CN101090234A - 升压/降压型直流－直流变换器及其控制电路和控制方法 - Google Patents

升压/降压型直流－直流变换器及其控制电路和控制方法 Download PDF

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CN101090234A CNA2007101094275A CN200710109427A CN101090234A CN 101090234 A CN101090234 A CN 101090234A CN A2007101094275 A CNA2007101094275 A CN A2007101094275A CN 200710109427 A CN200710109427 A CN 200710109427A CN 101090234 A CN101090234 A CN 101090234A
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永井龙太
松本敬史
稻富研一
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Abstract

本发明提供了能够实现高效率的升压/降压型直流－直流变换器的控制电路和控制方法。在状态(1)下，扼流线圈(L1)的端子(Tx)连接到输入端子(Tin)，并且端子(Ty)连接到基准电位。在状态(2)下，端子(Tx)连接到基准电位，并且端子(Ty)连接到输出端子(Tout)。在状态(3)下，端子(Tx)连接到输入端(Tin)，并且端子(Ty)连接到输出端子(Tout)。第一周期操作(TO1)由状态(1)和(2)组成，并且第二周期操作(TO2)由状态(1)和(3)组成。期间执行第二周期操作(TO2)的第二周期(T2)的长度值是期间执行第一周期操作(TO1)的第一周期(T1)的n倍。在第二周期操作(TO2)中，状态(1)被切换到状态(3)使得电感电流(IL)的增加斜率被降低。

Description

升压/降压型直流-直流变换器及其控制电路和控制方法
相关申请的交叉引用
本申请基于2006年6月16日提交的在先日本专利申请No.2006-167677和2007年6月7日提交的日本专利申请No.2007-151323中的每一个并且要求其优先权，上述申请的全部内容通过引用而结合于此。
技术领域
本发明涉及升压/降压型DC-DC变换器及其控制电路和控制方法，更具体地说，本发明涉及能够降低开关元件的平均开关频率并且能够实现高效率的升压/降压型DC-DC变换器。
背景技术
在升压/降压型DC-DC变换器中，通过开关元件的接通/关断操作以预定频率交替地重复以下状态(1)和状态(2)，所述状态(1)用于把能量从输入侧积累到电感器中，所述状态(2)用于把能量从电感器释放到输出侧，电感器被连接到电压输入端子、电压输出端子和基准电位这三个端子。
在美国专利No.6,087,816中公开的升压/降压型DC-DC变换器中，还提供了状态(3)，用于把电压输入端子经由电感器连接到电压输出端子并且把能量提供给输出端子。在一个时钟周期内，执行状态(1)与状态(2)间的切换或者状态(2)与状态(3)间的切换。
另外，图12所示的传统升压型DC-DC变换器100包括晶体管FET101到FET103。当DC-DC变换器100的操作被停止时，晶体管FET103被设为截止以阻断从输入电压Vin流向负载RL的暗电流。
另外，美国专利No.6,275,016、日本公开的未审查的专利申请No.2005-192312、日本公开的未审查的专利申请No.S55-68877、美国专利No.5,402,060、美国专利No.4,395,675、日本公开的未审查的专利申请S56-141773和日本公开的未审查的专利申请No.2000-134943被公开为与上述相关的相关技术。
最近对电装置小型化和轻型化的要求已经推进了电感器的小型化。这使得必须抑制电感器电流的电流峰峰值，从而开关频率上升并且开关损耗倾向于增加。因此，有必要在降低开关频率的同时抑制电感器电流的电流峰峰值以降低开关损耗。然而，降低开关频率未在美国专利No.6,087,816中公开，并且开关损耗无法降低，这形成了问题。
另外，当图12所示的传统升压型DC-DC变换器100从操作停止状态启动并且晶体管FET103被设为导通时，对输出电容器C101的充电电流变成突流(rush current)Ir。结果，输入电压发生瞬时降低，这是成问题的，因为其很可能造成小故障，例如激活保护电路，等等。另外，因为输出电压Vout由于突流而急剧地从0(V)升高到输入电压Vin，这使得无法执行软启动控制，软启动控制是一种使输出电压Vout从0(V)逐渐升高到预定设置电压的控制方式。这是传统技术成问题的方面。另外，突流Ir可能会损坏电路的每个组成元件，这也是成问题的。
发明内容
为了解决背景技术中的问题中的至少一个，本发明的第一目的是提供一种升压/降压型DC-DC变换器，其能够在减少开关元件的单位时间内的开关次数、平均开关频率的同时抑制电感电流的电流峰峰值，并且能够实现高效率。第二目的是提供一种能够在满足软启动控制和暗电流防止这两个条件的情况下升高电压的升压/降压型DC-DC变换器。
附图说明
图1是升压/降压型DC-DC变换器1的电路图；
图2是示出了状态(1)的电路图；
图3是示出了状态(2)的电路图；
图4是示出了状态(3)的电路图；
图5是第一实施例的状态转换图；
图6是第一实施例的DC-DC变换器1的波形图；
图7是示出了传统电路操作的波形图；
图8是第二实施例的状态转换图；
图9是第二实施例的DC-DC变换器1的波形图；
图10是DC-DC变换器1b的电路图；
图11是第三实施例的DC-DC变换器1b的波形图；
图12是传统DC-DC变换器100的电路图。
具体实施方式
第一状态是这样一种状态，其中第一和第二开关元件导通。在这种情况下，电感元件的一个端子连接到电压输入端子，并且其另一个端子连接到基准电位。在第一状态下，能量被从电压输入端子侧积累到电感元件中，并且电感电流随着时间的流逝以恒定的陡峭斜率增加。增加斜率是通过(输入电压)/(电感值)来计算的。
第二状态是这样一种状态，其中第一和第二开关元件截止。在这种情况下，电感元件的一个端子连接到基准电位，并且其另一个端子连接到电压输出端子。在第二状态下，能量被从电感元件释放到电压输出端子侧，并且电感电流随着时间的流逝以恒定的陡峭斜率降低。降低斜率是通过-(输出电压)/(电感值)来计算的。
