JP2006325281A - スイッチング電源回路とスイッチング電源制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】 自己バイアス方式のスイッチング電源において、電源起動過程の制御切り換え時に電源突入電流の発生を防止して、スイッチング素子や誘導性負荷の劣化・破壊からの保護が可能なスイッチング電源回路の提供を行う。
【解決手段】 無制御発振起動動作から制御発振起動動作へ切り変わるポイントで、本来無制御発振起動動作時には制御されていない誤差増幅器１５の出力電位を、電源入力電圧Ｖ_ＩＮと電源出力電圧Ｖ_ＯＵＴの電位差よりメインおよび整流スイッチが必要とするパルス幅を確実に発生できる電位から“本発振”開始となるように帰還を掛け、確実な切り換え起動を行わせる。
【選択図】図１

Description

本発明は、自動昇降圧制御スイッチング電源回路に関する。

この種のスイッチング電源回路として、（特許文献１）などの電源装置が知られている。近年、電子機器等のバッテリー駆動機器の増加に伴い、機器の低電圧動作、かつ長時間動作、つまり、バッテリーの高寿命化への要求が高まりつつある。

図７は従来のスイッチング電源回路の一例を示す。
電源入力電圧Ｖ_ＩＮの起動によりＤＣ−ＤＣコンバータを介して電源出力電圧Ｖ_ＯＵＴを出力するこのスイッチング電源回路は、電源出力電圧Ｖ_ＯＵＴを検出する検出抵抗３３，３４および誤差増幅器３５と、ソフトスタートの時定数を決定する定電流源３７と静電容量３８と、スイッチング素子のオン／オフ周期を決定する発振回路３９およびリング発振回路４５と、前記誤差増幅器３５および発振器３９の信号によりメインスイッチ４７，５１および整流スイッチ４８，５０のオン／オフ時間を制御するＰＷＭコンパレータ４０と、メインスイッチ４７，５１および整流スイッチ４８，５０のオン／オフのタイミングをコントロールする制御回路４６と、電源出力電圧Ｖ_ＯＵＴをモニターするコンパレータ４３と、前記コンパレータ４３の出力信号によりオン／オフ動作するスイッチ手段４２，４４と定電圧源３６，４１，５４と、誘導性負荷回路を構成するチョークコイル４９と、平滑容量５２から構成されている。５３は負荷を表している。

電源入力電圧Ｖ_ＩＮの起動によりスイッチング電源回路は動作開始となるが、電源入力電圧Ｖ_ＩＮが例えば単三型電池から供給される場合には、非常に低い供給電圧でも回路動作する必要があり、前記制御回路２５の回路構成を簡素にする必要がある。そのような回路構成では、回路動作の温度保証や、特性バラツキを小さくすることが困難であり、回路動作を安定に制御することが困難になる。

そのため、起動時には電源入力電圧Ｖ_ＩＮによりバイアスされているリング発振回路４５の信号によりメインスイッチ４７，５１をオン／オフさせ、電源出力電圧Ｖ_ＯＵＴの帰還制御を行わずに電圧上昇させるよう構成されている。具体的には、スイッチ手段４４によってリング発振回路２３を選択して、リング発振による無帰還昇圧動作（以後、“スタートアップ発振”と記述）が実行される。

このときの電源出力電圧Ｖ_ＯＵＴの電圧上昇をコンパレータ４３がモニターし、電源出力電圧Ｖ_ＯＵＴの電位が定電圧源４１の電位に到達すると、スイッチ手段４２を開放すると共に、前記“スタートアップ発振”から、発振回路３９および誤差増幅器３５とＰＷＭコンパレータ４０を用いた帰還スイッチング動作（以後、“本発振”と記述）に切り換え、検出抵抗３３，３４および基準電圧源３６から決定する目標電圧まで起動を行わせるよう構成されている。

前記の“本発振”時の昇降圧制御方式は、誤差増幅器の出力電圧に応じ、前記誤差増幅器３５の出力電圧が所定の電圧より低い時はメインスイッチ４７および整流スイッチ４８をオン／オフして、かつ昇圧制御用の整流スイッチ５０をフルオンさせて降圧動作を行い、誤差増幅器３５の出力電圧が高い時はメインスイッチ５１および整流スイッチ５０をオン／オフ、更に降圧制御用のメインスイッチ４７をフルオンさせて昇圧動作を行う。

