CN103973082B - 电流停泊切换调节器下游控制器预驱动器 - Google Patents

电流停泊切换调节器下游控制器预驱动器 Download PDF

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Abstract

提供了用于生成非重叠使能信号的系统和方法。在电流源的输出处测量峰值电压电平，该电流源配置为将电流提供到电压控制机构。基于峰值电压电平生成非重叠使能信号用于电压控制机构。系统包括电流源、下游控制器和耦连到负载的电压控制机构。电流源配置为将电流提供到电压控制机构。控制器配置为测量电流源的输出处的峰值电压电平并且基于峰值电压电平生成非重叠使能信号。非重叠使能信号将电流的一部分提供到负载。

Description

电流停泊切换调节器下游控制器预驱动器
技术领域
本发明涉及调节器(regulator)电路。
背景技术
在高性能数字系统中使用的、诸如微处理器和图形处理器的常规设备可基于处理的工作量而具有变化的电流需求。例如，当逻辑块在停顿之后重启时或当新请求发起诸如新图像的生成的大计算时，电流需求可能显著增加。相反，当逻辑块成为空闲时电流需求可能显著减少。当电流需求增加并且没有充足的功率时，提供到设备的供电电压可能掉到临界电压电平之下，潜在地使设备无法正确运行。当电流需求减少并且提供到设备的供电电压上升到临界电压电平之上时，设备内的电路可能无法正确运行并甚至可能遭到破坏。
常规的多相切换调节器是在供电电源和设备之间相接的电功率转换设备，对设备提供电流并对电流需求的改变做出响应以维持供电电压电平。然而，常规多相切换调节器依靠大电感器用于电压转换，并且大电感器限制了常规多相切换调节器对电流需求中的显著改变(即电流瞬变)做出快速响应的能力。典型的30A相位的常规多相切换调节器可使用0.5μH的电感器用于电压转换。电流响应被限制在di/dt＝V/L，对于V＝11V(将12V输入降到1V供电电压电平)和L＝0.5μH，得到22A/μs。提供到设备的电流增加10A将要求至少500ns。此外，脉冲宽度调制切换操作的同步将使常规多相切换调节器的电流响应时间增加若干微秒。当设备的时钟周期小于电流响应时间时，设备可能无法正确运行。500MHz的时钟具有2ns的周期，所以在500ns的电流响应时间期间可出现数百个时钟周期。因此，存在对改进电压电平的调节和/或与现有技术相关联的其他问题的需求。
发明内容
提供了用于生成非重叠使能信号的系统和方法。在电流源的输出处测量峰值电压电平，该电流源配置为将电流提供到电压控制机构。基于峰值电压电平生成非重叠使能信号用于电压控制机构。系统包括电流源、下游控制器和耦连到负载的电压控制机构。电流源配置为将电流提供到电压控制机构。控制器配置为测量电流源的输出处的峰值电压电平并且基于峰值电压电平生成非重叠使能信号。非重叠使能信号将电流的一部分提供到负载。
附图说明
图1A示出根据一个实施例的电功率转换系统，其包括实现为具有单个电感器的电流停泊(current-parking)切换调节器的电功率转换设备；
图1B示出根据一个实施例的、包括多个电功率转换设备的多相切换调节器；
图1C示出根据一个实施例的、具有分立(split)电感器的电流停泊切换调节器；
图2示出根据一个实施例的、用于调节提供到负载的电压电平的方法的流程图；
图3A示出根据一个实施例的、电流停泊切换调节器的下游控制器部分；
图3B示出根据一个实施例的、与使用图3A中示出的下游控制器的电流停泊切换调节器相对应的波形；
图3C示出根据一个实施例的、电流停泊切换调节器的另一下游控制器部分；
图4A示出根据一个实施例的、用于由下游控制器生成非重叠使能信号的方法的流程图；
图4B示出根据一个实施例的、与由下游控制器所生成的非重叠使能信号相对应的波形；
图4C示出根据一个实施例的、下游控制器的预驱动器子电路；
图4D示出根据一个实施例的、图4C中示出的预驱动器子电路的峰值电压检测器；
图4E示出根据一个实施例的、用于由下游控制器生成非重叠使能信号的方法的另一流程图；
图4F示出根据一个实施例的、用于实施用于生成非重叠使能信号的训练过程的方法的另一流程图；
图5A示出根据一个实施例的、用于调节提供到负载的电压电平的方法的另一流程图；
图5B示出根据一个实施例的系统，所述系统包括驱动使用共享的电流源的两个负载的电流停泊切换调节器；
图5C示出根据一个实施例的、系统内的电流停泊切换调节器的示图；以及
图6示出例示性系统，其中可实现各先前实施例的各架构和/或功能性。
具体实施方式
电功率转换设备将期望的输出电压电平提供到负载，诸如设备。电功率转换设备将从电源(例如电池或主电源)所接收的功率转换到被提供到负载的供电电压电平。使用电感器将附加电流传递到负载并采用对流过电感器的平均电流进行调制的切换机构调节输出电压电平。电容器耦连在负载和接地之间以存储任何过剩电流(被提供通过电感器的电流和传递到负载的电流之间的差)。
图1A示出根据一个实施例的电功率转换系统100，其包括实现为具有单个电感器L1的电流停泊切换调节器的电功率转换设备120。电功率转换设备120可以是多相切换调节器的一个相，如图1B所示。电功率转换设备120配置为通过对从电源108所接收的功率进行转换来在负载110处提供期望的输出电压电平(VL)。电功率转换设备120包括电流控制机构和电压控制机构。电流控制机构耦连到电源108和控制器105，并且可操作为控制流过电感器L1的电流IL1的平均值并确保跨多相切换调节器的多个相提供最小电流。例如，如所示，电流控制机构可包括一个或多个第一切换机构M1和一个或多个第二切换机构M2。切换机构M1和M2每个可包括例如N型功率金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)和/或其他切换机构。虽然为了易于理解而示出单个切换机构M1和M2，但将理解的是，可并行连接多个切换机构M1和M2以增加电流容量、减少传导损耗等。
控制器105配置为将一个或多个控制信号应用到切换机构M1和M2。例如，控制器105可配置为生成脉冲宽度调制(PWM)信号或脉冲频率调制(PFM)信号、PWM和PFM的组合、和/或不同控制信号以根据占空因数选择性地使能切换机构M1和M2。无论具体配置如何，控制器105配置为提供控制信号使得切换机构M1和M2不被并发地使能(即打开)。换句话说，一次仅切换机构M1和M2中的一个被使能。并发地使能切换机构M1和M2在电源108的供电和接地之间提供直接路径，从而潜在地损坏电功率转换设备120和/或负载110和/或产生不合需要的高功率使用。
