CN103986326B - 电流停泊切换调节器上游控制器 - Google Patents

电流停泊切换调节器上游控制器 Download PDF

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Abstract

本公开提供了电流停泊切换调节器上游控制器。提供用于调节负载处的电压的系统和方法。电流源配置为将电流提供到电压控制机构，电压控制机构配置为将电流的一部分提供到负载。电流基于电流的被提供到负载的部分来生成。系统包括电流源、上游控制器和耦连到负载的电压控制机构。上游控制器耦连到电流源并配置为控制由电流源基于电流的被提供到负载的部分所生成的电流。

Description

电流停泊切换调节器上游控制器
技术领域
本发明涉及调节器（regulator）电路。
背景技术
在高性能数字系统中使用的、诸如微处理器和图形处理器的常规设备可基于处理的工作量而具有变化的电流需求。例如，当逻辑块在停顿之后重启时或当新请求发起诸如新图像的生成的大计算时，电流需求可能显著增加。相反，当逻辑块成为空闲时电流需求可能显著减少。当电流需求增加并且没有充足的功率时，提供到设备的供电电压可能掉到临界电压电平之下，潜在地使设备无法正确运行。当电流需求减少并且提供到设备的供电电压上升到临界电压电平之上时，设备内的电路可能无法正确运行并甚至可能遭到破坏。
常规的多相切换调节器是在供电电源和设备之间相接的电功率转换设备，对设备提供电流并对电流需求的改变做出响应以维持供电电压电平。然而，常规多相切换调节器依靠大电感器用于电压转换，并且大电感器限制了常规多相切换调节器对电流需求中的显著改变（即电流瞬变）做出快速响应的能力。典型的30A相位的常规多相切换调节器可使用0.5μH的电感器用于电压转换。电流响应被限制在di/dt=V/L，对于V=11V（将12V输入降到1V供电电压电平）和L=0.5μH，得到22A/μs。提供到设备的电流增加10A将要求至少500ns。此外，脉冲宽度调制切换操作的同步将使常规多相切换调节器的电流响应时间增加若干微秒。当设备的时钟周期小于电流响应时间时，设备可能无法正确运行。500MHz的时钟具有2ns的周期，所以在500ns的电流响应时间期间可出现数百个时钟周期。
因此，存在对改进电压电平的调节和/或与现有技术相关联的其他问题的需求。
发明内容
提供用于调节负载处的电压的系统和方法。电流源配置为将电流提供到电压控制机构，并且电压控制机构配置为将电流的一部分提供到负载。电流基于电流的被提供到负载的部分来生成。系统包括电流源、上游控制器以及与负载耦连的电压控制机构。上游控制器耦连到电流源并配置为控制由电流源基于电流的被提供到负载的部分所生成的电流。
附图说明
图1A示出根据一个实施例的电功率转换系统，其包括实现为具有单个电感器的电流停泊（current-parking）切换调节器的电功率转换设备；
图1B示出根据一个实施例的、包括多个电功率转换设备的多相切换调节器；
图1C示出根据一个实施例的、具有分立（split）电感器的电流停泊切换调节器；
图2示出根据一个实施例的、用于调节提供到负载的电压电平的方法的流程图；
图3A示出根据一个实施例的电流停泊切换调节器；
图3B示出根据一个实施例的、控制提供到图3A中示出的电流停泊切换调节器的负载的电流的部分的波形；
图3C示出根据一个实施例的、上游控制器的占空因数测量单元；
图3D示出根据一个实施例的、上游控制器的另一占空因数测量单元；
图4A示出根据一个实施例的、图3A中示出的电流停泊切换调节器的上游控制器；
图4B示出根据一个实施例的、图3A中示出的电流停泊切换调节器的另一上游控制器；
图4C示出根据一个实施例的、用于上游控制器控制通过电流控制机构所生成的电流的方法的流程图；
图5A示出根据一个实施例的、用于调节提供到负载的电压电平的方法的另一流程图；
图5B示出根据一个实施例的系统，所述系统包括驱动使用共享的电流源的两个负载的电流停泊切换调节器；
图5C示出根据一个实施例的、系统内的电流停泊切换调节器的示图；
图6A示出根据一个实施例的、由电流停泊切换调节器所生成的波形；
图6B示出根据一个实施例的、图6A中示出的波形的一部分的放大图；
图6C示出根据一个实施例的、图6A中示出的波形的一部分的另一放大图；以及
图7示出例示性系统，其中可实现各先前实施例的各架构和/或功能性。
具体实施方式
电功率转换设备将期望的输出电压电平提供到负载，诸如设备。电功率转换设备将从电源（例如电池或主电源）所接收的功率转换到被提供到负载的供电电压电平。使用电感器将附加电流传递到负载并采用对流过电感器的平均电流进行调制的切换机构调节输出电压电平。电容器耦连在负载和接地之间以存储任何过剩电流（被提供通过电感器的电流和传递到负载的电流之间的差）。
图1A示出根据一个实施例的电功率转换系统100，其包括实现为具有单个电感器L1的电流停泊切换调节器的电功率转换设备120。电功率转换设备120可以是多相切换调节器的一个相，如图1B所示。电功率转换设备120配置为通过对从电源108所接收的功率进行转换来在负载110处提供期望的输出电压电平（VL）。电功率转换设备120包括电流控制机构和电压控制机构。电流控制机构耦连到电源108和控制器105，并且可操作为控制流过电感器L1的电流IL1的平均值并确保跨多相切换调节器的多个相提供最小电流。例如，如所示，电流控制机构可包括一个或多个第一切换机构M1和一个或多个第二切换机构M2。切换机构M1和M2每个可包括例如N型功率金属氧化物半导体场效应晶体管（MOSFET）和/或其他切换机构。虽然为了易于理解而示出单个切换机构M1和M2，但将理解的是，可并行连接多个切换机构M1和M2以增加电流容量、减少传导损耗等。