また前記“スタートアップ発振”から“本発振”への切り換わり時には、誤差増幅器３５の反転入力（−）は基準電圧源３６よりも低い状態であるため、誤差増幅器３５出力は“Ｈ”レベルでスタートすることになり、過剰な電力供給による起動ラッシュ電流やオーバーシュートが発生するため、その回避として静電容量３８と定電流源３７によるソフトスタート動作により切り換え後のパルス幅を制限している。
特開平８−９６３０号公報

しかしながら上記従来の構成では、“スタートアップ発振”から“本発振”への切り換え時には、誤差増幅器３５の出力は“Ｈ”レベルのため、メインスイッチ５１および整流スイッチ５０をオン／オフ、更に降圧制御用のメインスイッチ４７をフルオンさせる昇圧制御動作設定でスタートし、一方、静電容量３８と定電流源３７で決まるソフトスタート電位は０ボルトからスタートするため、“本発振”への切り換わり直後には、昇圧用のメインスイッチ５１はオフ、整流スイッチ５０はオン、降圧用のメインスイッチ４７はオン、すなわち、電源入力電圧Ｖ_ＩＮと電源出力電圧Ｖ_ＯＵＴが、降圧用のメインスイッチ４７、チョークコイル４９、昇圧用整流スイッチ５０を介しショート状態となる。

この時、例えば電源入力電圧Ｖ_ＩＮが２ボルト、コンパレータ４３による“スタートアップ発振”から“本発振”の切り換わり基準電圧源としての定電圧源４１が２．５ボルト時の場合、すなわち、電源出力電圧Ｖ_ＯＵＴが２．５ボルトで“本発振”への切り換え動作において、電源入力電圧Ｖ_ＩＮより電源出力電圧Ｖ_ＯＵＴの方が高くなり、出力から電源に向かい“スタートアップ発振”時に蓄えられた電力（電流）が流出されたことによる電源出力電圧Ｖ_ＯＵＴの電圧降下が発生し、電源出力電圧がコンパレータ４３の基準電圧源４１を下回り再び“スタートアップ発振”に戻ってしまう。

上記動作による“スタートアップ発振”の再開により再び電源出力電圧Ｖ_ＯＵＴが上昇し、コンパレータ４３による検出で“本発振”に切り換わり、切り換わり時の
“ Ｖ_ＩＮ ＜ Ｖ_ＯＵＴ ”
の関係で再び電源出力電圧Ｖ_ＯＵＴの電圧降下と言う繰り返し動作を行い、最悪の場合には起動不良を引き起こす。

逆に、定電圧源４１の２．５ボルトより電源入力電圧Ｖ_ＩＮが高い場合、前記の通り、降圧用のメインスイッチ４７、チョークコイル４９、昇圧用整流スイッチ５０による入出力間がショート状態のため、電源出力電圧Ｖ_ＯＵＴは瞬時に上昇してしまい、出力にオーバーシュートやラッシュ電流を発生させる可能性、部品の劣化・破壊の可能性がある。

本発明は上記従来の問題点を解決するもので、回路の起動を確実にして、スイッチング素子および誘導性負荷などの部品の劣化・破壊からの保護を期待できるスイッチング電源回路を提供することを目的とする。

上記問題点を解決するため、本発明のスイッチング回路は、ソフトスタートをＰＷＭ入力方式から誤差増幅器入力の目標値追随型とし、更に“スタートアップ発振”から“本発振”への切り換わり時には、ソフトスタート電位は検出抵抗による分圧された電圧と同電位に、また誤差増幅器の出力は入出力電圧差から決定し、メインおよび整流スイッチが必要とするパルス幅を確実に発生できる電位から“本発振”開始となるように、ソフトスタートおよび誤差増幅器に帰還を掛け、確実な起動を行わせるように構成したことを特徴とする。