第三状态是这样一种状态，其中第一开关元件导通并且第二开关元件截止。在这种情况下，电感元件的一个端子连接到电压输入端子，并且其另一个端子连接到电压输出端子。在第三状态下，当输入电压高于输出电压时，来自电压输入端子侧的能量被积累到电感元件中并且被同时提供到电压输出端子侧，并且电感电流随着时间的流逝以恒定斜率增加。另一方面，当输入电压低于输出电压时，能量被从电感元件释放到电压输出端子侧，并且电感电流随着时间的流逝以恒定斜率降低。此时，第三状态下的电感电流的增加和降低斜率分别小于第一状态下的增加斜率和第二状态下的降低斜率。另外，当输入电压接近输出电压时，第三状态下的电感电流的增加/降低斜率变得大约为零。然后，对第一和第二开关元件执行传导控制以实现第一、第二和第三状态。
第一周期操作包括第二状态并且是在预定的第一周期中执行的操作。在第一周期操作中的第二状态下，电感电流以恒定斜率降低。第二周期操作包括第一和第三状态并且是在长于第一周期的第二周期中执行的操作。在第二周期操作中的第一状态下，电感电流以恒定的陡峭斜率增加。在第二周期操作中的第三状态下，电感电流以比第一状态下的斜率更平缓的斜率增加，或者以比第二状态下的斜率更平缓的斜率降低。然后，第一和第二周期操作被重复。
在第二周期操作中，第一状态被切换到第三状态，使得导体电流的增加斜率被降低。因此，可以防止电感器的电流峰峰值增加，并且可以使第二周期操作的第二周期与第一周期操作的第一周期相比延长。因此，第一和第二开关元件的平均开关频率可以被降低，并且在接通/关断时产生的开关驱动损耗和在从接通(关断)到关断(接通)的过渡状态下的开关传导损耗可以被降低。因此，DC-DC变换器的效率可以被提高。
软启动控制电路输出软启动信号，该信号的值随着时间的过去而升高或降低。如果控制想使输出电压从零逐渐升高到设置电压，则使软启动信号的值升高。反之，如果控制想使输出电压从设置电压逐渐降低为零，则使软启动信号的值降低。误差放大器对误差进行放大，所述误差即用于定义输出电压的设置电压的基准电压和软启动信号的值中的较低者与输入电压之间的差。开关控制电路根据输出电压与输入电压的高低关系在第一到第四开关元件之中切换控制。另外，开关控制电路还根据来自误差放大器的输出来控制第一到第四开关元件的开关占空比。
将对DC-DC变换器的操作停止进行描述。当DC-DC变换器的操作被停止时，第一到第四开关元件被保持截止。应注意到第一开关元件被设置在从电压输入端子到电压输出端子的电流通道中，并且使第一开关元件中所包括的体二极管的极性变成反向，即从电压输入端到电压输出端。因此，从电压输入端子到电压输出端子的电流通道被第一开关元件阻断。这种机制使得可以在DC-DC变换器的操作被停止时防止发生从电压输入端子流向电压输出端子的暗电流。另外，通过防止暗电流，在DC-DC变换器的操作被停止时获得的输出电压的值可以被保持为0(V)。
接着，将描述下述周期，其中当DC-DC变换器正在工作时输出电压低于输入电压。在指定周期期间，通过开关控制电路交替地切换第一状态和第二状态，在第一状态下第一和第三开关元件被设为导通，在第二状态下第二和第四开关元件被设为导通。根据来自误差放大器的输出来确定第一到第四开关元件的开关占空比。
在第一状态下，电感元件的第一端子和第二端子分别连接到电压输入端子和基准电位。因此，能量从电压输入端子侧积累到电感元件中。在第二状态下，电感元件的第一端子和第二端子分别连接到基准电位和电压输出端子。因此，能量从电感元件释放到电压输出端子侧。在第一状态和第二状态被交替重复的情况下，升压/降压操作被执行。因为升压/降压操作防止了电压输入端子与电压输出端子之间的直接导电，这使得可以防止突流从电压输入端子流到电压输出端子侧。因为可以防止输出电压急剧地升高到输入电压，所以这实现了使输出电压随着软启动信号的上升或下降而逐渐地升高或降低的软启动操作。
还将描述下述周期，其中当DC-DC变换器正在工作时输出电压高于输入电压。在该周期期间，开关控制电路将第一开关元件和第二开关元件分别保持为导通和截止。另外，开关控制电路在第三开关元件与第四开关元件之间交替地执行导通切换。因此，升压变换器可以由第三开关元件、第四开关元件和电感元件组成。另外，根据来自误差放大器的输出来确定第三和第四开关元件的开关占空比。
当第三开关元件和第四开关元件被分别设置为导通和截止时，电感元件的第二端子连接到基准电位，由此能量从电压输入端子侧积累到电感元件中。另外，当第三开关元件和第四开关元件被分别设置为截止和导通时，电感元件的第二端子连接到电压输出端子，由此能量从电感元件释放到电压输出端子侧。当在第三开关元件与第四开关元件之间交替地切换导通设定时，升压操作被执行。在升压/降压操作被切换为升压操作的情况下，受到切换操作的晶体管的数目可被从四个即第一到第四开关元件减少到两个即第三和第四开关元件。因此，这使得可以降低开关损耗。
在第一到第四开关元件被设置为截止的步骤，使DC-DC变换器变成操作停止状态。此时，从电压输入端子到电压输出端子的电流通道被第一开关元件阻断。这种情况可以防止在DC-DC变换器的操作被停止时从电压输入端子流到电压输出端子的暗电流。
响应于用来激活操作停止状态的DC-DC变换器的启动命令，上述步骤转换为下述步骤，其中第一状态和第二状态被交替地执行。在第一状态下，能量从电压输入端子侧积累到电感元件中。在第二状态下，能量从电感元件释放到电压输出端子侧。在第一状态和第二状态被交替重复的情况下，升压/降压操作被执行。因为升压/降压操作防止了电压输入端子与电压输出端子之间的直接导电，这使得可以防止突流从电压输入端子流到电压输出端子侧。从而可以实现软启动操作。
当输出电压变得高于输入电压时，上面提到的步骤转换到下述步骤，其中，第一开关元件和第二开关元件被分别保持导通和截止，并且响应于来自误差放大器的输出在第三开关元件与第四开关元件之间交替地执行导通切换操作。在该步骤，升压变换器由第三开关元件、第四开关元件和电感元件组成，由此升压操作被执行。在升压/降压操作被切换为升压操作的情况下，受到切换操作的晶体管的数目可被从四个即第一到第四开关元件减少到两个即第三和第四开关元件。因此，这使得可以降低开关损耗。
如上所述，上述的升压/降压型DC-DC变换器及其控制电路和控制方法可以在DC-DC变换器的操作被停止时防止暗电流。另外，在DC-DC变换器正在工作同时输出电压低于输入电压的时段期间，升压/降压操作被执行使得防止发生突流并且可以实现软启动操作。另外，在DC-DC变换器正在工作同时输出电压高于输入电压的周期期间，升压操作被执行使得开关损耗可以被降低。因此，可以提供一种能够在满足软启动控制和暗电流防止这两个条件的情况下升高电压的升压/降压型DC-DC变换器。