与常规电功率转换设备相反，电功率转换设备120除电流控制机构以外包括电压控制机构。电压控制机构耦连在电流控制机构(处于电感器L1的下游末端)和负载110之间并可操作为控制VL。电流控制机构配置为生成“停泊”在电感器L1中的电流IL1。电压控制机构可操作为控制传递到电容器C1的电感器电流IL1的量。这样，电压控制机构包括一个或多个切换机构M3和一个或多个切换机构M4。切换机构M3和M4每个可包括例如N型平面金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)和/或其他切换机构。虽然为了易于理解而示出单个切换机构M3和M4，但将理解的是，可并行连接多个切换机构M3和M4以增加电流容量、减少传导损耗等。
常规电功率转换设备不包括切换机构M3和M4，所以电感器L1将代替地直接耦连到电容器C1和负载110。流过电感器L1并且不被负载110所消耗的任何过剩电流在电容器C1上累积，并且由负载110所汲取的、超过由电感器L1所提供的电流的任何电流由电容器C1来提供。电感器L1抵制电流的改变，从而防止当负载110的电流需求增加时在电感器L1中存储的能量全部立即释放到负载110。电感器的该属性与电容器C1的存储能力一起使VL在稳态运行期间(即当负载110的电流需求相对恒定时)能够足够稳定。然而，在VL中存在一些“脉动(ripple)”，其取决于电感器L1的大小、电容器C1的大小和/或控制器105的切换频率以及其他因素。总地来讲，随着电感器L1的大小的增加，稳态运行(即在负载110处近似恒定的电流需求)期间的输出脉动成比例地减少。因此，可将电感器L1的大小定制得足够大以提供用于负载110的不波动到期望供电电压范围之外的VL。然而，如先前所说明的，常规电功率转换设备典型地无法足够快地对负载110的电流需求的改变做出响应。当负载110的电流需求变化时，减少VL处脉动所需的大电感的L1增加响应时间，产生较大电压偏差。被包括在电功率转换设备120中的电压控制机构使能对负载110的电流需求的改变的较快响应时间，而不必减小电感器L1的大小，其可能使VL处的电压脉动增加。
与切换机构M1和M2相反，跨切换机构M3和M4的电压可以大致小于跨电感器L1的压降。例如，在电感器L1的下游处所供应的电压可以大致等于负载110处的输出电压。因为切换机构M3和M4正切换较低的电压，所以与切换机构M1和M2相比，可从诸如“平面”MOS晶体管的较低电压设备中构建切换机构M3和M4。与诸如功率MOSFET的较高电压设备相比，可典型地以较高频率对较低电压设备进行切换。因此，与切换机构M1和M2相比，对于切换机构M3和M4，由于切换所导致的功率损耗降低。因此比起切换机构M1和M2，可以以大致较高的频率对切换机构M3和M4进行切换。
切换机构M3和M4可被包含在集成电路中，从而与使用分立部件相比潜在地减少所使用的空间和/或降低成本。例如，切换机构M3和M4可与负载110实现在同一集成电路上，可与负载110集成在同一封装上的单独裸片上，或可集成在单独封装上。切换机构M3和M4在典型的数字集成电路处理中可实现为标准电压“核心”晶体管，或者切换机构M3和M4在典型的集成电路处理中可实现为较高电压厚氧化物输入输出晶体管。在优选实施例中，切换机构M4是P型平面MOSFET，切换机构M3是N型平面MOSFET。然而，本领域普通技术人员将理解的是，两种类型MOSFET中的任何一种可用于任何采用适合的栅极驱动电路的切换机构而不脱离本公开的范围。
控制器105可进一步配置为将一个或多个控制信号应用到电压控制机构。例如，控制器105可配置为将控制信号提供到切换机构M3和M4。与提供到切换机构M1和M2的控制信号一样，提供到切换机构M3和M4的控制信号可利用PWM、PFM、bang-bang(继电控制)控制和/或任何其他合适的控制模式以选择性地使能切换机构M3或切换机构M4。在一些实施例中，耦连到切换机构M3和M4的控制信号可与耦连到切换机构M1和M2的控制信号至少部分地同步。在其他实施例中，耦连到切换机构M3和M4的控制信号可与耦连到切换机构M1和M2的控制信号异步。此外，可以以不同于耦连到切换机构M1和M2的控制信号的频率来提供耦连到切换机构M3和M4的控制信号。
无论耦连到切换机构M3和M4的控制信号的具体配置如何，控制器105可配置为选择性地使能切换机构M3并禁止切换机构M4以禁止到负载110的电流IL1的流动。具体来讲，通过使能切换机构M3并禁止切换机构M4，流过电感器L1的瞬时电感器电流IL1转向(divert)经过切换机构M3到接地，而非被传递到电容器C1。相反，通过使能切换机构M4并禁止切换机构M3，大致所有的流过电感器L1的瞬时电感器电流IL1(较小晶体管传导损耗、电感器绕组电阻等)被提供到电容器C1。
控制器105可使用PWM或PFM对电压控制机构进行切换或使用bang-bang技术。不论哪种情况，占空因数(DF)均确定平均被供应到电容器C1的电感器电流IL1的部分。占空因数的范围可从0-100％，其中0％与切换机构M4被禁止(即关闭)并且切换机构M3被使能的状态相对应，100％与切换机构M4被使能并且切换机构M3被禁止的状态相对应。改变占空因数因此改变电容器C1的充电/放电时序—较高的占空因数使到电容器C1和负载110的电流增加。
电容器C1使被提供经过切换机构M4的方波供电电流平滑以生成提供到负载110的ILoad。根据占空因数和电感器电流IL1，将ILoad提供到负载110，如下：ILoad＝DF x IL1。与切换机构M1和M2一样，控制信号被提供到切换机构M3和M4使得切换机构M3和M4不被并发地使能以避免在负载110和接地之间提供直接路径(即跨电容器C1短路)。
在稳态运行期间，切换机构M3被禁止并且切换机构M4被使能，使得大致所有的电感器电流IL1被提供到负载110作为ILoad。切换机构M1和M2被选择性地使能(“切换”)以控制电感器电流IL1，从而控制VL。通过该方式，如果提供到负载110的电压(VL)是常量，那么被提供经过切换机构M4的电流大致等于电感器电流IL1。