本発明の請求項１記載のスイッチング電源回路は、降圧制御用のメインスイッチと整流スイッチの直列回路の接続点と、昇圧制御用の整流スイッチとメインスイッチの直列回路の接続点との間に誘導性負荷を接続し、前記スイッチを制御回路の出力信号で制御するＤＣ−ＤＣコンバータを有し、前記制御回路のバイアス源を自己の前記ＤＣ−ＤＣコンバータの電源出力電圧とした自動昇降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ制御方式のスイッチング電源回路であって、前記ＤＣ−ＤＣコンバータの電源出力電圧が所定の電圧まで上昇する間は“無帰還のスタートアップ発振”制御を選択し、前記所定の電圧後から目標値まで電源出力電圧を検出する誤差増幅器に応じたパルス幅制御を行う“本発振”制御を選択する切り換え手段と、出力電圧が徐々に上昇するソフトスタート制御手段と、前記ＤＣ−ＤＣコンバータの電源出力電圧が前記所定の電圧まで上昇するまでは前記切り換え手段に応じて誤差増幅器の入出力間を結合し前記誤差増幅器の出力を前記ソフトスタート手段の出力電圧に応じた目標値近傍の所定の電位に待機させる帰還制御手段とを備えたことを特徴とする。

本発明の請求項２記載のスイッチング電源回路は、請求項１において、電源入力電圧と電源出力電圧との差を検出し、その差に応じて前記誤差増幅器の出力の待機電位を制御するように構成したことを特徴とする。

本発明のスイッチング電源制御方法は、降圧制御用のメインスイッチと整流スイッチの直列回路の接続点と、昇圧制御用の整流スイッチとメインスイッチの直列回路の接続点との間に誘導性負荷を接続し、前記スイッチを制御回路の出力信号で制御するＤＣ−ＤＣコンバータを有し、前記制御回路のバイアス源を自己の前記ＤＣ−ＤＣコンバータの電源出力電圧としたスイッチング電源回路のスイッチング電源制御方法であって、
電源入力電圧の起動時は、電源入力電圧によりバイアスされたリング発振回路の“スタートアップ発振”の出力に基づいて前記ＤＣ−ＤＣコンバータの降圧用スイッチと昇圧用スイッチとをスイッチング制御し、前記電源出力電圧に応じてパルス幅制御しない無帰還の“スタートアップ発振”制御で電源出力電圧を上昇させ、前記電源出力電圧が目標値に至る直前の所定値に到達すると“スタートアップ発振”制御から動作の安定な“本発振”制御に切り換えて、前記電源出力電圧に応じたパルス幅を制御しながら前記ＤＣ−ＤＣコンバータの降圧用スイッチと昇圧用スイッチとをスイッチング制御して目標値まで起動し、前記“スタートアップ発振”制御から“本発振”制御への切り換え時には、前記ソフトスタート電位は検出抵抗による分圧された電圧と同電位に、また電源入力電圧と電源出力電圧との入出力電圧差に基づいてＤＣ−ＤＣコンバータの前記スイッチが必要とするパルス幅を確実に発生できる電位から“本発振”制御を開始するように帰還を掛けることを特徴とする。

この構成によると、“スタートアップ発振”から“本発振”切り換わり時に、前記ＤＣ−ＤＣコンバータの電源出力電圧が所定の電圧まで上昇するまで電源出力電圧を前記制御回路の入力側に帰還させる誤差増幅器の出力を任意の電位に待機させることができ、前記誤差増幅器の出力電圧が、メインおよび整流スイッチに必要とされるパルス幅が発生できる電位からスタートできることにより、切り換え時の不適合な発生パルスによる起動不良やオーバーシュート等を抑えて、バッテリーの高寿命化や低電圧時の安定動作、更にはシステムの誤動作やスイッチング素子および誘導性負荷などの部品の劣化・破壊からの保護を実現できる。

以下、本発明の実施の形態を図１〜図６に基づいて説明する。
図１は本発明のスイッチング電源回路を示す。
このスイッチング電源回路は、電源入力電圧Ｖ_ＩＮの起動によりＤＣ−ＤＣコンバータを介して電源出力電圧Ｖ_ＯＵＴを出力する。２６は降圧制御用のメインスイッチ、２７は降圧制御用の整流スイッチであり、降圧制御用のメインスイッチ２６及び整流スイッチ２７はＰチャネルＦＥＴとＮチャネルＦＥＴで構成されている。２９は昇圧制御用の整流スイッチ、３０は昇圧制御用のメインスイッチであり、昇圧制御用の整流スイッチ２９及びメインスイッチ３０はＰチャネルＦＥＴとＮチャネルＦＥＴで構成されている。