结合附图阅读下面的详细描述可以更加清楚以上和其他目的以及新颖特征。但是应当清楚地理解，附图仅供说明之用，而非意图限制本发明。图1是升压/降压型DC-DC变换器1的电路图。该DC-DC变换器具有所谓的H桥型开关稳压器构造，并且包括：扼流线圈L1；晶体管FET1、FET2、FET3和FET4；输出电容器C1；以及控制电路11。输入端子Tin连接到晶体管FET1的漏极端子，并且输入电压Vin被输入到FET1中。晶体管FET1的源极端子连接到扼流线圈L1的端子Tx和晶体管FET2的漏极端子。晶体管FET2的源极端子连接到基准电位。晶体管FET1和FET2的栅极端子分别连接到控制电路11的输出端子DH1和DL1。
晶体管FET4的漏极端子连接到输出端子Tout，并且输入电压Vin被增加或降低以被输出作为输出电压Vout。用于积累经由扼流线圈L1提供的功率的输出电容器C1连接在输出端子Tout与基准电位之间。另外，输出端子Tout连接到控制电路11的输入端子FB。晶体管FET4的源极端子连接到扼流线圈L1的端子Ty和晶体管FET3的漏极端子。晶体管FET3的源极端子连接到基准电位。晶体管FET3和FET4的栅极端子分别连接到输出端子DH2和DL2。另外，输入电压Vin被提供给控制电路11作为电源电压VCC。
将对控制电路11的构造进行描述。对流经扼流线圈L1的电感电流IL进行检测的电流传感信号Vs被输入到输入端子CS中。输入端子FB连接到电阻元件R1的一个端子，电阻元件R1经由电阻元件R2连接到基准电位。位于电阻元件R1与R2之间的连接点连接到误差放大器ERA的反相输入端子。另外，基准电压e1被施加到误差放大器ERA的同相输入端子。输出信号Eout被从误差放大器ERA输出。误差放大器ERA的输出端子连接到电压比较器COMP1的同相输入端子，并且输出信号Eout被输入到COMP1中。另外，输入端子CS连接到电压比较器COMP1的反相输入端子，并且电流传感信号Vs被输入到COMP1中。输出信号V1被从电压比较器COMP1输出。另外，时钟信号CLK被从振荡器OSC输出。电压比较器COMP1的输出端子和振荡器OSC的输出端子连接到状态控制电路SC。状态控制电路SC的输出端子Q1和Q2分别连接到输出端子DH1和DH2，并且输出端子*Q1和*Q2分别连接到输出端子DL1和DL2。控制信号VQ1、*VQ1、VQ2和*VQ2分别被从输出端子Q1、*Q1、Q2和*Q2输出。状态控制电路SC根据时钟信号CLK和输出信号V1来控制控制信号VQ1、*VQ1、VQ2和*VQ2。
将对DC-DC变换器1的操作进行描述。在DC-DC变换器1中，如图2到图4所示，根据晶体管FET1、FET2、FET3和FET4的导通和截止的组合来得到状态(1)、(2)和(3)。
当控制信号VQ1和VQ2为高电平并且*VQ1和*VQ2为低电平时，晶体管FET1和FET3导通，并且FET2和FET4截止。因此，如图2所示，扼流线圈L1的端子Tx连接到输入端子Tin，端子Ty连接到基准电位，并且状态(1)被得到。在状态(1)下，能量被从输入端子Tin侧积累到扼流线圈L1中，并且电感电流IL随着时间的流逝以恒定的陡峭斜率增加。此时，在扼流线圈L1的电感值被定义为L的情况下，通过(Vin/L)来计算增加斜率。
当控制信号*VQ1和*VQ2为高电平时并且VQ1和VQ2为低电平时，晶体管FET1和FET3截止，并且FET2和FET4导通。因此，如图3所示，扼流线圈L1的端子Tx连接到基准电位，端子Ty连接到输出端子Tout，并且状态(2)被得到。在状态(2)下，能量被从扼流线圈L1释放到输出端子Tout侧，并且电感电流IL随着时间的流逝以恒定的陡峭斜率降低。此时，通过-(Vout/L)来计算降低斜率。
当控制信号VQ1和*VQ2为高电平时并且*VQ1和VQ2为低电平时，晶体管FET1和FET4导通，并且FET2和FET3截止。因此，如图4所示，扼流线圈L1的端子Tx连接到输入端Tin，端子Ty连接到输出端子Tout，并且状态(3)被得到。在状态(3)下，当输入电压Vin高于输出电压Vout时，来自输入端子Tin侧的能量被积累到扼流线圈L1中并且被同时提供给输出端子Tout侧，并且电感电流IL随着时间的流逝以恒定斜率增加。另一方面，当输入电压Vin低于输出电压Vout时，能量被从扼流线圈L1释放到输出端子Tout侧，并且电感电流IL随着时间的流逝以恒定斜率降低。此时，电感电流IL在状态(3)下的增加和降低斜率分别小于状态(1)下的增加斜率和状态(2)下的降低斜率。另外，当输入电压Vin接近输出电压Vout时，电感电流IL在状态(3)下的增加/降低斜率变为零。
将参照图5和图6来描述第一实施例中的DC-DC变换器1的操作。在第一实施例中，如图5的状态转换图所示，第一周期操作TO1由状态(1)和状态(2)组成，并且第二周期操作TO2由状态(1)和状态(3)组成。按照状态(1)、(2)、(1)、(3)、(1)、...这种顺序来进行重复，并且交替地重复第一周期操作TO1和第二周期操作TO2。
将参照图6的波形图来描述第一实施例中的DC-DC变换器1的操作。时钟信号CLK包括具有基本周期T的时钟脉冲。输出电流Iout是在状态2和状态3下流动的电感电流的平均。这里，期间执行了第一周期操作TO1的周期被定义为第一周期T1，并且期间执行了第二周期操作TO2的周期被定义为第二周期T2。使第一周期T1等于时钟信号CLK的基本周期T，并且使第二周期T2成为长达第一周期T1的n倍的值。这里，n是2或更大的自然数，并且其被定义为根据例如负载的波动或输入电压Vin与输出电压Vout之间的关系的预定值。将在本实施例中描述n＝4的情况。另外，还将在本实施例中描述在输入电压Vin接近大约等于输出电压Vout的值并且在状态(3)下电流感测信号Vs的斜率大约为零时进行的操作。
将对第一周期操作TO1进行描述。在时刻t1(图6)处，根据时钟信号CLK的时钟脉冲的上升沿，状态控制电路SC使控制信号*VQ2转变为低电平并且使控制信号VQ2转变为高电平。因此，状态(1)被设置，并且第一周期操作TO1被启动。在状态(1)下，因为扼流线圈L1在被与输出侧隔断的情况下从输入侧接收能量，所以电流传感信号Vs以陡峭斜率增加。