总之，电流控制机构配置为生成在电感器L1中停泊并经电压控制机构计量到负载110的电流IL1。因为应用到切换机构M3和M4的电压电平是低(即负载110的供电电压)，所以切换机构M3和M4可实现为快速、价廉的平面晶体管并可以以很高的频率(例如300MHz)运行，允许对负载110处的电流瞬变的很快响应。当负载110处的电流需求改变时(即非稳态运行)，可控制电压控制机构的切换机构M3和M4以通过增加或减少被计量到负载110的电流IL1的量来对电流需求的改变做出快速响应。一般地，电流控制机构的切换频率由于使用不同类型的切换机构而比电压控制机构的切换频率慢。
电功率转换设备120中的集总元件CP表示电感器L1的下游侧上的寄生电容。每当切换机构M3和M4被切换，寄生电容CP充电到负载电压VL(当切换机构M4被使能时)并随后放电到接地(当切换机构M3被使能时)。因此，对于切换机构M3和M4的每个切换循环，
能量EP通过对寄生电容CP进行充电和放电而被消散。
在电功率转换设备120的典型实施例中，电感器L1是表面安装的0.5uH 30A电感器，切换机构M3和M4位于封装上，并且电容器C1是片上(on-chip)和封装上(on-package)的旁路电容。电容器CP包括电感器L1和切换机构M3和M4之间的过孔、板迹线和封装迹线的电容。在典型应用中，电容CP可能总计约500pF。如果CP＝500pF并且VL＝1V，那么EP是500pJ。对于300MHz的切换频率，150mW被消散在对CP进行充电和放电上。当电功率转换设备120的电流控制机构和电压控制机构配置为调节器的多个相中的一个时，对于由于累积的寄生电容而消散的总能量，EP按相的数目缩放。
该切换功率随着切换机构M3和M4的切换频率(fs)的增加而增加。希望以高频率对切换机构M3和M4进行切换以使所要求的C1的大小最小化，由下面的公式可见
其中DF是切换机构M4的占空因数并且VR是VL的脉动电压。
例如采用30A的相电流、300MHz的频率以及20mV的脉动电压，所要求的电容C1是每相5uF。C1典型地跨封装上的许多较小电容器分布，以给出低串联电感并根据切换频率提供平坦阻抗。增加切换频率减小了所要求的C1的大小，但以切换功率EP的增加为代价。
诸如电功率转换设备120的电流停泊切换调节器的优点是C1是所需的仅有的滤波电容。作为对比，不包括切换机构M3和M4的常规电功率转换设备依靠大(数百μF)滤波电容以对低频(典型地300kHz)脉动进行滤波。
图1A中示出的电源108、控制器105、切换设备M1和M2和电感器L1的配置典型地称为“buck(降压)”转换器。虽然在该buck转换器的上下文中描述电功率转换设备120，但本领域普通技术人员将理解的是，所描述的调节被提供到负载110的电压的技术可应用到其他“切换模式”功率转换电路，包括但不限于前向转换器、半桥转换器、全桥转换器、反激转换器和/或其变体。
图1B示出根据一个实施例的、包括电功率转换设备120的多相切换调节器150。电功率转换设备120中的每一个是六相切换调节器的一相。每个电功率转换设备120配置为针对六相中的一相通过对从电源108所接收的功率进行转换来在负载110处提供期望的输出电压电平(VL)。单个控制器可用来确定电功率转换设备120中的每一个，或者每个电功率转换设备120可包括专用控制器105(如图1B所示)。单个滤波电容器C1可被不同电功率转换设备120所共享，而非在电功率转换设备120中的每一个中包括滤波电容C1。此外，可采用具有分立电感器的电流停泊切换调节器或常规电功率转换设备来替换电功率转换设备120中的一个或多个。
图1C示出根据一个实施例的电功率转换系统160，其包括被实现为具有分立电感器的电流停泊切换调节器的电功率转换设备180。与图1A中示出的电功率转换设备120相比，电功率转换设备180包括第一电感器L11，所述第一电感器L11与第二电感器L2串联耦连以形成分立电感器。将电感器分立降低了由于第一电感器L11的下游侧上的寄生电容CPA所导致的损耗。
电功率转换设备180可以是多相切换调节器的一相。电功率转换设备180配置为通过对从电源108所接收的功率进行转换来在负载170处提供期望的输出电压电平(VL)。电功率转换设备180包括电流控制机构和电压控制机构。电流控制机构耦连到电源108，并且控制器165可配置为以与控制器105相同的方式生成控制信号，并且控制器165可操作为控制流过电感器L11的电流IL11和流过电感器L2的电流IL2的平均值。例如，如所示，切换机构M11和M12分别以与先前所描述的切换机构M1和M2相同的方式配置并可操作。类似地，切换机构M13和M14分别以与先前所描述的切换机构M3和M4相同的方式配置并可操作。电容器C11实施与电容器C1大致相同的功能。
使用两个不同电感器L11和L2以形成分立电感器减少了切换能量，使得寄生电容的容量落在电感器L11和L2之间，示出为第一寄生电容CPA。在一个实施例中，L11是印刷电路板上(例如分立部件)的0.5μH 30A的第一电感器，第二电感器L2是包封负载170的封装中的1nH的电感器。第一寄生电容CPA包括第一电感器L11和第二电感器L2之间的过孔、板迹线和封装迹线的电容。第一寄生电容CPA可以是近似490pF。第二寄生电容CPB主要包括切换机构M13和M14的漏电容并可以是近似10pF。如果CPB＝10pF并且VL＝1V，那么EP是10pJ，并且对于500MHz的切换频率，5mW被消散在对CPB进行充电和放电上。
对于电容器C11，500MHz的切换频率允许使用0.5μF的电容器(在一些实施例中实现为较小电容器的分布式阵列)。可通过围绕承载电流IL2的迹线或块集成铁氧体磁环(ferrite bead)、或通过简单地在与接地回路的合适距离处使迹线运转(使第二电感器L2成为平面空心电感器)来形成第二电感器L2的1nH的电感。由L2和第一寄生电容CPA所形成的振荡电路的谐振频率fr＝230MHz。因此，只要切换机构M13和M14的切换频率与fr相比是高的，则第一寄生电容CPA的电容被高效地与切换节点VL隔离。因为第一寄生电容CPA位于第一电感器L11和第二电感器L2之间，所以CPA是隔离的并且是无损的。任何过剩电流存储在由第一电感器L11和第二电感器L2所形成的分立电感器中。