メインスイッチ２６はソースが電源入力電圧Ｖ_ＩＮに接続され、ドレインが整流スイッチ２７のドレインに接続されている。整流スイッチ２７のソースは基準電位に接続されている。整流スイッチ２９はソースが電源出力電圧Ｖ_ＯＵＴに接続され、ドレインがメインスイッチ３０のドレインに接続されている。メインスイッチ３０のソースは基準電位に接続されている。誘導性負荷としてのチョークコイル２８は、メインスイッチ２６のドレインと整流スイッチ２７のドレインとの接続点に一端が接続され、他端は整流スイッチ２９のドレインとメインスイッチ３０のドレインとの接続点に接続されている。３１は平滑コンデンサ、３２は負荷であり、平滑コンデンサ３１および負荷３２は電源出力電圧Ｖ_ＯＵＴに接続されている。

メインスイッチ２６のゲートおよび整流スイッチ２７のゲートと、整流スイッチ２９のゲートおよびメインスイッチ３０のゲートとには、昇降圧の制御を行う制御回路２５の出力信号（ｋ）（ｌ）（ｉ）（ｊ）が印加されてオン／オフ状態が制御されている。

分圧バッファアンプ６は、入力電圧の電源入力電圧Ｖ_ＩＮを検出抵抗４，５によって分圧した入力電圧（ｍ）をバッファした電圧を出力する。分圧バッファアンプ６は、後段に接続された反転バッファ１８から入力側（検出抵抗４，５）に帰還される電流レベル小さくして、反転バッファ１８の回路動作が検出動作に悪影響することを防止する役割を果たす。分圧バッファアンプ６は電源出力電圧Ｖ_ＯＵＴを電源供給源として動作している。

反転バッファ１８は、非反転入力（＋）には基準電圧源１４の基準電圧（ｎ）が印加され、反転入力（−）には増幅度を設定するための帰還抵抗１２，１３が接続されている。そして、反転入力（−）に入力された分圧バッファアンプ６の出力信号を反転増幅するものである。反転バッファ１８は電源出力電圧Ｖ_ＯＵＴを電源供給源として動作している。

差動アンプ１０は、電源出力電圧Ｖ_ＯＵＴを検出抵抗１，２で分圧した電圧（ｄ）が非反転入力（＋）に印加され、反転入力（−）には基準電圧源７からの基準電圧（ｐ）が印加されている。差動アンプ１０は電源出力電圧Ｖ_ＯＵＴを電源供給源として動作している。

反転バッファ１８の出力は抵抗１９を介してソフトスタート電位設定用の差動アンプ１７の非反転入力（＋）に接続され、差動アンプ１０の出力も差動アンプ１７の非反転入力（＋）に接続されている。

反転入力（−）に電源出力電圧Ｖ_ＯＵＴを検出抵抗１，２で分圧した前記電圧（ｄ）が印加された誤差増幅器１５には、基準電圧源９から起動の目標値を設定する基準電圧が非反転入力（＋）に印加されている。誤差増幅器１５のもう一つの非反転入力（＋）には、差動アンプ１７の出力がスイッチ手段１１を介して印加されている。誤差増幅器１５は電源出力電圧Ｖ_ＯＵＴを電源供給源として動作している。誤差増幅器１５の出力電位（ｇ）は、差動アンプ１７の反転入力（−）と前記制御回路２５に印加されている。なお、誤差増幅器１５の非反転入力（＋）に接続された静電容量３および定電流源８は、“本発振”切り換わり後のソフトスタート時定数を決めるためのものである。

ＰＷＭコンパレータ２１は、非反転入力（＋）に前記誤差増幅器１５の出力電位（ｇ）が印加され、反転入力（−）には発振回路１６の出力信号（ｆ）が印加されている。ＰＷＭコンパレータ２１と発振回路１６は電源出力電圧Ｖ_ＯＵＴを電源供給源として動作しており、安定化した電源供給によって回路のバイアス状態を安定にして、定常動作時の回路動作の安定化を図っている。