在时刻t2处，当电流传感信号Vs达到输出信号Eout时，电压比较器COMP1的输出信号V1从高电平转变为低电平。根据低电平输出信号V1的输入，状态控制电路SC使控制信号VQ1和VQ2转变为低电平并且使控制信号*VQ1和*VQ2转变为高电平。因此，状态(1)被切换到状态(2)。在状态(2)下，因为扼流线圈L1被与输入侧阻断并且同时连接到输出侧，所以电流传感信号Vs以陡峭斜率降低。然后，状态(2)被保持直到下个时钟信号CLK被输入为止。
接着，将对第二周期操作TO2进行描述。在时刻t3处，根据时钟信号CLK的时钟脉冲的上升沿，状态控制电路SC使控制信号VQ1和VQ2转变为高电平并且使控制信号*VQ1和*VQ2转变为低电平。因此，状态(2)被切换到状态(1)。从而，第一周期操作TO1结束，并且第二周期操作TO2被启动。在状态(1)下，电流传感信号Vs以陡峭斜率增加。
在时刻t4处，当电流传感信号Vs达到输出信号Eout时，电压比较器COMP1的输出信号V1从高电平转变为低电平。根据低电平输出信号V1的输入，状态控制电路SC使控制信号VQ2转变为低电平并且使控制信号*VQ2转变为高电平。因此，状态(1)被切换到状态(3)。
然后，状态(3)被保持直到第二周期T2结束为止。在状态(3)下，因为输入电压Vin接近输出电压Vout，所以如图6所示，电流传感信号Vs的斜率大约为零。因此，电流传感信号Vs大约保持时刻t4处的值恒定。因此，在状态(3)期间，大约最大电流被保持在扼流线圈L1中。
在时刻t8处，第二周期T2结束。然后，根据时钟信号CLK的上升沿，状态控制电路SC使控制信号*VQ2转变为低电平并且使控制信号VQ2转变为高电平。因此，状态(3)被切换为状态(1)。从而，第二周期操作TO2结束，并且第一周期操作TO1被启动。
在第一周期操作TO1的状态(1)下，电流传感信号Vs以陡峭斜率增加。这里，在前一第二周期T2中的状态(3)的时段期间，最大电流传感信号Vs被保持。因此，因为电流传感信号Vs在时刻t8处达到输出信号Eout，所以在最小导通脉冲(on-pulse)时段之后的时刻t9处，状态(1)被切换为状态(2)。
从而以状态(1)、(2)、(1)、(3)、(1)、...这样的顺序进行重复，并且交替地重复第一周期操作TO1和第二周期操作TO2。然后，在图6中的斜线所示的区域中，能量被提供给输出端子Tout侧，使得电感电流被提供给负载并且被积累到输出电容器C1。
另外，将参照图6来描述每个单位时间内的开关次数。这里，本实施例中的开关被定义为晶体管FET1、FET2、FET3和FET4中的每一个被依次关断、接通、关断或者被依次接通、关断、接通的次数。因此，在一个开关中存在传导状态的两次转换。在根据第一实施例的图6中的操作中，在等于第一周期T1和第二周期T2的总和的周期(＝(n+1)×T)中对晶体管FET1和FET2执行一次开关。就是说，晶体管FET1和FET2中的每一个晶体管在每个单位时间内的开关次数SC1由下列表达式表示。
SC1＝1/((n+1)×T)(次/秒)    表达式(1)
类似地，在等于第一周期T1和第二周期T2的总和的周期(＝(n+1)×T)中对晶体管FET3和FET4执行两次开关。就是说，晶体管FET3和FET4中的每一个晶体管在每个单位时间内的开关次数SC2由下列表达式表示。
SC2＝2/((n+1)×T)(次/秒)    表达式(2)
因此，每一个晶体管的平均开关次数由下列表达式表示。
ASC＝1.5/((n+1)×T)(次/秒)  表达式(3)
另一方面，图7中示出了传统电路操作的一个示例。在传统的电路操作中，晶体管FET1、FET2、FET3和FET4不在两种周期中操作而是在同一基本周期T中操作。因此，不是跨越时钟信号CLK的多个时钟周期而控制晶体管。在这种情况下，在两个周期(＝2×T)中对晶体管FET1、FET2、FET3和FET4执行一次开关。就是说，晶体管FET1、FET2、FET3和FET4中的每一个晶体管在每个单位时间内的开关次数PSC由下列表达式表示。
PSC＝1/(2×T)(次/秒)    表达式(4)
因此，表达式(3)和(4)显示出当n≥3时，第一实施例的平均开关次数ASC小于传统的开关次数PSC。
如在以上详细描述中一样，在根据第一实施例的DC-DC变换器1中，在第二周期操作TO2中状态(1)被切换为状态(3)，使得电感电流IL的增加斜率被降低。因此，因为不管第二周期操作TO2的第二周期T2的长度如何都可以防止电感电流IL的电流峰峰值增加，所以可以使第二周期操作TO2的第二周期T2长于第一周期操作TO1的第一周期T1。这里，因为第一周期T1是时钟信号CLK的一个时钟周期，所以可以通过使第二周期T2长于第一周期T1来实现跨越时钟信号CLK的多个时钟周期对晶体管进行控制的多时钟控制。因为晶体管FET1、FET2、FET3和FET4的平均开关频率可被因此降低，所以在接通/关断时生成的开关驱动损耗和从接通(关断)到关断(接通)的过渡状态下的开关传导损耗可以被降低。因此，DC-DC变换器的效率可以被提高。
将参照图8和图9来描述第二实施例中的DC-DC变换器1的操作。在第二实施例中，使用第一周期操作TO1a来代替第一实施例的第一周期操作TO1。如图8的状态转换图所示，第一周期操作TO1a由状态(2)组成，并且第二周期操作TO2由状态(1)和(3)组成。按照状态(1)、(3)、(2)、(1)这种顺序进行重复，并且交替地重复第一周期操作TO1a和第二周期操作TO2。
将参照图9的波形图来描述第二实施例中的DC-DC变换器1的操作。在这里，期间执行了第一周期操作TO1a的周期被定义为第一周期T1a。使第一周期T1a等于时钟信号CLK的基本周期T。另外，因为其他构造与第一实施例的那些相同，所以详细描述将被省略。
将对第一周期操作TO1a进行描述。在时刻t11处，根据时钟信号CLK的时钟脉冲的上升沿，状态控制电路SC使控制信号VQ1转变为低电平并且使控制信号*VQ1转变为高电平。因此，状态(2)被设置，并且第一周期操作TO1a被启动。在状态(2)下，电流传感信号Vs以陡峭斜率降低。然后，状态(2)被保持，直到下一时钟信号CLK被输入为止。从而，第一周期T1a中状态(2)的时段被固定为预定的基本周期T。
接着，将对第二周期操作TO2进行描述。在时刻t13处，根据时钟信号CLK的时钟脉冲的上升沿，状态控制电路SC使控制信号VQ1和VQ2转变为高电平并且使控制信号*VQ1和*VQ2转变为低电平。因此，状态(2)被切换到状态(1)。从而，第一周期操作TO1a结束，并且第二周期操作TO2被启动。在状态(1)下，电流传感信号Vs以陡峭斜率增加。