控制器105配置为将一个或多个控制信号应用到切换机构M1和M2。例如，控制器105可配置为生成脉冲宽度调制（PWM）信号或脉冲频率调制（PFM）信号、PWM和PFM的组合、和/或不同控制信号以根据占空因数选择性地使能切换机构M1和M2。无论具体配置如何，控制器105配置为提供控制信号使得切换机构M1和M2不被并发地使能（即打开）。换句话说，一次仅切换机构M1和M2中的一个被使能。并发地使能切换机构M1和M2以在电源108的供电和接地之间提供直接路径，从而潜在地损坏电功率转换设备120和/或负载110和/或产生不合需要的高功率使用。
与常规电功率转换设备相反，电功率转换设备120除电流控制机构以外包括电压控制机构。电压控制机构耦连在电流控制机构（处于电感器L1的下游末端）和负载110之间并可操作为控制VL。电流控制机构配置为生成“停泊”在电感器L1中的电流IL1。电压控制机构可操作为控制传递到电容器C1的电感器电流IL1的量。这样，电压控制机构包括一个或多个切换机构M3和一个或多个切换机构M4。切换机构M3和M4每个可包括例如N型平面金属氧化物半导体场效应晶体管（MOSFET）和/或其他切换机构。虽然为了易于理解而示出单个切换机构M3和M4，但将理解的是，可并行连接多个切换机构M3和M4以增加电流容量、减少传导损耗等。
常规电功率转换设备不包括切换机构M3和M4，所以电感器L1将代替地直接耦连到电容器C1和负载110。流过电感器L1并且不被负载110所消耗的任何过剩电流在电容器C1上累积，并且由负载110所汲取的、超过由电感器L1所提供的电流的任何电流由电容器C1来提供。电感器L1抵制电流的改变，从而防止当负载110的电流需求增加时在电感器L1中存储的能量全部立即释放到负载110。电感器的该属性与电容器C1的存储能力一起使VL在稳态运行期间（即当负载110的电流需求相对恒定时）能够足够稳定。然而，在VL中存在一些“脉动（ripple）”，其取决于电感器L1的大小、电容器C1的大小和/或控制器105的切换频率以及其他因素。总地来讲，随着电感器L1的大小的增加，稳态运行（即在负载110处近似恒定的电流需求）期间的输出脉动成比例地减少。因此，可将电感器L1的大小定制得足够大以提供用于负载110的不波动到期望供电电压范围之外的VL。然而，如先前所说明的，常规电功率转换设备典型地无法足够快地对负载110的电流需求的改变做出响应。当负载110的电流需求变化时，减少VL处脉动所需的大电感的L1增加响应时间，产生较大电压偏差。被包括在电功率转换设备120中的电压控制机构使能对负载110的电流需求的改变的较快响应时间，而不必减小电感器L1的大小，其可能使VL处的电压脉动增加。
与切换机构M1和M2相反，跨切换机构M3和M4的电压可以大致小于跨电感器L1的压降。例如，在电感器L1的下游处所供应的电压可以大致等于负载110处的输出电压。因为切换机构M3和M4正切换较低的电压，所以与切换机构M1和M2相比，可从诸如“平面”MOS晶体管的较低电压设备中构建切换机构M3和M4。与诸如功率MOSFET的较高电压设备相比，可典型地以较高频率对较低电压设备进行切换。因此，与切换机构M1和M2相比，对于切换机构M3和M4，由于切换所导致的功率损耗降低。因此比起切换机构M1和M2，可以以大致较高的频率对切换机构M3和M4进行切换。
切换机构M3和M4可被包含在集成电路中，从而与使用分立部件相比潜在地减少所使用的空间和/或降低成本。例如，切换机构M3和M4可与负载110实现在同一集成电路上，可与负载110集成在同一封装上的单独裸片上，或可集成在单独封装上。切换机构M3和M4在典型的数字集成电路处理中可实现为标准电压“核心”晶体管，或者切换机构M3和M4在典型的集成电路处理中可实现为较高电压厚氧化物输入输出晶体管。在优选实施例中，切换机构M4是P型平面MOSFET，切换机构M3是N型平面MOSFET。然而，本领域普通技术人员将理解的是，两种类型MOSFET中的任何一种可用于任何采用适合的栅极驱动电路的切换机构而不脱离本公开的范围。
控制器105可进一步配置为将一个或多个控制信号应用到电压控制机构。例如，控制器105可配置为将控制信号提供到切换机构M3和M4。与提供到切换机构M1和M2的控制信号一样，提供到切换机构M3和M4的控制信号可利用PWM、PFM、bang-bang（继电控制）控制和/或任何其他合适的控制模式以选择性地使能切换机构M3或切换机构M4。在一些实施例中，耦连到切换机构M3和M4的控制信号可与耦连到切换机构M1和M2的控制信号至少部分地同步。在其他实施例中，耦连到切换机构M3和M4的控制信号可与耦连到切换机构M1和M2的控制信号异步。此外，可以以不同于耦连到切换机构M1和M2的控制信号的频率来提供耦连到切换机构M3和M4的控制信号。
无论耦连到切换机构M3和M4的控制信号的具体配置如何，控制器105可配置为选择性地使能切换机构M3并禁止切换机构M4以禁止到负载110的电流IL1的流动。具体来讲，通过使能切换机构M3并禁止切换机构M4，流过电感器L1的瞬时电感器电流IL1转向（divert）经过切换机构M3到接地，而非被传递到电容器C1。相反，通过使能切换机构M4并禁止切换机构M3，大致所有的流过电感器L1的瞬时电感器电流IL1（较小晶体管传导损耗、电感器绕组电阻等）被提供到电容器C1。
控制器105可使用PWM或PFM对电压控制机构进行切换或使用bang-bang技术。不论哪种情况，占空因数（DF）均确定平均被供应到电容器C1的电感器电流IL1的部分。占空因数的范围可从0-100%，其中0%与切换机构M4被禁止（即关闭）并且切换机构M3被使能的状态相对应，100%与切换机构M4被使能并且切换机构M3被禁止的状态相对应。改变占空因数因此改变电容器C1的充电/放电时序—较高的占空因数使到电容器C1和负载110的电流增加。