コンパレータ２２は、反転入力（−）には電源出力電圧Ｖ_ＯＵＴが印加され、非反転入力（＋）には基準電圧源２０から目標値を設定する基準電圧が印加されている。そして、コンパレータ２２は、電源入力電圧Ｖ_ＩＮを電源供給源として動作しており、基準電圧源２０の基準電圧と電源出力電圧Ｖ_ＯＵＴを比較して、スイッチ手段１１，２４の動作を切り換える。電源出力電圧Ｖ_ＯＵＴが基準電圧より低下すると、スイッチ手段１１をオフ状態にすると同時にスイッチ手段２４によってＰＷＭコンパレータ２１の出力信号を制御回路２５に印加する。

制御回路２５へ印加する信号を選択するスイッチ手段２４は、コンパレータ２２の出力信号（ｃ）によって切り換え制御され、ＰＷＭコンパレータ２１の出力またはリング発振回路２３の発振出力（スタートアップ制御パルス（ｈ））を選択して出力している。

リング発振回路２３は、奇数段、例えば５段、７段または９段のインバータ回路を入出力が一方向になるように数珠繋ぎにして、複数段のインバータ回路によって閉ループを構成する単純なものであり、電源入力電圧Ｖ_ＩＮを電源供給源として動作している。リング発振回路２３は、電源電圧に依存して発振周波数が変動するという欠点を有するものの、低い電源電圧から高い電源電圧までの広い電源電圧範囲で安定に発振動作する特徴を持っているため、回路動作が安定しにくいスタートアップ時の信号源（スタートアップ制御パルス（ｈ））として採用する。

上記の構成を、図２と図４に示すタイミングチャートを参照しながら詳細に説明する。
図２において、電源入力電圧Ｖ_ＩＮ（ａ）の投入により起動開始となるが、従来例において説明したように、電源入力電圧Ｖ_ＩＮが例えば単三型電池から供給される場合には、低い電源電圧でも回路動作する必要があり、前記制御回路２５の回路構成を簡素にする必要がある。しかし、回路構成では回路動作の温度保証や、特性バラツキを小さくすることが困難であり、回路動作を安定に制御することが困難になる。

そのため電源入力電圧Ｖ_ＩＮの起動時は、電源入力電圧Ｖ_ＩＮのバイアスで動作する前記リング発振回路２３で発生したスタートアップ制御パルス（ｈ）を制御回路２５に入力する。スタートアップ制御パルス（ｈ）に基づいて前記制御回路２５は、メインスイッチ２６とメインスイッチ３０をオン／オフさせる。図２のように制御パルス（ｋ）がＬレベルの期間にメインスイッチ２６のソース・ドレイン間が導通し、制御パルス（ｊ）がＨレベルの期間にメインスイッチ３０のドレイン・ソース間が導通する。このとき、制御パルス（ｌ）がＬレベルのため整流スイッチ２７のドレイン・ソース間がオフ状態、制御パルス（ｉ）がＨレベルのため整流スイッチ２９のソース・ドレイン間がオフ状態になり、図３（Ａ）に示すように電源入力電圧Ｖ_ＩＮからメインスイッチ２６，３０を介してチョークコイル２８に矢印６０で示すように左から右に向かって電流が流れる。このとき、メインスイッチ２６のドレインとチョークコイル２８との接続点は、オフ状態の整流スイッチ２７のドレイン・ソース間に存在している寄生ダイオード６１によって基準電位に接続されている。また、メインスイッチ３０のドレインとチョークコイル２８との接続点は、オフ状態の整流スイッチ２９のソース・ドレイン間に存在している寄生ダイオード６２によって電源出力電圧Ｖ_ＯＵＴのラインに接続されている。

メインスイッチ２６，３０がオン状態からオフ状態への過渡期には、チョークコイル２８に左から右に向けて電流を流し続けようとするため、図３（Ｂ）に示すように整流スイッチ２７の寄生ダイオード６１から、チョークコイル２８，整流スイッチ２９の寄生ダイオード６２，平滑コンデンサ３１，基準電位を経由して矢印６３のループで充電電流が流れる。