在时刻t14处，当电流传感信号Vs达到输出信号Eout时，根据低电平输出信号V1的输入，状态控制电路SC使控制信号VQ2转变为低电平并且使控制信号*VQ2转变为高电平。因此，状态(1)被切换到状态(3)。然后，状态(3)被保持，直到第二周期T2过去为止。在状态(3)下，因为输入电压Vin接近输出电压Vout，所以电流传感信号Vs的斜率如图9所示大约为零。
在时刻t18处，第二周期T2结束。根据时钟信号CLK的上升沿，状态控制电路SC使控制信号VQ1转变为低电平并且使控制信号*VQ1转变为高电平。因此，状态(3)被切换为状态(2)。从而，第二周期操作TO2结束，并且第一周期操作TO1a被启动。
从而以状态(2)、(1)、(3)、(2)...这样的顺序进行重复，并且交替地重复第一周期操作TO1a和第二周期操作TO2。然后，在图9中的斜线所示的区域中，能量被提供给输出端子Tout侧，使得电感电流可被提供给负载并且被积累到输出电容器C1。
另外，将参照图9来描述每个单位时间内的开关次数。在根据第二实施例的图9中的操作中，在等于第一周期T1a和第二周期T2的总和的周期(n+1)×T中对晶体管FET1、FET2、FET3和FET4执行一次开关。就是说，晶体管FET1、FET2、FET3和FET4中的每一个晶体管在每个单位时间内的开关次数SCa由下列表达式表示。
SCa＝1/((n+1)×T)(次/秒)    表达式(5)
因此，表达式(4)和(5)显示出当n≥2时，开关次数SCa变得小于传统的开关次数PSC。
如在以上详细描述中一样，在根据第二实施例的DC-DC变换器1中，第一周期操作TO1a仅由状态(2)组成，并且状态(2)在基本周期T期间被保持。另外，在第二周期操作TO2中，状态(1)被切换为状态(3)，使得电感电流IL的增加斜率被降低。因此，防止了电感电流IL的电流峰峰值增加，并且同时减少了FET3和FET4的开关次数。因此，DC-DC变换器的效率可以被提高。
将参照图10和图11来描述第三实施例中的DC-DC变换器1b的操作。图10示出了第三实施例中的DC-DC变换器1b的电路图。DC-DC变换器1b具有所谓的H桥型开关稳压器结构，所述H桥型开关稳压器包括P型晶体管FET1b和FET4b以及N型晶体管FET2b和FET3b。晶体管FET1b、FET2b、FET3b和FET4b分别具有体二极管BD1、BD2、BD3和BD4。体二极管BD1的正向是从端子Tx到输入端子Tin，体二极管BD2的正向是从基准电位到端子Tx，体二极管BD3的正向是从基准电位到端子Ty，并且BD4的正向是从端子Ty到输出端子Tout。另外，负载RL的端子之一连接到输出端子Tout，并且负载RL的另一个端子连接到基准电位。
控制电路11b包括电阻元件R1和R2、软启动控制电路SS、误差放大器ERA2，以及开关控制电路12。操作控制信号CNT通过输入端子TS被输入到软启动控制电路SS，并且软启动信号VCS被从软启动控制电路SS输出。电阻元件R1和R2的连接点连接到误差放大器ERA2的反相输入端，分压VN1被从所述反相输入端输入。基准电压e1b连接到误差放大器ERA2的第一同相输入端子，并且软启动信号VCS被输入到误差放大器ERA2的第二同相输入端子。误差放大器ERA2对基准电压e1b和软启动信号VCS中的较低者与分压VN1之间的误差进行放大，以输出输出信号Eout2。
开关控制电路12包括PWM控制电路PWM1、电压比较器COMP2、反相器INV1，以及与电路AND1。输出电压Vout被输入到电压比较器COMP2的反相输入端子并且输入电压Vin通过输入端子TI被输入到电压比较器COMP2的同相输入端子。从电压比较器COMP2输出的输出信号V2被输入到与电路AND1。另外，输出信号Eout2被输入PWM控制电路PWM1。从PWM控制电路PWM1输出的控制信号VQ1b通过输出端子D2被输入到晶体管FET3b和FET4b的栅极端子，在反相器INV1处被反相，然后被输入与电路AND1。从与电路AND1输出的控制信号VQ2b通过输出端子D1被输入到晶体管FET1b和FET2b的栅极端子。因为DC-DC变换器1b的结构的其它部分与第一实施例的DC-DC变换器1相同，所以其详细描述将被省略。
将参照图11的波形图来描述DC-DC变换器1b的操作。当从未示出的CPU等输入的操作控制信号CNT被设为高电平时，控制电路11b使DC-DC变换器1b开始软启动操作。当操作控制信号CNT被设为低电平时，控制电路11b停止DC-DC变换器1b的操作。应注意到软启动操作是在DC-DC变换器1b启动时使输出电压Vout从零升高到预定设置电压的操作。
这里将对时刻t21之前DC-DC变换器1b的操作停止进行描述。晶体管FET1b和FET4b被布置在从输入端子Tin到输出端子Tout的电流通道上。当DC-DC变换器的操作被停止时，晶体管FET1b到FET4b全部被保持截止。另外，使体二极管BD1的极性反转，从输入端子Tin朝向输出端子Tout。因此，从输入端子Tin到输出端子Tout的电流通道被晶体管FET1b阻断。从而可以在DC-DC变换器1b停止操作时防止发生从输入端子Tin流到输出端子Tout的暗电流。另外，通过防止暗电流，在DC-DC变换器1b的操作被停止时输出电压Vout可以被保持为0(V)。
将描述DC-DC变换器1b在启动时的操作。当操作控制信号CNT在时刻t21从低电平转变为高电平时，DC-DC变换器1b被启动。响应于操作控制信号CNT的高电平转变，从软启动控制电路SS输出的软启动信号VCS从0V逐渐升高(箭头A1)。在从时刻t21开始到时刻t23结束的时段期间，软启动信号VCS低于基准电位e1b。因此，误差放大器ERA2对软启动信号VCS与分压VN1之间的差进行放大。
PWM控制电路PWM1将内部生成的三角波与输出信号Eout2进行比较。如果输出信号Eout2高于三角波，则PWM控制电路PWM1输出高电平控制信号VQ1b。因此，PWM控制电路PWM1作为输出电压脉宽变换器而工作，用于输出具有下述脉宽的脉冲，所述脉宽取决于输出信号Eout2的电平。
将描述从时刻t21开始到时刻t22结束的时段期间的操作，在该时段中输出电压Vout低于输入电压Vin。在该时段期间，高电平输出信号V2被从电压比较器COMP2输出并且随后被输入到与电路AND1。接着，与电路AND1允许反相器INV1的输出信号通过并且将其输出为控制信号VQ2b(箭头A2)。