电容器C1使被提供经过切换机构M4的方波供电电流平滑以生成提供到负载110的ILoad。根据占空因数和电感器电流IL1，将ILoad提供到负载110，如下：ILoad=DF x IL1。与切换机构M1和M2一样，控制信号被提供到切换机构M3和M4使得切换机构M3和M4不被并发地使能以避免在负载110和接地之间提供直接路径（即跨电容器C1短路）。
在稳态运行期间，切换机构M3被禁止并且切换机构M4被使能，使得大致所有的电感器电流IL1被提供到负载110作为ILoad。切换机构M1和M2被选择性地使能（“切换”）以控制电感器电流IL1，从而控制VL。通过该方式，如果提供到负载110的电压（VL）是常量，那么被提供经过切换机构M4的电流大致等于电感器电流IL1。
总之，电流控制机构配置为生成在电感器L1中停泊并经电压控制机构计量到负载110的电流IL1。因为应用到切换机构M3和M4的电压电平是低（即负载110的供电电压），所以切换机构M3和M4可实现为快速、价廉的平面晶体管并可以以很高的频率（例如300MHz）运行，允许对负载110处的电流瞬变的很快响应。当负载110处的电流需求改变时（即非稳态运行），可控制电压控制机构的切换机构M3和M4以通过增加或减少被计量到负载110的电流IL1的量来对电流需求的改变做出快速响应。一般地，电流控制机构的切换频率由于使用不同类型的切换机构而比电压控制机构的切换频率慢。
电功率转换设备120中的集总元件CP表示电感器L1的下游侧上的寄生电容。每当切换机构M3和M4被切换，寄生电容CP充电到负载电压VL（当切换机构M4被使能时）并随后放电到接地（当切换机构M3被使能时）。因此，对于切换机构M3和M4的每个切换循环，
EP=(CP)VL 2
能量EP通过对寄生电容CP进行充电和放电而被消散。
在电功率转换设备120的典型实施例中，电感器L1是表面安装的0.5uH30A电感器，切换机构M3和M4位于封装上，并且电容器C1是片上（on-chip）和封装上（on-package）的旁路电容。电容器CP包括电感器L1和切换机构M3和M4之间的过孔、板迹线和封装迹线的电容。在典型应用中，电容CP可能总计约500pF。如果CP=500pF并且VL=1V，那么EP是500pJ。对于300MHz的切换频率，150mW被消散在对CP进行充电和放电上。当电功率转换设备120的电流控制机构和电压控制机构配置为调节器的多个相中的一个时，对于由于累积的寄生电容而消散的总能量，EP按相的数目缩放。
该切换功率随着切换机构M3和M4的切换频率（fs）的增加而增加。希望以高频率对切换机构M3和M4进行切换以使所要求的C1的大小最小化，由下面的公式可见
其中DF是切换机构M4的占空因数并且VR是VL的脉动电压。
例如采用30A的相电流、300MHz的频率以及20mV的脉动电压，所要求的电容C1是每相5uF。C1典型地跨封装上的许多较小电容器分布，以给出低串联电感并根据切换频率提供平坦阻抗。增加切换频率减小了所要求的C1的大小，但以切换功率EP的增加为代价。
诸如电功率转换设备120的电流停泊切换调节器的优点是C1是所需的仅有的滤波电容。作为对比，不包括切换机构M3和M4的常规电功率转换设备依靠大（数百μF）滤波电容以对低频（典型地300kHz）脉动进行滤波。
图1A中示出的电源108、控制器105、切换设备M1和M2和电感器L1的配置典型地称为“buck（降压）”转换器。虽然在该buck转换器的上下文中描述电功率转换设备120，但本领域普通技术人员将理解的是，所描述的调节被提供到负载110的电压的技术可应用到其他“切换模式”功率转换电路，包括但不限于前向转换器、半桥转换器、全桥转换器、反激转换器和/或其变体。
图1B示出根据一个实施例的、包括电功率转换设备120的多相切换调节器150。电功率转换设备120中的每一个是六相切换调节器的一相。每个电功率转换设备120配置为针对六相中的一相通过对从电源108所接收的功率进行转换来在负载110处提供期望的输出电压电平（VL）。单个控制器可用来确定电功率转换设备120中的每一个，或者每个电功率转换设备120可包括专用控制器105（如图1B所示）。单个滤波电容器C1可被不同电功率转换设备120所共享，而非在电功率转换设备120中的每一个中包括滤波电容C1。此外，可采用具有分立电感器的电流停泊切换调节器或常规电功率转换设备来替换电功率转换设备120中的一个或多个。
图1C示出根据一个实施例的电功率转换系统160，其包括被实现为具有分立电感器的电流停泊切换调节器的电功率转换设备180。与图1A中示出的电功率转换设备120相比，电功率转换设备180包括第一电感器L11，所述第一电感器L11与第二电感器L2串联耦连以形成分立电感器。将电感器分立降低了由于第一电感器L11的下游侧上的寄生电容CPA所导致的损耗。
电功率转换设备180可以是多相切换调节器的一相。电功率转换设备180配置为通过对从电源108所接收的功率进行转换来在负载170处提供期望的输出电压电平（VL）。电功率转换设备180包括电流控制机构和电压控制机构。电流控制机构耦连到电源108，并且控制器165可配置为以与控制器105相同的方式生成控制信号，并且控制器165可操作为控制流过电感器L11的电流IL11和流过电感器L2的电流IL2的平均值。例如，如所示，切换机构M11和M12分别以与先前所描述的切换机构M1和M2相同的方式配置并可操作。类似地，切换机构M13和M14分别以与先前所描述的切换机构M3和M4相同的方式配置并可操作。电容器C11实施与电容器C1大致相同的功能。