图2示出根据一个实施例的、用于调节被提供到负载110或170的电压电平的方法的流程图200。在步骤205，电流源配置为生成电流。在步骤210，电压控制机构配置为将电流的一部分提供到负载以调节负载处的电压电平。在步骤215，如果负载110或170处的电压电平不大于最大电压电平，则对提供到负载的电压电平的调节完成。否则，在步骤220，切换电压控制机构以将电流源从负载110或170处解耦并将电流源耦连到电流宿(current sink)以降低负载处的电压电平。在一个实施例中，电流源至少是电感器L1或L11，电流宿是接地。
现在将关于各种可选架构和特征阐述更示例性的信息，前述框架根据用户意愿可以采用或可以不采用所述各种可选架构和特征来实现。应强烈注意的是，下面的信息出于示例性目的而被阐述，并且不应视为以任何方式加以限制。任何下面的特征可被可选地包含，排斥或不排斥所描述的其他特征。
图3A示出根据一个实施例的、电功率转换系统300内的电流停泊切换调节器的下游控制器310。下游控制器310是bang-bang控制电路，其配置为将负载110处的电压电平VL保持在最小电压电平(Vmin)和最大电压电平(Vmax)之间的指定电压范围内。例如，当VL的标称电压电平是1伏特并指定20mV的脉动时，Vmin指定为.99V，Vmax指定为1.01V。
如所示的，在图3A中，在一个实施例中，下游控制器310包括分压器，该分压器包括配置为产生VL的经缩放版本即经缩放的电压VLS的电阻器R1和R2。下游控制器310还包括比较器312和314、设置重置触发器315和预驱动器子电路320。经缩放的电压VLS＝KVL并且在比较器312和314的共模范围内。在一个实施例中，K＝0.5，以使得VLS＝0.5VL。比较器312将VLS与Vmax的经缩放版本Vmax_s＝KVmax相比较，比较器314将VLS与Vmin的经缩放版本Vmin_s＝KVmin相比较。当VLS小于Vmin_s时，比较器314的输出变为高(真(TRUE))并且到设置重置触发器315的S(设置(set))输入被置位，所以生成D信号的Q输出为高(TRUE)。当VLS大于Vmax_s时，比较器312的输出变为高(TRUE)并且到设置重置触发器315的R(重置(reset))输入被置位，所以生成D信号的Q输出为低(假(FALSE))。
预驱动器子电路320配置为生成耦连到切换机构M3和M4的栅极的信号，所述信号使能和禁止切换机构M3和M4。当D为高时，切换机构M4被使能并且切换机构M3被禁止。当D为低时，切换机构M3被使能并且切换机构M4被禁止。当切换机构M3被使能时，电流源(即电感器L1)耦连到电流宿(即接地)，当切换机构M3被禁止时，电流源从电流宿解耦或隔离。当切换机构M4被使能时，电流源耦连到负载110，当切换机构M4被禁止时，电流源从负载110处解耦或隔离。
在一个实施例中，如图3A所示，切换机构M3是N型平面MOS晶体管，切换机构M4是P型平面MOS晶体管。由预驱动器子电路320所生成的信号配置为防止切换机构M3和M4的漏极上的重叠(overlap)电流和过电压。具体来讲，一次仅使能切换机构M3和M4中的一个。
在使能切换机构M4之前禁止切换机构M3，以确保切换机构M3和M4二者均被禁止时的“停滞时间(dead-time)”。切换机构M3和M4的漏极的寄生电容在停滞时间期间由电流IL1所充电，并且当跨寄生电容的电压达到VL时切换机构M4被使能，使得电流不从负载110流到电感器L1。切换机构M3被禁止的时刻以及切换机构M4被使能的时刻之间的停滞时间被控制，以允许电感器L1在切换机构M4被使能之前将切换机构M4的漏极充电到VL。停滞时间还确保当切换机构M4被使能时切换机构M3被禁止，以避免来自负载110的击穿电流经过切换机构M4和M3到接地。
类似地，切换机构M4被禁止的时刻和切换机构M3被使能的时刻之间的停滞时间被控制以使切换机构M4的漏极在切换机构M3被使能之前免于被IL1充电得太高。切换机构M4被禁止的时刻以及切换机构M3被使能的时刻之间的停滞时间还确保当切换机构M3被使能时切换机构M4被禁止，以避免来自负载110的击穿电流经过切换机构M4和M3到接地。结合图4A-4E描述控制切换机构M3和M4的非重叠使能信号的生成。
当功率初始应用到功率转换系统300时，VL是0并且需要许多纳秒以将电容器C1充电到Vmin和Vmax之间的电压。下游控制器电路310可配置为在上游控制器305开始生成电流IL1之前，使用在启动时打开的辅助供电电压VST进行操作。当电流源启动时切换机构M4被使能以对C1进行充电。在一个实施例中，辅助供电电压不用于下游控制器310，并且下游控制器310配置为禁止切换机构M3以及使能切换机构M4直到VL达到Vmax为止。
图3B示出根据一个实施例的、与使用图3A中示出的下游控制器310的电流停泊切换调节器相对应的波形330。顶部波形是信号D，即图3A所示的设置重置触发器315的输出，底部波形是VL。底部波形是限界在Vmin(0.99V)和Vmax(1.01V)之间的锯齿。VL的向下斜坡的斜率由IL1/C1给出，而VL的向上斜坡的斜率由(IL1-IL)/C1给出，其中IL是提供到负载110的电流。锯齿的频率随着负载110的电流需求变化以及随着电流IL1变化而变化。
当电流IL1的被提供到负载110的部分(即负载电流IL)为高(与VL的陡峭的向下斜率相对应)但是IL还是IL1的小部分(与陡峭的向上斜率相对应)时，频率最大。当IL为低并且当IL还是IL1的高部分时，频率为低，导致起因于切换的功率损耗较低。
对于前10ns，波形330与30A的电流IL1和20A的电流IL相对应。在10ns处，负载电流IL急剧地从20A改变到25A。在前10ns期间，下游控制器310生成具有近似3ns的周期的信号D，其中D被置位2ns并被取非1ns。在前10ns之后，周期增加到近似5ns，其中D被置位4ns并被取非1ns。
图3C示出根据一个实施例的、电功率转换系统350内的电流停泊切换调节器的另一下游控制器360。像下游控制器310一样，下游控制器360是配置为将负载110处的电压电平VL保持在Vmin与Vmax之间的指定电压范围内的bang-bang控制电路。