当控制信号VQ1b和控制信号VQ2b分别是高电平和低电平时，晶体管FET1b和FET3b被接通并且晶体管FET2b和FET4b被关断。因此，如图2所示，扼流线圈L1的端子Tx和Ty分别连接到输入端子Tin和基准电位，并且进入状态(1)。在状态(1)下，能量被从输入端子Tin侧积累到扼流线圈L1中。
另一方面，当控制信号VQ1b和控制信号VQ2b分别是低电平和高电平时，晶体管FET1b和FET3b被关断并且晶体管FET2b和FET4b被接通。因此，如图3所示，扼流线圈L1的端子Tx和Ty分别连接到基准电位和输出端子Tout，并且进入状态(2)。在状态(2)下，能量被从扼流线圈L1释放到输出端子Tout侧。
因为状态(1)和(2)在从时刻t21开始到时刻t22结束的时段期间被交替地重复，所以升压/降压操作被执行。在升压/降压操作被执行的情况下，晶体管FET1b和FET4b决不同时导通。就是说，这防止了输入电压Vin和输出电压Vout变得直接导通。结果，这使得可以防止突流从输入电压Vin流到输出电容器C1。因为防止输出电压Vout急剧地升高到输入电压Vin，所以输出电压Vout随着软启动信号VCS的上升而逐渐升高。就是说，DC-DC变换器1b中可以实现软启动操作。
接着，将描述时刻t22之后的时段期间的操作，在该时段中输出电压Vout高于输入电压Vin。当输出信号V2在时刻t22处达到输入电压Vin时，输出信号V2在电压比较器COMP2中从高电平反转为低电平(箭头A3)。因为与电路AND1响应于低电平输出信号V2的输入而将反相器INV1的输出信号屏蔽(mask)，所以与电路AND1的控制信号VQ2b被固定到低电平(箭头A4)。结果，因为晶体管FET1b和FET2b分别被固定为导通设置和截止设置，所以扼流线圈L1的端子Tx在被连接到输入端子Tin时被固定。
当控制信号VQ1b为高电平时，晶体管FET3b和FET4b分别被接通和关断。因此，端子Ty连接到基准电位并且能量从输入端子Tin侧积累到扼流线圈L1中。当控制信号VQ1b为低电平时，晶体管FET3b和FET4b分别被关断和接通。因此，端子Ty连接到输出端子Tout侧并且能量被从扼流线圈L1释放到输出端子Tout侧。因此，在时刻t22之后的时段中，升压变换器由晶体管FET3b和FET4b以及扼流线圈L1组成，并且升压操作被执行。应注意到晶体管FET3b和FET4b的开关占空比是根据来自误差放大器ERA2的输出信号Eout2的电平而确定的。
在升压操作中，当控制信号VQ1b为低电平时，晶体管FET1b和FET4b同时变得导通并且输入电压Vin和输出电压Vout变得彼此直接导通。从而形成了从输入电压Vin通过晶体管FET1b、扼流线圈L1和晶体管FET4b到输出电容器C1的电流通道。因此，如果在输出电压Vout低于输入电压Vin的时段期间执行升压操作，则突流从输入电压Vin流到输出电容器C1。然而，在第三实施例中的DC-DC变换器1b的情况下，在输出电压Vout低于输入电压Vin的时段期间执行升压/降压操作而非升压操作。因为在升压/降压操作的情况下不形成从输入电压Vin到输出电容器C1的电流通道，所以可以防止突流的流动。因此，防止了输出电压Vout急剧地升高到输入电压Vin并且可以实现软启动操作。
另外，在第三实施例中的DC-DC变换器1b的情况下，在输出电压Vout变得高于输入电压Vin的时刻t22过去之后，升压/降压操作被切换为升压操作。因此，因为受到开关操作的晶体管的数目可被从四个减少到两个同时突流被避免，所以开关损耗可以被降低。
如上所述，发明的DC-DC变换器1b可以在其操作被停止时避免暗电流的发生。另外，当DC-DC变换器1b被启动时，在输出电压低于输入电压的时段，升压/降压操作被执行，由此软启动操作可被执行。另外，当DC-DC变换器被启动时，在输出电压高于输入电压的时段，升压操作被执行，由此开关损耗可被降低。从而可以提供一种能够实现突流防止和输出斜坡(ramp)控制的预防暗电流的升压型DC-DC变换器。
另外，本发明当然不限于这些实施例，并且可以进行各种改进和修改而不脱离本发明的范围。虽然上面描述了第一实施例，其中输入电压Vin接近输出电压Vout并且电流传感信号Vs在状态(3)下的斜率大约为零，但是本发明不限于该实施例。当输入电压Vin高于输出电压Vout时，电流传感信号Vs在状态(3)下以恒定斜率增加。因为在第二周期T2的末端电流传感信号Vs达到输出信号Eout，所以跟在第二周期T2之后的第一周期T1中的状态(1)的时段变为最小导通脉冲时段。另一方面，当输入电压Vin低于输出电压Vout时，电流传感信号Vs在状态(3)下以恒定斜率降低。因为在第二周期T2的末端电流传感信号Vs低于输出信号Eout，所以使跟在第二周期T2之后的第一周期T1中的状态(1)的时段成为直到电流传感信号Vs达到输出信号Eout为止的时段。因此，在上面两种情况下都可以实现第一实施例的操作。另外，即使在输入电压Vin高于或者低于输出电压Vout这两种情况下，也当然可以类似地实现本发明的第二实施例的操作。
另外，虽然在实施例中使第一周期T1等于基本周期T，但是T可以不同于基本周期T。
另外，虽然在实施例中把第二周期T2设为长达第一周期T1n倍的值并且把n设为2或者更大的自然数，但是本发明不限于这种实施例。可以用1或者更大的实数来替换n。例如，当通过对基本周期T应用分频而获得第一周期T1时，可用一实数来替换n。在这种情况下，假定通过向基本周期T施加1/2分频来获得第一周期T1并且通过向基本周期T施加1/5分频来获得第二周期T2，则第二周期T2长达第一周期T1的2.5倍。即使时钟信号CLK的周期本身是在第一周期T1和第二周期T2之间调整的，当然也可以用一实数来替换n。
另外，在实施例中，当然可以向电流传感信号Vs和输出信号Eout施加补偿信号来稳定控制。
另外，虽然在实施例中把第二周期T2设为一具有长达第一周期T1四倍周期的值，但是本发明不限于该实施例。当然，可以根据输入电压与输出电压间的关系和输出负载的改变来对第二周期T2动态地进行可变控制。例如，当对第二周期T2进行可变控制以使之根据输出负载改变的发生而缩短时，可以缩短状态(3)的时段，并且因而可以增强DC-DC变换器的跟随特性。另外，当对第二周期T2动态地进行可变控制以使之根据输入电压Vin与输出电压Vout之间的差电压的降低而增加时并且使之根据差电压的增加而降低时，可以进一步地减少开关次数。