使用两个不同电感器L11和L2以形成分立电感器减少了切换能量，使得寄生电容的容量落在电感器L11和L2之间，示出为第一寄生电容CPA。在一个实施例中，L11是印刷电路板上（例如分立部件）的0.5μH30A的第一电感器，第二电感器L2是包封负载170的封装中的1nH的电感器。第一寄生电容CPA包括第一电感器L11和第二电感器L2之间的过孔、板迹线和封装迹线的电容。第一寄生电容CPA可以是近似490pF。第二寄生电容CPB主要包括切换机构M13和M14的漏电容并可以是近似10pF。如果CPB=10pF并且VL=1V，那么EP是10pJ，并且对于500MHz的切换频率，5mW被消散在对CPB进行充电和放电上。
对于电容器C11，500MHz的切换频率允许使用0.5μF的电容器（在一些实施例中实现为较小电容器的分布式阵列）。可通过围绕承载电流IL2的迹线或块集成铁氧体磁环（ferrite bead）、或通过简单地在与接地回路的合适距离处使迹线运转（使第二电感器L2成为平面空心电感器）来形成第二电感器L2的1nH的电感。由L2和第一寄生电容CPA所形成的振荡电路的谐振频率fr=230MHz。因此，只要切换机构M13和M14的切换频率与fr相比是高的，则第一寄生电容CPA的电容被高效地与切换节点VL隔离。因为第一寄生电容CPA位于第一电感器L11和第二电感器L2之间，所以CPA是隔离的并且是无损的。任何过剩电流存储在由第一电感器L11和第二电感器L2所形成的分立电感器中。
图2示出根据一个实施例的、用于调节被提供到负载110或170的电压电平的方法的流程图200。在步骤205，电流源配置为生成电流IL1或IL11。在步骤210，电压控制机构配置为将电流的一部分提供到负载以调节负载处的电压电平。在一个实施例中，如果负载110或170处的电压电平大于最大电压电平，那么切换电压控制机构以将电流源从负载110或170处解耦并将电流源耦连到电流宿（current sink）以降低负载处的电压电平。在一个实施例中，电流源至少是电感器L1或L11，电流宿是接地。此外，如果负载110或170处的电压电平小于最小电压电平，那么切换电压控制机构以将电流源耦连到负载110或170并将电流源从电流宿解耦以增加负载处的电压电平。在步骤215，控制电流控制机构以基于电流的由负载110或170所消耗的部分来生成电流IL1或IL11。
现在将关于各种可选架构和特征阐述更示例性的信息，前述框架根据用户意愿可以采用或可以不采用所述各种可选架构和特征来实现。应强烈注意的是，下面的信息出于示例性目的而被阐述，并且不应视为以任何方式加以限制。任何下面的特征可被可选地包含，排斥或不排斥所描述的其他特征。
图3A示出根据一个实施例的电功率转换系统300内的电流停泊切换调节器302。上游控制器305配置为生成耦连到切换机构M1和M2的栅极的信号，所述信号使能和禁止切换机构M1和M2。当切换机构M1被使能时，电流源（即电感器L1或L11）耦连到电源108，当切换机构M2被禁止时，电流源从电流宿解耦或隔离。当切换机构M2被使能时，电流源耦连到电流宿，当切换机构M1被禁止时，电流源从电源108解耦或隔离。上游控制器305使能和禁止切换机构M1和M2以生成电流IL1或IL11。
上游控制器305可配置为实施电流模式控制，因为如结合图1B所描述的，当多个电压控制机构配置为在不同相位进行操作以调节VL时，上游控制器305调节相电流的和而非下游的电压电平。虽然在一些实施例中，上游控制器305可配置为调节绝对电感器电流IL1或IL11，但在一些情况下，调节电感器电流IL1或IL11的、由负载110或170所消耗的部分是可行的。
上游控制器305从下游控制器310接收信号D。信号D控制电压控制机构的操作并与下游控制器310的占空因数相对应。具体来讲，信号D控制电流的被提供到负载110或170的部分，并因此与电流IL1或IL11的、由负载110或170所消耗的部分相对应。
在一个实施例中，下游控制器310是bang-bang控制电路，其配置为将负载110处的电压电平VL保持在最小电压电平（Vmin）和最大电压电平（Vmax）之间的指定电压范围内。例如，当VL的标称电压电平是1伏特并指定20mV的脉动时，Vmin指定为.99V，Vmax指定为1.01V。
下游控制器310配置为生成耦连到切换机构M3和M4的栅极的信号，所述信号使能和禁止切换机构M3和M4。当切换机构M3被使能时，电流源（即电感器L1）耦连到电流宿（即接地），当切换机构M3被禁止时，电流源从电流宿解耦或隔离。当切换机构M4被使能时，电流源耦连到负载110，当切换机构M4被禁止时，电流源从负载110处解耦或隔离。
在一个实施例中，如图3A所示，切换机构M3是N型平面MOS晶体管，切换机构M4是P型平面MOS晶体管。由下游控制器310所生成的信号配置为防止切换机构M3和M4的漏极上的重叠（overlap）电流和过电压。具体来讲，一次仅使能切换机构M3和M4中的一个。
在使能切换机构M4之前禁止切换机构M3，以确保切换机构M3和M4二者均被禁止时的“停滞时间（dead-time）”。切换机构M3和M4的漏极的寄生电容在停滞时间期间由电流IL1所充电，并且当跨寄生电容的电压达到VL时切换机构M4被使能，使得电流不从负载110流到电感器L1。切换机构M3被禁止的时刻以及切换机构M4被使能的时刻之间的停滞时间被控制，以允许电感器L1在切换机构M4被使能之前将切换机构M4的漏极充电到VL。停滞时间还确保当切换机构M4被使能时切换机构M3被禁止，以避免来自负载110的击穿电流经过切换机构M4和M3到接地。
类似地，切换机构M4被禁止的时刻和切换机构M3被使能的时刻之间的停滞时间被控制以使切换机构M4的漏极在切换机构M3被使能之前免于被IL1充电得太高。切换机构M4被禁止的时刻以及切换机构M3被使能的时刻之间的停滞时间还确保当切换机构M3被使能时切换机构M4被禁止，以避免来自负载110的击穿电流经过切换机构M4和M3到接地。