如所示的，在图3C中，在一个实施例中，下游控制器360包括分压器，该分压器包括配置为产生VL的经缩放版本即经缩放的电压VLS的电阻器R1和R2。下游控制器360包括单个比较器362和预驱动器子电路320。经缩放的参考电压Vref_s位于由Vmin_s和Vmax_s所限界的范围内的中心。下游控制器360包括反馈电路，该反馈电路包括配置为通过将输出D耦连到反馈电路来向比较器362提供正反馈以改变到比较器362的输入VF的电阻器R3和R4。比较器362将VLS与VF相比较，产生信号D中的滞后。当VLS小于VF时，信号D，即比较器362的输出变为高(TRUE)。当VLS大于VF时，信号D，即比较器362的输出变为低(FALSE)。在比较器362的非反相输入处所生成的电压响应于D的电压电平的改变而变化。电阻器R3和R4设置比较器362的滞后，以使得比较器362的正输入处的电压(即VF)当D为低时等于Vmin_s并且当D为高时等于Vmax_s。因此，R3和R4设置电压控制机构的脉动。
图4A示出根据一个实施例的、用于由下游控制器310或360内的预驱动器子电路320生成非重叠使能信号的方法的流程图400。在步骤402，预驱动器子电路320初始化用于非重叠使能信号的延迟，该非重叠使能信号控制电压控制机构的切换机构M3和M4。
单独的延迟可以用于使能切换机构M3的第一信号和使能切换机构M4的第二信号。此外，用于第一和/或第二信号的上升跃迁的延迟可以和用于下降跃迁的延迟不同。延迟控制当切换机构M3和M4二者都被禁止(即当反相的第一信号和第二信号被取非时)以及电流源从负载解耦并从电流宿解耦时的停滞时间的持续时间。切换机构M3被禁止的时刻和切换机构M4被使能的时刻之间的“使能”停滞时间的持续时间可以与切换机构M4被禁止的时刻和切换机构M3被使能的时刻之间的“禁止”停滞时间的持续时间不同。在一个实施例中，延迟可以被初始化为守恒值以避免从负载110经过切换机构M4和M3到接地的直通(shoot-through)电流，同时还最小化停滞时间。在一个实施例中，守恒设置是最小延迟，其确保在切换机构M4的栅极变为低(使能M4)之前切换机构M3的栅极变为低(禁止M3)，并且确保在切换机构M3的栅极变为高(使能M3)之前切换机构M4的栅极变为高(禁止M4)。
在步骤405，下游控制器310或360开始调节VL。在步骤407，预驱动器子电路320测量电流源的输出(即电感器L1的下游端)处的VD的峰值电压电平。在步骤410，预驱动器子电路320基于峰值电压电平生成非重叠使能信号。可以生成非重叠使能信号以增加使能和/或禁止停滞时间、减小使能和/或禁止停滞时间或维持使能和/或禁止停滞时间。
图4B示出根据一个实施例的、与由下游控制器310或360内的预驱动器子电路320所生成的非重叠使能信号相对应的波形415。在一个实施例中，非重叠使能信号包括第一信号和第二信号。第一信号控制(即使能和禁止)切换机构M4并且第二信号控制切换机构M3。当切换机构M4是P型MOS晶体管时，第一信号的反相版本耦连到P型MOS晶体管的栅极。为了理解图4B中示出的波形415，示出第一信号的反相版本。当第一信号的反相版本为高时，切换机构M4被使能；当第一信号的反相版本为低时，切换机构M4被禁止。类似地，当第二信号为高时切换机构M3被使能，当第二信号为低时切换机构M3被禁止。
如图4B所示，到预驱动器子电路320的D输入信号延迟t3并且穿过缓冲区(如图4C所示)以生成非重叠使能信号的第二信号。到预驱动器子电路320的D输入信号的上升跃迁延迟t4f并且造成反相器的输入的下降跃迁(如图4C所示)。下降跃迁造成非重叠使能信号的第一信号的上升(即禁止)跃迁(与图4B所示的反相的第一信号的下降跃迁相对应)。第一信号的上升跃迁禁止切换机构M4。到预驱动器子电路320的D输入信号的下降跃迁延迟t4r并且造成反相器的输入的上升跃迁。上升跃迁造成非重叠使能信号的第一信号的下降(即使能)跃迁(与图4B所示的反相的第一信号的上升跃迁相对应)。第一信号的下降跃迁使能切换机构M4。
“禁止”停滞时间发生在切换机构M4被第一信号所禁止的时刻和切换机构M3被第二信号所使能的时刻之间。“使能”停滞时间发生在切换机构M3被第二信号所禁止的时刻和切换机构M4被第一信号所使能的时刻之间。在禁止和使能停滞时间期间，切换机构M3和M4二者都被禁止(即第一信号为高并且第二信号为低)。因此，电流源从电流宿和负载二者解耦。使能停滞时间可以比禁止停滞时间长，以由电流IL1对电流源和电压控制机构之间的切换机构M3和M4的漏极处的寄生电容进行充电。当切换机构M4是N型MOS晶体管时，第一信号的反相版本(通过缓冲区和电平位移器(level shifter))耦连到切换机构M4的栅极。
图4C示出根据一个实施例的、下游控制器310或360的预驱动器子电路320。预驱动器子电路320是自适应的，在包括预驱动器子电路320的电功率转换设备操作为调节电压VL的同时测量VD的峰值电压电平，并且动态地控制非重叠使能信号的时序。因为预驱动器子电路320是自适应的，所以它可以补偿起因于硅制造工艺、温度、电源电压等的信号时序的变化。
固定的延迟t3用来生成来自输入D的第二信号。放大器(即非反相缓冲区的指数型喇叭(exponential horn))用来向切换机构M3提供充分的驱动。单独的可调延迟线具有t4r和t4f的可配置延迟，分别控制第一信号的使能跃迁和禁止跃迁。可配置延迟可以使用数字延迟线实现。切换机构M6配置为当延迟t4r的D的版本下降时将第一信号拉高，切换机构M5配置为当延迟t4f的D的版本上升时将第一信号拉低。另一个放大器(即反相缓冲区的指数型喇叭)用来向切换机构M4提供充分的驱动。
峰值电压检测器(PVD)425检测寄生电容CP处的VD的电压过冲，其中切换机构M3和M4的漏极耦连到电流源。当VD的峰值电压电平大于VL时，电压过冲发生。控制器420接收来自PVD 425的峰值电压电平，并且基于峰值电压电平，控制器420产生信号dr和df。信号dr和df分别是到t4r和t4f的可配置延迟的输入，其控制第一信号的时序。随着VD的峰值电压电平改变，控制器420可以配置为调整dr和df以降低电压过冲并且还避免直通电流。
图4D示出根据一个实施例的、包括至少一个PVD子电路428的、图4C中示出的预驱动器子电路320的PVD 425。PVD 425可以包括多个PVD子电路428。每个PVD子电路428配置为将参考电压Vri与VD相比较，其中每个参考电压与针对i＝0到N的不同的峰值电压电平相对应。在一个实施例中，参考电压被设置为等于或大于Vmin的值并且包括至少一个大于Vmax的值。
