提供单脉冲触发器电路而不是RS-FF电路50和振荡器60。

虽然在实施例中将P沟道MOS晶体管T1讨论为开关电路的示例，但是也可以使用N沟道MOS晶体管。可将双极晶体管用作开关电路。或者，可使用包括多个晶体管的开关电路。

可在控制电路3外部产生标准电压VR0。

可将实施例中的晶体管T1、T2包括在控制电路3中。可将变换器单元2包括在控制电路3中。

虽然在实施例中讨论同步整流式DC-DC变换器，但是可将其具体实施为非同步整流式DC-DC变换器。

实施例讨论将反馈电压VFB与基准电压VR1进行比较，并根据比较结果设置主晶体管T1的导通时刻的DC-DC变换器。不限于此，实施例可具体实施为将反馈电压VFB与基准电压VR1进行比较，并根据比较结果设置主晶体管T1的截止时刻的DC-DC变换器。

图14示出具有DC-DC变换器1的电子装置100的示例。电子装置100包括主单元110和电源单元130，电源单元130用于向主单元110供电。主单元110是内部电路的示例。

首先，描述主单元110。存储器112连接到执行程序的中央处理器(CPU)111，存储器112用于存储通过CPU 111执行的程序或通过CPU111处理的数据。键盘114A和指示装置114B经由接口(I/F)113连接到CPU 111。指示装置114B例如是鼠标、轨迹球、诸如触摸板这样的扁平装置或电容性传感器等等。

显示器116经由接口115连接到CPU 111，通信单元118经由接口117连接到CPU 111。显示器116例如是液晶显示器、电致发光板等等。通信单元118例如是局域网板等等。

此外，外部存储装置120经由接口119连接到CPU 111，可擦除记录介质访问装置122经由接口121连接到CPU 111。外部存储装置120例如是硬盘。将通过访问装置122访问的可擦除记录介质例如是CD(压缩盘)、DVD(数字通用盘)、闪存卡等等。

下面描述电源单元130的内部构造示例。

DC-DC变换器1和交流适配器131经由开关SW连接到主单元110。电力从DC-DC变换器1和交流适配器131的任何一个提供给主单元110。DC-DC变换器1例如将来自电池132的输入电压Vi变换为输出电压Vo，并将输出电压Vo提供给图14的示例中的主单元110。

这种电子装置可以是笔记本式个人计算机、诸如移动电话这样的通信装置、诸如个人数字助理(PDA)这样的信息处理装置、诸如数码相机或摄像机这样的视频装置、诸如电视装置这样的接收器等等。

这里引用的所有示例和条件性语言都是为了教导的目的，以帮助读者理解本发明的原理和发明人贡献的促进现有技术的概念，并且应当解释为并非限制这样特别引用的示例和条件，说明书中这些示例的组织也不涉及说明本发明的先进和不足。虽然已经详述了本发明的实施例，但是应当理解，在不脱离本发明精神和范围的情况下，对本发明可做出各种变化、替代和改变。

Claims (9)

1.一种电源装置，包括：

开关电路，输入电压被提供给所述开关电路；

线圈，连接在所述开关电路与输出端子之间，输出电压从所述输出端子输出；

电压增加电路，用于将倾斜电压与基准电压相加；

控制单元，用于将对应于所述输出电压的反馈电压与所述基准电压进行比较，并在对应于所述反馈电压与所述基准电压的比较结果的时刻开关所述开关电路；以及

斜率调节电路，用于将所述线圈中流动的电流微分，并基于所述电流的微分结果调节所述斜率的斜率大小。

2.根据权利要求1的电源装置，其中所述斜率调节电路包括：

第一放大器，用于将所述线圈中流动的电流变换为电压；

微分电路，用于将所述第一放大器的输出电压微分；

第二放大器，用于将所述微分电路的输出放大；以及

保持电路，用于保持所述第二放大器的输出电压。

3.根据权利要求2的电源装置，其中所述斜率调节电路包括：

第三放大器，用于将所述保持电路的输出电压放大；以及

低通滤波器，用于降低所述第三放大器的输出电压的噪声。

4.根据权利要求2的电源装置，其中所述斜率调节电路包括电流变换电路，所述电流变换电路将所述保持电路的输出电压变换为电流。

5.根据权利要求3的电源装置，其中所述斜率调节电路包括电流变换电路，所述电流变换电路将所述低通滤波器的输出电压变换为电流。

6.根据权利要求1的电源装置，其中在所述开关电路导通的周期里，所述斜率调节电路基于所述线圈中流动的电流的微分结果调节所述斜率的斜率大小。

7.一种用于电源的控制电路，包括：

电压增加电路，用于将倾斜电压与基准电压相加；

控制单元，用于将对应于所述电源的输出电压的反馈电压与所述基准电压进行比较，并在对应于所述反馈电压与所述基准电压的比较结果的时刻对开关电路进行开关，所述电源的输入电压被提供给所述开关电路；和

斜率调节电路，用于将连接在所述开关电路与输出端子之间的线圈中流动的电流微分，并基于所述电流的微分结果调节所述斜率的斜率大小，所述电源的输出电压从所述输出端子输出。

8.一种电子装置，包括：

电源，包括控制电路；以及

内部电路，所述电源的输出电压被提供给所述内部电路，其中所述控制电路包括：

电压增加电路，用于将倾斜电压与基准电压相加；

控制单元，用于将对应于所述电源的输出电压的反馈电压与所述基准电压进行比较，并在对应于所述反馈电压与所述基准电压的比较结果的时刻开关一开关电路，所述电源的输入电压被提供给所述开关电路；以及

斜率调节电路，用于将连接在所述开关电路与输出端子之间的线圈中流动的电流微分，并基于所述电流的微分结果调节所述斜率的斜率大小，所述电源的输出电压从所述输出端子输出。

9.一种用于控制电源的方法，所述电源输出一输出电压，所述方法包括：

将倾斜电压与基准电压相加；

将对应于所述电源的输出电压的反馈电压与所述基准电压进行比较，

在对应于所述比较的结果的时刻开关一开关电路，所述电源的输入电压被提供给所述开关电路；

将连接在所述开关电路与输出端子之间的线圈中流动的电流微分，所述电源的输出电压从所述输出端子输出；以及

基于所述电流的微分结果调节所述斜率的斜率大小。

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