当功率初始应用到电功率转换系统300时，VL是0并且需要许多纳秒以将电容器C1充电到Vmin和Vmax之间的电压。下游控制器310可配置为在上游控制器305开始生成电流IL1之前，使用在启动时打开的辅助供电电压VST进行操作。当电流源启动时切换机构M4被使能以对C1进行充电。在一个实施例中，辅助供电电压不用于下游控制器310，并且下游控制器310配置为禁止切换机构M3以及使能切换机构M4直到VL达到Vmax为止。
图3B示出根据一个实施例的第一和第二信号的波形，所述第一和第二信号控制被提供到图3A中示出的电流停泊切换调节器302的负载110的、电感器电流IL1的部分。在一个实施例中，非重叠的使能信号包括第一信号和第二信号。第一信号控制（即使能和禁止）切换机构M4，第二信号控制切换机构M3。当切换机构M4是P型MOS晶体管时，第一信号的反相版本耦连到P型MOS晶体管的栅极。为了理解图3B中示出的波形315，示出反相的第一信号。当第一信号的反相版本是高时，切换机构M4被使能，当第一信号的反相版本是低时，切换机构M4被禁止。类似地，当第二信号是高时切换机构M3被使能，当第二信号是低时切换机构M3被禁止。
针对使能切换机构M3的第一信号和使能切换机构M4的第二信号可使用单独的延迟。此外，针对第一和/或第二信号的上升跃迁和下降跃迁可使用不同的延迟。延迟控制当切换机构M3和M4二者均被禁止（即当反相第一信号和第二信号被取非时）以及电流源从负载解耦并从电流宿解耦时停滞时间的持续期。切换机构M3被禁止的时刻和切换机构M4被使能的时刻之间的“使能”停滞时间的持续期可能不同于切换机构M4被禁止的时刻和切换机构M3被使能的时刻之间的“禁止”停滞时间的持续期。
“禁止”停滞时间发生在切换机构M4被第一信号所禁止的时刻和切换机构M3被第二信号所使能的时刻之间。“使能”停滞时间发生在切换机构M3被第二信号所禁止的时刻和切换机构M4被第一信号所使能的时刻之间。在禁止和使能停滞时间期间，切换机构M3和M4被禁止（即当反相的第一信号和第二信号被取非时）。因此，电流源从电流宿和负载二者解耦。使能停滞时间可以比禁止停滞时间长，以由电流IL1对电流源和电压控制机构之间的切换机构M3和M4的漏极处的寄生电容进行充电。当切换机构M4是N型MOS晶体管时，第一信号的反相版本耦连到切换机构M4的栅极。
如先前结合图3A所说明的，上游控制器305可配置为基于由负载110所消耗的电感器电流IL1的部分控制电流控制机构，所述电感器电流IL1的部分与由下游控制器310所生成的信号D的占空因数相对应。因此，信号D被提供为上游控制器305的输入。上游控制器305可包括配置为使用信号D测量占空因数的占空因数测量单元。在一个实施例中，下游控制器310配置为生成用于输出到上游控制器305的占空因数。
图3C示出根据一个实施例的占空因数测量单元320。占空因数测量单元320配置为通过对D信号进行低通滤波来测量占空因数。包括电阻器R和电容器C的单极低通滤波器生成DA—占空因数信号D的模拟版本。通过使用模数转换器322将DA转换成数字信号来生成下游占空因数（DDF）的数字版本。典型地，下游控制器310以数百MHz的频率进行操作，上游控制器305以数百kHz的频率进行操作，因此采用1MHz的极的单极滤波器足以测量D的占空因数。
图3D示出根据一个实施例的、上游控制器305的另一占空因数测量单元325。占空因数测量单元325配置为通过将信号D递送通过抽头延迟线来测量占空因数，并且由D所钟控的触发器330的阵列配置为对每个延迟元件的输出进行采样。占空因数计算器335处理触发器330的输出以确定到信号D的最后下降沿的抽头数以及到信号D的最后上升沿的抽头数。占空因数随后根据这两个测量计算为DDF=(R-F)/R，其中F是到最后下降沿的抽头数，R是到最后上升沿的抽头数。当占空因数很高时，D的周期可能足够大使得最后上升沿无法被占空因数计算器335所标识，在该情况下，占空因数计算器335可将DDF设置为最大值。当负载电流很低时，下游控制器310的切换频率可能足够低使得占空因数计算器335既不标识D的上升沿也不标识D的下降沿，在该情况下，占空因数计算器335可将DDF设置为最小值。
图4A示出根据一个实施例的、图3A中示出的电流停泊切换调节器302的上游控制器305。上游控制器305可配置为提供大于由负载110所消耗的电流的电流IL1的储备量。例如，假定由负载110所消耗的电流是8安培，可通过将IL1维持在10安培的目标电流来提供20%的储备。指定与目标电流相对应的目标占空因数。DDF（即信号D的被测量的下游占空因数）响应于负载110的较高电流需求而增加，并且当DDF高于目标占空因数时，IL1增加以使用下游控制器310处的较低占空因数（即接近于目标占空因数的占空因数）来将电流提供到负载110。类似地，DDF响应于负载110的较低电流需求而减少，并且当DDF低于目标占空因数时，IL1减少以使用接近于目标占空因数的占空因数来将电流提供到负载110。
占空因数测量单元420测量信号D的占空因数，并可实现为占空因数测量单元320或325。上游控制器305配置为PWM控制器，所述PWM控制器配置为将DDF维持在由占空因数命令（DFC）所指定的目标占空因数之上。DFC应足够低使得DDF在上游控制器305的整个周期（即PWM频率的周期）期间留在目标范围中。
在一个实施例中，目标占空因数基于与负载110相关联的处理工作量而变化。例如，就在发起繁重工作量之前，减少目标占空因数以增加电流。当使用目标电流以控制电流的生成时，目标电流可就在发起繁重工作量之前增加。