在使用之前，控制器420使重置信号搏动为高以对电容器C0进行放电。如果VD上升到Vri+VThreshold以上，则切换机构M8被使能并且信号ovf被拉高。反相器生成被输出到控制器420的信号ovfi_bar。反相器提供与ovf上的非标准电压的隔离。单独的PVD子电路428可配置为用于生成dr和df以调整使能和禁止停滞时间。
为了在启动时设置延迟元素t4r和t4f的延迟，控制器420初始与上游控制器305通信，上游控制器305随后生成小的电感器电流IL1。控制器420之后将dr和df设置为守恒值，并且验证在VD处不存在针对电压瞬变的电压过冲。电压瞬变在下游控制器310或360的每个周期上在VD处发生并且下游控制器310或360配置为监视VD并调整使能和/或禁止停滞时间，以使得VD的峰值电压电平刚好大于所期望的VL。使能停滞时间随后被增量地增加直到由PVD425检测到电压过冲为止(即一个或多个ovf信号变为高)。控制器420之后通过调整dr信号以降低t4r的延迟来降低使能停滞时间。控制器420遵循相似的过程以通过调整df信号以改变t4f的延迟来控制禁止停滞时间。
图4E示出根据一个实施例的、用于由下游控制器310或360内的预驱动器子电路320生成非重叠使能信号的方法的另一流程图440。步骤402和405如结合图4A所描述的实施。
在步骤407，由PVD 425测量VD的峰值电压电平并且峰值电压电平的指示(即ovfi_bar信号)被提供到控制器420。在一个实施例中，不同的参考电压被指定用于增量和减量t4r和t4f以检测不同阈值处的电压过冲。当使用不同阈值时，t4r和t4f可以在由v_overshoot_min和v_overshoot_max所限界的峰值电压电平的范围上是恒定的。在步骤430，控制器420确定电压过冲是否发生，即VD的峰值电压电平(Vpeak)是否大于由参考电压Vri中的至少一个所代表的最大过冲电压的电平(V_overshoot_max)。当电压过冲发生时，在步骤442，预驱动器子电路320减小由非重叠信号的第一信号的下降沿所引发的延迟(t4r)。减小t4r延迟降低使能停滞时间。
如果，在步骤430，控制器420确定电压过冲尚未发生，那么在步骤432，控制器420确定VD的峰值电压电平(Vpeak)是否小于由参考电压Vri中的至少一个所代表的最小过冲电压的电平(V_overshoot_min)。当Vpeak不小于V_overshoot_min时，那么预驱动器子电路320不改变t4r延迟并且返回步骤407。否则，在步骤435，预驱动器子电路320增加t4r延迟以延长使能停滞时间。控制器420在步骤435和442之后返回步骤407以重复自适应调整过程。
禁止停滞时间可以类似地基于VD的峰值电压电平被降低或延长。然而，由第一信号的上升跃迁引发的t4f延迟被减小以延长禁止停滞时间并且t4f延迟被增加以降低禁止停滞时间。当Vpeak大于V_overshoot_max时，应该降低禁止停滞时间。当Vpeak小于V_overshoot_min时，可以增加禁止停滞时间。
如果非易失性存储是可用的，则可以实施一次训练过程，并且用于电感器电流IL1的每个范围的延迟线设置可被存储用于将来使用。在训练过程期间，IL1中的电流被增量并且由PVD 425测量VD的电平用于IL1的每个设置。当训练过程完成时，用于IL1的每个范围的、由控制器420所生成的dr和df延迟设置被存储，并且控制器420可以基于IL1选择dr和df值以避免直通电流和电压过冲。注意使能延迟是与电流相关的，但是为了第一近似，禁止延迟应该独立于电流IL1。
图4F示出根据一个实施例的、用于实施训练过程的方法的流程图450。在步骤402，用于dr和df的延迟设置被初始化为守恒值以控制非重叠使能信号的相对时序。在步骤455，电流IL1被设置为低值。在步骤457，由PVD425测量VD的峰值电压电平和峰值电压电平的指示(即ovfi_bar信号)被提供到控制器420。在步骤460，控制器420确定Vpeak是否大于V_overshoot，并且如果Vpeak不大于V_overshoot，则在步骤465，控制器420增加t4r延迟以增加使能停滞时间并且返回步骤457。
如果，在步骤460，控制器420确定Vpeak大于V_overshoot，那么在步骤462，控制器420减小t4r延迟以降低使能停滞时间。在步骤470，控制器420存储与电流IL1相对应的、用于t4r的延迟设置dr。在一个实施例中，至少两个参考电压被指定用于t4r和t4f中的每一个，以使得t4r和t4f可以在由v_overshoot_min和v_overshoot_max所限界的峰值电压电平的范围上是恒定的。在步骤475，控制器420确定最后的(即最大)电流值IL1是否已经被提供，并且如果最后的电流值IL1已经被提供，则训练过程完成。否则，在步骤480，增加电流IL1并且控制器420返回步骤457。
图5A示出根据一个实施例的、用于使用下游控制器310或360(或包括下游控制器的控制器105或165)调节被提供到负载110或170的电压电平的方法的另一流程图500。在步骤502，初始化电压控制机构中的切换机构。具体来讲，禁止切换机构M3并使能切换机构M4。在另一实施例中，辅助供电电压VST被提供到下游控制器，并采用在电源108将供电电压提供到电流源之前将辅助供电提供到下游控制器的步骤来替换步骤502。
在步骤505，上游控制器305(或控制器105或165)配置电流控制机构以生成通过电感器L1的电流IL1。电流控制机构可配置为提供大于负载110或170所需的平均电流的电流。在步骤510，下游控制器配置电压控制机构以将电流的一部分提供到负载110或170以调节负载110处的电压电平VL。在步骤515，下游控制器确定VL是否大于Vmax，并且如果是，那么在步骤525，切换电压控制机构，以将电流源从负载110或170解耦并将电流源(即电感器L1)耦连到电流宿(即接地)以将IL1的较小部分提供到负载110或170以降低VL。在步骤525之后，下游控制器返回到步骤515。
如果在步骤515，VL不大于Vmax，那么在步骤530，下游控制器确定VL是否小于Vmin。如果VL小于Vmin，那么在步骤535下游控制器配置电压控制机构，以将电流源耦连到负载110或170并将电流源从电流宿解耦以将IL1的较大部分提供到负载110或170以增加VL。在步骤535之后，下游控制器返回到步骤515。否则，当VL不大于Vmax并且不小于Vmin时(即VL在由Vmin和Vmax所限界的范围内)，那么下游控制器返回到步骤515。