另外，虽在第一实施例中把第一周期操作TO1和第二周期操作TO2的存在比(existence ratio)设为1∶1，但是本发明不限于这种实施例。当然，可以将存在比设为任意值。对第一周期操作TO1和第二周期操作TO2的存在比进行可变控制，使得可以对状态(3)与整个状态的时间比进行调节。例如，当通过以TO1、TO1、TO2、TO1、...的顺序重复第一周期操作TO1和第二周期操作TO2来降低第二周期操作TO2的存在比时，可以获得与缩短状态(3)的时段相同的效果。
另外，虽然在实施例中将晶体管FET2和FET4用作同步整流元件，但是本发明不限于这种实施例，并且二极管元件可被用于整流。例如，可以用二极管来替换晶体管FET2和FET4中的至少一个，或者可以使二极管与晶体管FET2和FET4中的至少一个并联连接。
另外，虽然在图1所示的实施例中使用了N型FET的FET1、FET2、FET3和FET4，但是本发明不限于这种实施例。当然可以用一个或多个P型FET来替换N型FET中的任何一个或全部。
电流传感信号Vs不限于对流经扼流线圈L1的电感电流IL进行检测，并且可以对流经晶体管FET1和FET3中的至少一个晶体管的电流进行检测。
在第一和第二实施例中，在第二周期操作TO2中状态(1)被切换到状态(3)，从而降低了电感电流IL的增加斜率并且可以防止电流峰峰值增加。然而，本发明不限于该实施例。状态(2)可被切换到状态(3)使得电感电流IL的降低斜率被降低。从而可以防止电感电流IL的最低电流值降低，并且可以使第二周期T2长于第一周期T1。
另外，虽然在第一和第二实施例中时钟信号CLK被用于升压/降压型DC-DC变换器，但是本发明不限于这种实施例。只要在输入电压Vin高于输出电压Vout时用降压型DC-DC变换器来替换DC-DC变换器或者在输入电压Vin低于输出电压Vout时用升压型DC-DC变换器来替换DC-DC变换器，时钟信号CLK就可以被公用于这两种DC-DC变换器。
另外，可以通过单个或者多个半导体芯片来组成实施例中的控制电路11和11b。另外，当然DC-DC变换器1可以通过单个或多个半导体芯片来组成并且可以被组成为模块。
虽然第三实施例中的DC-DC变换器1b是根据电压模式控制来操作的，但是控制方式不限于此。第三实施例的发明点是取决于输出电压与输入电压间的比较结果而在升压/降压操作与升压操作之间切换操作。因此，电流模式控制当然可应用于第三实施例。
虽然第三实施例中的晶体管FET1b和FET4b是P型晶体管，但是它们的类型不限于此。因为晶体管FET1b的体二极管的极性可以被布置为使得正向应当是从端子Tx到输入端子Tin，所以N型晶体管当然可应用于晶体管FET1b。
虽然在第三实施例中描述了在DC-DC变换器1b被启动时执行软启动操作，但是软启动操作的方式不限于此。可以在DC-DC变换器1b的操作被终止时执行软启动控制来使输出电压Vout从预定设置电压逐渐降低到零。在这种情况下，可以在输出电压高于输入电压的时段期间执行升压操作，并且可以在输出电压变得低于输入电压时将升压操作切换为升压/降压操作。
另外，晶体管FET1是第一开关元件的示例，晶体管FET2是第一整流元件的示例，晶体管FET4是第二整流元件的示例，晶体管FET3是第二开关元件的示例，扼流线圈L1是电感元件的示例，并且控制电路11是控制部件的示例。另外，晶体管FET 1b是第一开关元件的示例，晶体管FET 2b是第二开关元件的示例，晶体管FET3b是第三开关元件的示例，晶体管FET4b是第四开关元件的示例，PWM控制电路是控制信号生成电路的示例，电压比较器COMP2是比较器的示例，并且与电路AND1是屏蔽电路的示例。
根据本发明的升压/降压型DC-DC变换器及其控制方法和控制电路，首先可以提供这样一种升压/降压型DC-DC变换器，其中电感电流的电流峰峰值被抑制并且开关元件的平均开关频率可以被同时降低，并且高效率可以被实现。其次可以提供一种能够在实现软启动控制和暗电流防止的同时执行升压操作的升压/降压型DC-DC变换器。

Claims (18)

1.一种升压/降压型直流-直流变换器的控制方法，所述变换器包括：第一开关元件，其被连接在电压输入端子与电感元件的一个端子之间；第一整流元件，其被连接在基准电位与所述电感元件的一个端子之间；第二整流元件，其被连接在电压输出端子与所述电感元件的另一个端子之间；以及第二开关元件，其被连接在所述基准电位与所述电感元件的另一个端子之间，所述方法包括：
第一状态，其中所述第一和第二开关元件导通；
第二状态，其中所述第一和第二开关元件截止；
第三状态，其中所述第一开关元件导通并且所述第二开关元件截止，
并且还包括：
第一周期操作，其包括所述第二状态并且是在第一周期中执行的；以及
第二周期操作，其包括所述第一状态和第三状态并且是在长于所述第一周期的第二周期中执行的。
2.根据权利要求1所述的升压/降压型直流-直流变换器的控制方法，其中
所述第一周期操作包括以下步骤：
通过设置所述第一状态而开始，以及
当所述电感元件的电流达到预定值时从所述第一状态切换到所述第二状态。
3.根据权利要求1所述的升压/降压型直流-直流变换器的控制方法，其中
所述第一周期操作包括通过设置所述第二状态而开始的步骤。
4.根据权利要求1所述的升压/降压型直流-直流变换器的控制方法，其中
所述第二周期操作包括以下步骤：
通过设置所述第一状态而开始；以及
当所述电感元件的电流达到预定值时从所述第一状态切换到所述第三状态。
5.根据权利要求4所述的升压/降压型直流-直流变换器的控制方法，其中
所述第二周期的长度是所述第一周期长度的n倍，其中n是1或者更大的实数。
6.根据权利要求5所述的升压/降压型直流-直流变换器的控制方法，其中
所述n是2或者更大的自然数。
7.根据权利要求1所述的升压/降压型直流-直流变换器的控制方法，其中
所述第一整流元件是第三开关元件，
所述第二整流元件是第四开关元件，
所述第三和第四开关元件在所述第一状态下截止，
所述第三和第四开关元件在所述第二状态下导通，并且
在所述第三状态下，所述第四开关元件导通，并且所述第三开关元件截止。
8.一种升压/降压型直流-直流变换器的控制电路，包括：
第一开关元件，其被连接在电压输入端子与电感元件的一个端子之间；
第一整流元件，其被连接在基准电位与所述电感元件的一个端子之间；
第二整流元件，其被连接在电压输出端子与所述电感元件的另一个端子之间；
第二开关元件，其被连接在所述基准电位与所述电感元件的另一个端子之间；以及
控制部件，其用于控制：第一状态，其中所述第一和第二开关元件导通；第二状态，其中所述第一和第二开关元件截止；以及第三状态，其中所述第一开关元件导通并且所述第二开关元件截止，
所述控制电路还包括：