设置重置触发器415被振荡器425以PWM频率（典型地，300kHz）设置并被指示DDF何时降到DFC之下的比较器410重置。触发器415的Q输出驱动电流控制单元405，所述电流控制单元405生成用于电流控制机构的切换机构M1和M2的使能信号。在一个实施例中，电流控制单元405是半桥驱动器。当R输入是低并且振荡器425的输出是高时，Q输出是高。Q输出将留在高直到R输入是高为止。每当R输出是高时（当DDF降到DFC之下时），Q输出是低。当Q是高时电流控制单元405使能切换机构M1并禁止切换机构M2以增加电流IL1。当Q是低时电流控制单元405禁止切换机构M1并使能切换机构M2以减少电流IL1。由电流控制单元405所生成的使能信号应是非重叠的，使得电源108的输出不短接到接地。被提供到切换机构M1的使能信号可配置为实现自举（bootstrap）电源以生成电源108的电压（例如12V）之上的栅极驱动。
图4B示出根据一个实施例的、电流停泊切换调节器302的上游控制器305的另一版本。电流测量单元422配置为将电流的被提供到负载110的部分—电流ILoad除以DDF以计算电流IL1。比较器412配置为将计算的电流与由电流命令（CC）所指定的目标电流相比较。当计算的电流大于目标电流时重置变成高以降低生成的电流IL1。
在另一实施例中，电流测量单元422可配置为直接测量IL1并省略占空因数测量单元420。比较器412将配置为将测量的IL1与由电流命令所指定的目标电流相比较。当测量的电流IL1大于目标电流时重置将变成高以降低生成的电流IL1。
图4C示出根据一个实施例的、用于上游控制器305控制通过电流控制机构所生成的电流的方法的流程图440。在步骤205，由上游控制器305配置电流源以生成电流IL1。在步骤210，由下游控制器310配置电压控制机构以将电流的部分提供到负载110以调节负载110处的电压电平。在步骤407，占空因数测量单元420测量信号D的占空因数，所述占空因数控制电流的被提供到负载110的部分。占空因数测量单元420产生输出DDF。在步骤430，上游控制器305确定生成的电流IL1是否应减少，并且如果否，那么在步骤435，上游控制器305配置电流控制机构为增加电流IL1。否则，在步骤442，上游控制器305配置电流控制机构为减少生成的电流IL1。
在一个实施例中，测量的占空因数与目标占空因数相比较以生成用于电流控制机构的使能信号。测量的占空因数（DDF）与电流的被提供到负载110的部分（ILoad）相对应。在另一实施例中，ILoad被测量并与DDF组合以产生与目标电流相比较的计算的电流，以生成用于电流控制机构的使能信号。在这些实施例中的每一个中，电流IL1的生成是基于电流的被提供到负载110的部分的。在又一实施例中，电流IL1被测量并与目标电流相比较以生成用于电流控制机构的使能信号。
图5A示出根据一个实施例的、用于使用下游控制器310或360（或包括下游控制器的控制器105或165）调节被提供到负载110或170的电压电平的方法的另一流程图500。在步骤502，初始化电压控制机构中的切换机构。具体来讲，禁止切换机构M3并使能切换机构M4。在另一实施例中，辅助供电电压VST被提供到下游控制器，并采用在电源108将供电电压提供到电流源之前将辅助供电提供到下游控制器的步骤来替换步骤502。
在步骤505，上游控制器305（或控制器105或165）配置电流控制机构以生成通过电感器L1的电流IL1。电流控制机构可配置为提供大于负载110或170所需的平均电流的电流。在步骤510，下游控制器配置电压控制机构以将电流的一部分提供到负载110或170以调节负载110处的电压电平VL。在步骤515，下游控制器确定VL是否大于Vmax，并且如果是，那么在步骤525，切换电压控制机构，以将电流源从负载110或170解耦并将电流源（即电感器L1）耦连到电流宿（即接地）以将IL1的较小部分提供到负载110或170以降低VL。在步骤525之后，下游控制器返回到步骤515。
如果在步骤515，VL不大于Vmax，那么在步骤530，下游控制器确定VL是否小于Vmin。如果VL小于Vmin，那么在步骤535下游控制器配置电压控制机构，以将电流源耦连到负载110或170并将电流源从电流宿解耦以将IL1的较大部分提供到负载110或170以增加VL。在步骤535之后，下游控制器返回到步骤515。否则，当VL不大于Vmax并且不小于Vmin时（即VL在由Vmin和Vmax所限界的范围内），那么下游控制器返回到步骤515。
电流的被提供到负载110或170的部分由信号D所确定，所述信号D由下游控制器310或360生成。信号D交替地使能第一切换机构M4，允许电流的一部分流到负载110或170，同时禁止第二切换机构M3，并随后使能第二切换机构以将电感器L1（或用于电功率转换设备180的L2）拉到接地，同时禁止第二切换机构以将负载110或170与电感器隔离。响应于电流瞬变，下游控制器310或360快速地增加或减少电流的被提供到负载110或170的部分，并将电压电平VL维持在由Vmin和Vmax所限界的预定范围内。具体来讲，当VL大于Vmax时，D变成低以使电流转向离开负载170，当VL小于Vmin时，D变成高以使负载170得到电流。
图5B示出根据一个实施例的系统550，所述系统550包括驱动使用共享的电流源的、具有独立控制器电压VLA和VLB的两个负载110-A和110-B的电流停泊切换调节器。如图5B所示，单个电感器L1提供电流IL1，其一部分被提供到两个负载110-A和110-B中的每一个。在一个实施例中，电流IL1的部分不被同时提供到两个负载110-A和110-B。滤波电容器C1A耦连到负载110-A，滤波电容器C1B耦连到负载110-B。单独的下游控制器510-A和510-B以及各自的切换机构M4A和M4B与负载中的每一个相关联。然而，切换机构M3可被下游控制器510-A和510-B所共享。下游控制器510-A和510-B每个可以是下游控制器310或360中的一个。