电流的被提供到负载110或170的部分由信号D所确定，所述信号D由下游控制器310或360生成。信号D交替地使能第一切换机构M4，允许电流的一部分流到负载110或170，同时禁止第二切换机构M3，并随后使能第二切换机构以将电感器L1(或用于电功率转换设备180的L2)拉到接地，同时禁止第二切换机构以将负载110或170与电感器隔离。响应于电流瞬变，下游控制器310或360快速地增加或减少电流的被提供到负载110或170的部分，并将电压电平VL维持在由Vmin和Vmax所限界的预定范围内。具体来讲，当VL大于Vmax时，D变成低以使电流转向离开负载170，当VL小于Vmin时，D变成高以使负载170得到电流。
图5B示出根据一个实施例的系统550，所述系统550包括驱动使用共享的电流源的、具有独立控制器电压VLA和VLB的两个负载110-A和110-B的电流停泊切换调节器。如图5B所示，单个电感器L1提供电流IL1，其一部分被提供到两个负载110-A和110-B中的每一个。在一个实施例中，电流IL1的部分不被同时提供到两个负载110-A和110-B。滤波电容器C1A耦连到负载110-A，滤波电容器C1B耦连到负载110-B。单独的下游控制器510-A和510-B以及各自的切换机构M4A和M4B与负载中的每一个相关联。然而，切换机构M3可被下游控制器510-A和510-B所共享。下游控制器510-A和510-B每个可以是下游控制器310或360中的一个。
由下游控制器510-A和510-B所生成的D输出信号DA和DB被组合以给予负载110-A运行优先权。在一个实施例中，负载110-A是最重要的或最高电流的负载。当DA是高时，切换机构M4A被使能，将电流源耦连到负载110-A，并且切换机构M4B和M3均被禁止。当切换机构M4A被使能时，电流IL1被提供到电容器C1A，VLA斜升而VLB斜降。当DA是低时DB可以是高，使能切换机构M4B并禁止切换机构M4A和M3。当切换机构M4B被使能时，电流IL1被提供到电容器C1B，VLB斜升而VLA斜降。当DA和DB均是低时，切换机构M3被使能并且切换机构M4A和M4B均被禁止，导致电流IL1“停泊”在电感器L1中，同时VLA和VLB斜降。系统550的有效占空因数是由DA和DB的逻辑“或”所形成的信号的占空因数，所述信号在图5B中示出为信号D。
图5C示出根据一个实施例的、包括电流停泊切换调节器的系统560。系统560中的电流停泊切换调节器可以分别是图1A和1C中示出的电功率转换设备120和180中的一个，或图3A、3C和4A中示出的电流停泊切换调节器中的一个。
电源108耦连到具有电感器L1的电流停泊切换调节器的电流控制机构和电压控制机构。在可替代实施例中，电源108耦连到具有电感器L11和L2的电流停泊切换调节器的电流控制机构和电压控制机构。上游控制器305配置为生成通过电感器L1的电流。下游控制器510可以是下游控制器310或360中的一个，并配置为调节负载处即电路580处的电压电平。在一个实施例中，下游控制器510配置为将电路580处的电压电平维持在由Vmin和Vmax所限界的预定范围内。
电感器L1位于包封电路580的封装570外。第二电感器L2(未示出)可位于封装570内，与第一寄生电容CPA相比降低第二寄生电容CPB，如结合图1C所描述的。第二电感器L2、切换机构M3和M4(或M13和M14)以及电容器C1(或C11)可被制造作为包括电路580的裸片575的一部分。在一个实施例中，第二电感器L2是平面空心电感器以及切换机构M3和M4(或M13和M14)是平面MOS晶体管。虽然图5B中示出具有分立电感器的电流停泊切换调节器的单个相，但具有分立电感器的电流停泊切换调节器的多个相或(具有或不具有分立电感器的)一个或多个电流停泊切换调节器的组合可与一个或多个常规电功率转换设备来一起使用以对电路580进行供电。
图6示出在其中可实现各先前实施例的各架构和/或功能性的示例性系统600。如所示，提供了系统600，其包括至少一个连接到通信总线602的中央处理器601。通信总线602可使用任何合适的协议来实现，诸如外围部件互连(PCI)、PCI-Express、AGP(加速图形端口)、超传输、或任何其他总线或点对点通信协议。系统600还包括主存储器604。控制逻辑(软件)和数据存储在可采取随机存取存储器(RAM)形式的主存储器604中。
系统600还包括输入设备612、图形处理器606以及显示器608，所述显示器608即常规CRT(阴极射线管)、LCD(液晶显示器)、LED(发光二极管)、等离子显示器等等。可从输入设备612例如键盘、鼠标、触摸板、扩音器等接收用户输入。在一个实施例中，图形处理器606可包括多个着色器模块、光栅化模块等。前述模块中的每一个实际上可布置于单个半导体平台上以形成图形处理单元(GPU)。
在本描述中，单个半导体平台可以指单独一个的基于半导体的集成电路或芯片。应注意的是，术语单个半导体平台还可以指具有增强的连通性的多芯片模块，其仿真片上操作，并通过利用常规中央处理单元(CPU)和总线实现方案做出实质的改进。当然，各模块还可根据用户的期望分开地或以半导体平台的各种组合来布置。图5A和5B中分别示出的系统550和500中的一个或多个可被包含在系统600中以对芯片中的一个或多个进行供电。
系统600还可包括二级存储610。二级存储610包括例如硬盘驱动器和/或表示软盘驱动器、磁带驱动器、压缩光盘驱动器、数字通用光盘(DVD)驱动器、记录设备、通用串行总线(USB)闪存的可移动存储驱动器。可移动存储驱动器以公知的方式从可移动存储单元读取和/或写入到可移动存储单元。计算机程序或计算机控制逻辑算法可存储在主存储器604和/或二级存储610中。这类计算机程序当被执行时使得系统600能够实施各种功能。主存储器604、存储610和/或任何其他存储是计算机可读介质的可能的示例。
在一个实施例中，可在以下内容的上下文中实现各先前示图的架构和/或功能性：中央处理器601、图形处理器606、能够具有中央处理器601和图形处理器606二者的能力的至少一部分的集成电路(未示出)、芯片集(即设计为作为用于实施相关功能的单元来工作和出售的集成电路组等)和/或用于此的任何其他集成电路。