第一周期操作，其包括所述第二状态并且是在第一周期中执行的；以及
第二周期操作，其包括所述第一状态和第三状态并且是在长于所述第一周期的第二周期中执行的。
9.根据权利要求8所述的升压/降压型直流-直流变换器的控制电路，还包括：
作为所述第一整流元件的第三开关元件，以及
作为所述第二整流元件的第四开关元件，
其中，所述控制部件在所述第一状态下关断所述第三和第四开关元件，在所述第二状态下接通所述第三和第四开关元件，并且在所述第三状态下接通所述第四开关元件并关断所述第三开关元件。
10.一种升压/降压型直流-直流变换器，包括：
第一开关元件，其被连接在电压输入端子与电感元件的一个端子之间；
第一整流元件，其被连接在基准电位与所述电感元件的一个端子之间；
第二整流元件，其被连接在电压输出端子与所述电感元件的另一个端子之间；
第二开关元件，其被连接在所述基准电位与所述电感元件的另一个端子之间；以及
控制部件，其用于控制：第一状态，其中所述第一和第二开关元件导通；第二状态，其中所述第一和第二开关元件截止；以及第三状态，其中所述第一开关元件导通并且所述第二开关元件截止，
所述变换器还包括：
第一周期操作，其包括所述第二状态并且是在第一周期中执行的；以及
第二周期操作，其包括所述第一状态和第三状态并且是在长于所述第一周期的第二周期中执行的。
11.一种升压/降压型直流-直流变换器的控制电路，包括：
第一开关元件，其连接在电压输入端子与电感元件的第一端子之间，所述第一开关元件包括反并联二极管，所述反并联二极管在从所述电感元件的第一端子到所述电压输入端子的方向上传导；
第二开关元件，其连接在基准电位与所述电感元件的第一端子之间；
第三开关元件，其连接在所述基准电位与所述电感元件的第二端子之间；
第四开关元件，其连接在电压输出端子与所述电感元件的第二端子之间；
软启动控制电路，用于输出软启动信号以随着时间流逝而进行升压或降压；
误差放大器，用于对基准电压和所述软启动信号中的较低者与所述输出电压之间的误差进行放大，所述基准电压用于确定输出电压的设置电压；以及
开关控制电路，在输出电压低于输入电压的时段期间，所述开关控制电路根据来自所述误差放大器的输出而交替地切换第一状态和第二状态，在所述第一状态下所述第一和第三开关元件导通，在所述第二状态下所述第二和第四开关元件导通，并且在输出电压高于输入电压的时段期间，所述开关控制电路在所述第一开关元件和所述第二开关元件被分别设置为导通和截止的情况下根据来自所述误差放大器的输出而交替地开关所述第三开关元件和所述第四开关元件。
12.根据权利要求11所述的升压/降压型直流-直流变换器的控制电路，其中，所述开关控制电路包括：
控制信号生成电路，用于输出控制信号，所述控制信号所具有的脉宽取决于来自所述误差放大器的输出信号的电平；
比较器，用于将所述输出电压与所述输入电压进行比较；
屏蔽电路，取决于所述比较器获得的结果，其在所述输出电压低于所述输入电压的时段期间允许所述控制信号通过，并且在所述输出电压高于所述输入电压的时段期间屏蔽所述控制信号。
13.根据权利要求12所述的升压/降压型直流-直流变换器的控制电路，其中，在所述输出电压高于所述输入电压的时段期间将来自所述比较器的输出设为低电平，并且所述屏蔽电路是与电路。
14.根据权利要求11所述的升压/降压型直流-直流变换器的控制电路，其中，所述误差放大器包括：
第一端子，所述输出电压被输入到所述第一端子，所述第一端子具有第一极性；
第二端子，所述基准电压被输入到所述第二端子，所述第二端子具有第二极性；以及
第三端子，所述软启动信号被输入到所述第三端子，所述第三端子具有所述第二极性。
15.根据权利要求12所述的升压/降压型直流-直流变换器的控制电路，其中，所述误差放大器包括：
第一端子，所述输出电压被输入到所述第一端子，所述第一端子具有第一极性；
第二端子，所述基准电压被输入到所述第二端子，所述第二端子具有第二极性；以及
第三端子，所述软启动信号被输入到所述第三端子，所述第三端子具有所述第二极性。
16.根据权利要求13所述的升压/降压型直流-直流变换器的控制电路，其中，所述误差放大器包括：
第一端子，所述输出电压被输入到所述第一端子，所述第一端子具有第一极性；
第二端子，所述基准电压被输入到所述第二端子，所述第二端子具有第二极性；以及
第三端子，所述软启动信号被输入到所述第三端子，所述第三端子具有所述第二极性。
17.一种升压/降压型直流-直流变换器的控制方法，所述变换器包括：第一开关元件，其连接在电压输入端子与电感元件的第一端子之间；第二开关元件，其连接在基准电位与所述电感元件的第一端子之间；第三开关元件，其连接在所述基准电位与所述电感元件的第二端子之间；以及第四开关元件，其连接在电压输出端子与所述电感元件的第二端子之间，所述方法包括以下步骤：
将所述第一到第四开关元件关断；
响应于启动命令，交替地重复第一状态和第二状态，在所述第一状态下所述第一和第三开关元件被接通，在所述第二状态下所述第二和第四开关元件被接通；以及
当输出电压变得高于输入电压时，将所述第一开关元件和所述第二开关元件分别保持为导通和截止，并且响应于来自所述误差放大器的输出而交替地重复所述第三开关元件的接通和所述第四开关元件的接通。
18.一种升压/降压型直流-直流变换器，包括：
第一开关元件，其连接在电压输入端子与电感元件的第一端子之间，所述第一开关元件包括反并联二极管，所述反并联二极管在从所述电感元件的第一端子到所述电压输入端子的方向上传导；
第二开关元件，其连接在基准电位与所述电感元件的第一端子之间；
第三开关元件，其连接在所述基准电位与所述电感元件的第二端子之间；
第四开关元件，其连接在电压输出端子与所述电感元件的第二端子之间；
软启动控制电路，用于输出软启动信号以随着时间流逝而进行升压或降压；
误差放大器，用于对基准电压和所述软启动信号中的较低者与所述输出电压之间的误差进行放大，所述基准电压用于确定输出电压的设置电压；以及
开关控制电路，在输出电压低于输入电压的时段期间，所述开关控制电路根据来自所述误差放大器的输出而交替地切换第一状态和第二状态，在所述第一状态下所述第一和第三开关元件导通，在所述第二状态下所述第二和第四开关元件导通，并且在输出电压高于输入电压的时段期间，所述开关控制电路在所述第一开关元件和所述第二开关元件被分别设置为导通和截止的情况下根据来自所述误差放大器的输出而交替地开关所述第三开关元件和所述第四开关元件。
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