由下游控制器510-A和510B所生成的D输出信号DA和DB被组合以给予负载110-A运行优先权。在一个实施例中，负载110-A是最重要的或最高电流的负载。当DA是高时，切换机构M4A被使能，将电流源耦连到负载110-A，并且切换机构M4B和M3均被禁止。当切换机构M4A被使能时，电流IL1被提供到电容器CA1，VLA斜升而VLB斜降。当DA是低时DB可以是高，使能切换机构M4B并禁止切换机构M4A和M3。当切换机构M4B被使能时，电流IL1被提供到电容器C1B，VLB斜升而VLA斜降。当DA和DB均是低时，切换机构M3被使能并且切换机构M4A和M4B均被禁止，导致电流IL1“停泊”在电感器L1中，同时VLA和VLB斜降。系统550的有效占空因数是由DA和DB的逻辑“或”所形成的信号的占空因数，所述信号在图5B中示出为信号D。
图5C示出根据一个实施例的、包括电流停泊切换调节器的系统560。系统560中的电流停泊切换调节器可以分别是图1A和1C中示出的电功率转换设备120和180中的一个，或图3A、3C和4A中示出的电流停泊切换调节器中的一个。
电源108耦连到具有电感器L1的电流停泊切换调节器的电流控制机构和电压控制机构。在可替代实施例中，电源108耦连到具有电感器L11和L2的电流停泊切换调节器的电流控制机构和电压控制机构。上游控制器305配置为生成通过电感器L1的电流。下游控制器510可以是下游控制器310或360中的一个，并配置为调节负载处即电路580处的电压电平。在一个实施例中，下游控制器510配置为将电路580处的电压电平维持在由Vmin和Vmax所限界的预定范围内。
电感器L1位于包封电路580的封装570外。第二电感器L2（未示出）可位于封装570内，与第一寄生电容CPA相比降低第二寄生电容CPB，如结合图1C所描述的。第二电感器L2、切换机构M3和M4（或M13和M14）以及电容器C1（或C11）可被制造作为包括电路580的裸片575的一部分。在一个实施例中，第二电感器L2是平面空心电感器以及切换机构M3和M4（或M13和M14）是平面MOS晶体管。虽然图5B中示出具有分立电感器的电流停泊切换调节器的单个相，但具有分立电感器的电流停泊切换调节器的多个相或（具有或不具有分立电感器的）一个或多个电流停泊切换调节器的组合可与一个或多个常规电功率转换设备来一起使用以对电路580进行供电。
图6A示出根据一个实施例的、由电流停泊切换调节器302所生成的波形600。上游控制器是PWM控制器，其将信号D的占空因数维持在目标占空因数之下（如图4A所示）或将电流维持在目标电流之上（如图4B所示）。下游控制器可以是bang-bang控制器，其配置为将VL维持在由Vmin和Vmax所限界的范围内。
顶部的迹线是信号D的占空因数（DF），其随着电流IL1（第三迹线）的减少而增加以将恒定的电流提供到负载。第二迹线是由耦连到切换机构M1（M1栅极）的上游控制器305所生成的使能控制信号的第一信号。当M1栅极是高时，通过电感器L1的电流IL1由于电感器L1的上游侧连接到（12V）电源108而陡峭地斜升。当M1栅极是低时，电流IL1由于电感器L1的上游侧通过切换机构M2连接到GND而缓慢地衰减。
在产生波形600的仿真中，存在在5μs处的负载电流ILoad从20A到23A的电流瞬变以及在12μs处的目标占空因数从0.7到0.77的阶跃变化。图6B示出根据一个实施例的、图6A中示出的波形600的一部分的放大图。
如图6A以及图6B的放大图二者所示，电流瞬变导致占空因数DF的阶跃增加和下游控制器310（实现为bang-bang控制器）的工作频率的阶跃减少，但电压VL留在由Vmin和Vmax所限界的范围中。如图6B所示，下游控制器310通过增加占空因数DF来立即对电流瞬变做出响应，使得VL留在目标电压范围内。图6B还示出下游控制器310的频率在较高占空因数处是如何由于VL的上升斜率的减少而降低的。
图6C示出根据一个实施例的、图6A中示出的波形600的一部分的另一放大图。图6C示出在电流IL1从6.67μs到7μs的长上摆期间占空因数和下游控制器310的工作频率是如何变化的。在电流IL1的斜坡的开始处，占空因数很高，在0.9以上，并且下游控制器310的工作频率相应低。随着电流IL1的斜升，占空因数斜降并且下游控制器310的工作频率增加。
图7示出在其中可实现各先前实施例的各架构和/或功能性的示例性系统700。如所示，提供了系统700，其包括至少一个连接到通信总线702的中央处理器701。通信总线702可使用任何合适的协议来实现，诸如外围部件互连（PCI）、PCI-Express、AGP（加速图形端口）、超传输、或任何其他总线或点对点通信协议。系统700还包括主存储器704。控制逻辑（软件）和数据存储在可采取随机存取存储器（RAM）形式的主存储器704中。
系统700还包括输入设备712、图形处理器706以及显示器708，所述显示器708即常规CRT（阴极射线管）、LCD（液晶显示器）、LED（发光二极管）、等离子显示器等等。可从输入设备712例如键盘、鼠标、触摸板、扩音器等接收用户输入。在一个实施例中，图形处理器706可包括多个着色器模块、光栅化模块等。前述模块中的每一个实际上可布置于单个半导体平台上以形成图形处理单元（GPU）。
在本描述中，单个半导体平台可以指单独一个的基于半导体的集成电路或芯片。应注意的是，术语单个半导体平台还可以指具有增强的连通性的多芯片模块，其仿真片上操作，并通过利用常规中央处理单元（CPU）和总线实现方案做出实质的改进。当然，各模块还可根据用户的期望分开地或以半导体平台的各种组合来布置。图5A和5B中分别示出的系统550和500中的一个或多个可被包含在系统700中以对芯片中的一个或多个进行供电。
系统700还可包括二级存储710。二级存储710包括例如硬盘驱动器和/或表示软盘驱动器、磁带驱动器、压缩光盘驱动器、数字通用光盘（DVD）驱动器、记录设备、通用串行总线（USB）闪存的可移动存储驱动器。可移动存储驱动器以公知的方式从可移动存储单元读取和/或写入到可移动存储单元。计算机程序或计算机控制逻辑算法可存储在主存储器704和/或二级存储710中。这类计算机程序当被执行时使得系统700能够实施各种功能。主存储器704、存储710和/或任何其他存储是计算机可读介质的可能的示例。