还有就是，可在以下内容的上下文中实现各先前示图的架构和/或功能性：通用计算机系统、电路板系统、专用于娱乐目的的游戏机系统、特定于应用的系统和/或任何其他所期望的系统。例如，系统600可采取台式计算机、膝上型计算机、服务器、工作站、游戏机、嵌入式系统和/或任何其他类型的逻辑的形式。还有就是，系统600可采取各种其他设备的形式，包括但不限于个人数字助理(PDA)设备、移动电话设备、电视机等。
进一步地，虽然未示出，但系统600可耦连到网络(例如电信网络、局域网(LAN)、无线网、诸如互联网的广域网(WAN)、对等网络、电缆网络等等)用于通信目的。
虽然上文已描述了各实施例，但应理解的是它们通过仅示例而非限制的方式加以呈现。因此，优选实施例的宽度和范围不应被上文所述的示例性实施例中的任何一个所限制，而应仅根据下面的权利要求和其等同物来加以限定。

Claims (25)

1.一种电功率转换方法，包括：
测量电流源的输出处的峰值电压电平，所述电流源配置为将电流提供到电压控制机构，其中所述电流源的所述输出是电感器的下游端，并且所述电感器的上游端耦连到电流控制机构；以及
基于所述峰值电压电平生成非重叠使能信号用于所述电压控制机构，其中所述非重叠使能信号将所述电流的一部分提供到负载，并且所述非重叠使能信号在停滞时间期间将所述电流源从所述负载和电流宿这二者解耦。
2.根据权利要求1所述的方法，其中所述非重叠使能信号的第一信号将所述电流源耦连到所述负载以及将所述电流源从所述负载解耦。
3.根据权利要求2所述的方法，其中所述非重叠使能信号的第二信号将所述电流源耦连到所述电流宿以及将所述电流源从所述电流宿解耦。
4.根据权利要求1所述的方法，进一步包括当所述峰值电压电平大于所述负载处的电压时减小由所述非重叠使能信号的第一信号的使能跃迁所引发的延迟。
5.根据权利要求1所述的方法，进一步包括当所述峰值电压电平小于所述负载处的电压时增加由所述非重叠使能信号的第一信号的禁止跃迁所引发的延迟。
6.根据权利要求1所述的方法，进一步包括当所述峰值电压电平大于所述负载处的电压时，减小所述停滞时间。
7.根据权利要求1所述的方法，进一步包括当所述峰值电压电平小于所述负载处的电压时，增加所述停滞时间。
8.根据权利要求1所述的方法，其中在其期间所述非重叠使能信号在所述非重叠使能信号的第一信号的使能跃迁之前将所述电流源从所述负载和所述电流宿这二者解耦的第一停滞时间不同于在其期间所述非重叠使能信号在所述第一信号的禁止跃迁之前将所述电流源从所述负载和所述电流宿这二者解耦的第二停滞时间。
9.根据权利要求1所述的方法，进一步包括：
设置由所述非重叠使能信号的第一信号的使能跃迁引发的第一延迟；以及
设置由所述第一信号的禁止跃迁引发的第二延迟，其中所述第一延迟和所述第二延迟是不同值。
10.根据权利要求1所述的方法，进一步包括：在所述停滞时间期间，对所述电流源和所述电压控制机构之间的寄生电容进行充电以等于所述负载处的电压。
11.根据权利要求1所述的方法，其中用于所述电压控制机构的所述非重叠使能信号根据占空因数交替地使能第一切换机构以将所述电流源耦连到所述负载同时禁止第二切换机构以将所述电流源从所述电流宿解耦，并随后根据所述占空因数禁止所述第一切换机构以将所述电流源从所述负载解耦同时使能所述第二切换机构以将所述电流源耦连到所述电流宿。
12.根据权利要求1所述的方法，其中所述电流大于调节所述负载处的输出电压电平所需的平均电流。
13.根据权利要求1所述的方法，其中所述非重叠使能信号以比所述电流源中的信号使能和禁止切换机构高的频率操作。
14.根据权利要求1所述的方法，其中所述电流源包括耦连在所述电压控制机构和电流控制机构之间的电感器。
15.根据权利要求1所述的方法，进一步包括：
初始化控制所述非重叠使能信号的相对时序的延迟设置；
测量用于所述电流的不同值的、所述电流源的所述输出处的所述峰值电压电平；以及
生成延迟设置集，其中所述延迟设置集中的每个延迟设置与所述电流的不同值相对应。
16.根据权利要求15所述的方法，进一步包括存储与所述电流的所述不同值相对应的所述延迟设置。
17.根据权利要求1所述的方法，其中所述非重叠使能信号的频率响应于所述负载处的电流瞬变而改变。
18.一种电功率转换设备，包括：
电压控制机构，其耦连在负载和电流源的输出之间，所述电流源将电流提供到所述电压控制机构，其中所述电流源的所述输出是电感器的下游端，并且所述电感器的上游端耦连到电流控制机构；以及
下游控制器，其耦连到所述电压控制机构并且配置为：
测量所述电流源的所述输出处的峰值电压电平；以及
基于所述峰值电压电平生成非重叠使能信号用于所述电压控制机构，其中所述非重叠使能信号将所述电流的一部分提供到所述负载，并且所述非重叠使能信号在停滞时间期间将所述电流源从所述负载和电流宿这二者解耦。
19.根据权利要求18所述的电功率转换设备，其中所述下游控制器进一步配置为当所述峰值电压电平大于所述负载处的电压时，减小所述停滞时间。
20.根据权利要求18所述的电功率转换设备，其中所述下游控制器进一步配置为当所述峰值电压电平小于所述负载处的电压时，增加所述停滞时间。
21.根据权利要求18所述的电功率转换设备，其中所述非重叠使能信号控制所述电压控制机构以根据占空因数交替地使能第一切换机构以将所述电流源耦连到所述负载同时禁止第二切换机构以将所述电流源从所述电流宿解耦，并随后根据所述占空因数禁止所述第一切换机构以将所述电流源从所述负载解耦同时使能所述第二切换机构以将所述电流源耦连到所述电流宿。
22.根据权利要求18所述的电功率转换设备，其中所述下游控制器进一步配置为：
初始化控制所述非重叠使能信号的相对时序的延迟设置；
测量用于所述电流的不同值的、所述电流源的所述输出处的所述峰值电压电平；以及
生成延迟设置集，其中所述延迟设置集中的每个延迟设置与所述电流的不同值相对应。
23.根据权利要求22所述的电功率转换设备，进一步包括配置为存储与所述电流的所述不同值相对应的所述延迟设置的非易失性存储。
24.根据权利要求18所述的电功率转换设备，其中所述下游控制器进一步配置为：在所述停滞时间期间，对所述电流源和所述电压控制机构之间的寄生电容进行充电以等于所述负载处的电压。
25.根据权利要求18所述的电功率转换设备，其中所述非重叠使能信号以比所述电流源中的信号使能和禁止切换机构高的频率操作。
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