在一个实施例中，可在以下内容的上下文中实现各先前示图的架构和/或功能性：中央处理器701、图形处理器706、能够具有中央处理器701和图形处理器706二者的能力的至少一部分的集成电路（未示出）、芯片集（即设计为作为用于实施相关功能的单元来工作和出售的集成电路组等）和/或用于此的任何其他集成电路。
还有就是，可在以下内容的上下文中实现各先前示图的架构和/或功能性：通用计算机系统、电路板系统、专用于娱乐目的的游戏机系统、特定于应用的系统和/或任何其他所期望的系统。例如，系统700可采取台式计算机、膝上型计算机、服务器、工作站、游戏机、嵌入式系统和/或任何其他类型的逻辑的形式。还有就是，系统700可采取各种其他设备的形式，包括但不限于个人数字助理（PDA）设备、移动电话设备、电视机等。
进一步地，虽然未示出，但系统700可耦连到网络（例如电信网络、局域网（LAN）、无线网、诸如互联网的广域网（WAN）、对等网络、电缆网络等等）用于通信目的。
虽然上文已描述了各实施例，但应理解的是它们通过仅示例而非限制的方式加以呈现。因此，优选实施例的宽度和范围不应被上文所述的示例性实施例中的任何一个所限制，而应仅根据下面的权利要求和其等同物来加以限定。

Claims (14)

1.一种电功率转换方法，包括：
配置电流源为将电流提供到电压控制机构；
通过第一切换机构，配置所述电压控制机构为将所述电流的一部分提供到负载，所述第一切换机构直接耦合在所述电流源和所述负载之间并由第一信号控制，其中所述电流的一部分随着所述第一信号的占空因数的增加而增加，并且所述电流的一部分随着所述第一信号的占空因数的减小而减小；
测量所述第一信号的所述占空因数，以产生经测量的占空因数；
将所述经测量的占空因数与目标占空因数相比较以产生比较输出，所述目标占空因数对应于所述负载消耗的电流；以及
基于所述比较输出生成用以控制所述电流源内的第二切换机构的第二信号，从而基于比较结果来调节所述电流，其中所述电压控制机构以比所述电流源高的频率操作。
2.根据权利要求1所述的方法，其中所述第二信号将所述电流源与电源耦连和解耦以调节所述电流。
3.根据权利要求1所述的方法，其中所述第二信号将所述电流源与电流宿耦连和解耦以调节所述电流。
4.根据权利要求1所述的方法，进一步包括：
当所述经测量的占空因数小于所述目标占空因数时减少生成的所述电流。
5.根据权利要求1所述的方法，其中所述目标占空因数根据与所述负载相关联的处理工作量来变化。
6.根据权利要求1所述的方法，其中所述测量包括对所述第一信号进行滤波以产生所述经测量的占空因数。
7.根据权利要求1所述的方法，其中所述测量包括对抽头延迟线进行采样以产生所述经测量的占空因数。
8.根据权利要求1所述的方法，进一步包括当所述经测量的占空因数大于所述目标占空因数时增加所述电流。
9.根据权利要求1所述的方法，其中所述电流大于调节所述负载处的输出电压电平所需的平均电流。
10.一种电功率转换方法，包括：
配置电流源为将电流提供到电压控制机构；
通过第一切换机构，配置所述电压控制机构为将所述电流的一部分提供到负载，所述第一切换机构直接耦合在所述电流源的输出和所述负载之间并由第一信号控制，其中所述第一信号在预定的范围内维持在负载上的输出电压水平，所述预定的范围由最小电压和最大电压为边界；
测量所述电流源的输出处的所述电流以产生测量的电流；
将经测量的电流与目标电流相比较以产生比较输出，所述目标电流对应于所述负载消耗的电流；以及
基于所述比较输出生成用以控制所述电流源内的第二切换机构的第二信号，从而基于比较结果来调节所述电流，其中所述电压控制机构以比所述电流源高的频率操作。
11.根据权利要求10所述的方法，其中所述第二信号控制所述第二切换机构，以当所述测量的电流不大于所述目标电流时增加所述电流。
12.一种电功率转换设备，包括：
电流源，被配置为生成电流；
电压控制机构，被配置为通过第一切换机构将所述电流的一部分提供到负载，所述第一切换机构直接耦合在所述电流源和所述负载之间并由第一信号控制；以及
上游控制器，其耦连到所述电流源并配置为：
测量所述第一信号的占空因数以产生经测量的占空因数，其中所述电流的一部分随着所述第一信号的占空因数的增加而增加，并且所述电流的一部分随着所述第一信号的占空因数的减小而减小；
将所述经测量的占空因数与目标占空因数相比较以产生比较输出，所述目标占空因数对应于所述负载消耗的电流；以及
基于所述比较输出生成用以控制所述电流源内的第二切换机构的第二信号，从而基于比较结果来调节所述电流，其中所述电压控制机构以比所述电流源高的频率操作。
13.一种电功率转换设备，包括：
电流源，被配置为生成电流：
电压控制机制，被配置为通过第一切换机构将所述电流的一部分提供到负载，所述第一切换机构直接耦合在所述电流源的输出和所述负载之间并由第一信号控制，其中所述第一信号在预定的范围内维持输出电压水平，所述预定的范围由最小电压和最大电压为边界；
上游控制器，耦合至所述电流源并被配置为：
测量所述电流源的输出处的电流，以产生经测量的电流；
将经测量的电流与目标电流相比较以产生比较输出，所述目标电流对应于所述负载消耗的电流；以及
基于所述比较输出生成用以控制所述电流源内的第二切换机构的第二信号，从而基于比较结果来调节所述电流，其中所述电压控制机构以比所述电流源高的频率操作。
14.根据权利要求13所述的电功率转换设备，其中所述上游控制器进一步配置为生成所述第二信号，以当所述测量的电流不大于所述目标电流时增加所述电流。
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