制御パルス（ｋ）のＬレベルの期間と制御パルス（ｊ）のＨレベルの期間が、次第に長くなって、図２（ｂ）のように電源出力電圧Ｖ_ＯＵＴが次第に上昇する。
なお、図２は“ 電源入力電圧Ｖ_ＩＮ ＜ 電源出力電圧Ｖ_ＯＵＴ ”時のタイミングチャートであり、図４は“ 電源入力電圧Ｖ_ＩＮ ＞ 電源出力電圧Ｖ_ＯＵＴ ”時のタイミングチャートである。

前記昇圧用および降圧用のメインスイッチのオン／オフにより上昇した電源出力電圧Ｖ_ＯＵＴを、コンパレー２２がモニターし、その電位が基準電圧源２０で設定した目標値に到達すると図２（ｃ）の信号が発生し、スイッチ手段１１をオフ，同じくスイッチ手段２４によってＰＷＭコンパレータ２１の出力を選択し、電源出力電圧Ｖ_ＯＵＴに応じてパルス幅制御する“本発振”制御に切り換え、基準電圧源９で設定される目標値まで起動が行われる。

この時“スタートアップ発振”から“本発振”制御への切り換えをスムーズに行わせるためには、誤差増幅器１５の出力電位を所定の制御電位に待機させておき、“スタートアップ発振”から“本発振”制御への切り換える時に電位差が生じないようにする配慮が必要である。

そこで、“スタートアップ発振”で動作している期間中は、スイッチ手段１１のオン状態を継続して、差動アンプ１７と誤差増幅器１５とで負帰還ループを構成している。この負帰還ループの動作により、差動アンプ１７の非反転入力（＋）と反転入力（−）とが同電位（仮想接地状態）となるように機能する。

例えば、電源出力電圧Ｖ_ＯＵＴを分圧した電圧、即ち（ｄ）点の電位は“スタートアップ発振”動作によって、徐々に上昇していく。最初の段階では、誤差増幅器１５の出力電圧はゼロボルトであり、（ｄ）点の電位とソフトスタート電位（ｅ）との電位レベルが異なっているが、差動アンプ１７と誤差増幅器１５との負帰還ループによって、ソフトスタート電位（ｅ）が上昇して（ｄ）点の電位に近接していく。それにつれて、誤差増幅器１５の出力電位が徐々に上昇していく。

発振回路１６の発振信号は、電源オンした後、動作が安定するまでに多少の時間を要し、直流レベルが上昇しつつ、発振振幅が大きくなる。コンパレータ２２発振回路１６の発振出力が安定するような電源出力電圧Ｖ_ＯＵＴを検出して、スタートアップ発振から本発振の動作に切り換える。

また誤差増幅器１５の出力電位（ｇ）を入出力電圧差から昇圧動作時、降圧動作時それぞれ下式（１）（２）で決まるメインスイッチおよび整流スイッチの必要パルス幅を発生できるように制御を行うように構成されている。その動作を図５と図６を参照しながら説明する。

図５は反転バッファ１８の回路動作を説明するための図であり、横軸を電源入力電圧Ｖ_ＩＮとし、縦軸を各部の電位として表している。電源入力電圧Ｖ_ＩＮが変化した時に電源入力電圧Ｖ_ＩＮを抵抗４，５で分圧した（ｍ）点の電位は、電源入力電圧Ｖ_ＩＮが大きくなるとそれに比例して大きくなる。反転バッファ１８の出力電圧Ｖｏは（ｏ）点電位の標準値と等しく、電源入力電圧Ｖ_ＩＮが大きくなると、それに反比例して減少する方向に変化する。（ｏ）点の電位は、抵抗１９の電圧降下によって（ｏ）点電位を中心に変動し、差動アンプ１０の出力電流と抵抗１９の抵抗値との積によって（ｏ）点電位の変動幅（最大値と最小値との差）が決定される。

図６はソフトスタート電位設定用の差動アンプ１５の動作を説明するための図であり、電源出力電圧Ｖ_ＯＵＴ（ｂ）を検出抵抗１，２で分圧した（ｄ）点電位が基準電圧源７の電位と等しいとき、差動アンプ１５の出力電流はゼロであり、電源出力電圧Ｖ_ＯＵＴがそれより大きくなると正の出力電流を出力し、抵抗１９の電圧降下によって（ｏ）点電位を上昇さて、図５の最大値まで可変することができる。逆に、電源出力電圧Ｖ_ＯＵＴがそれより小さくなると負の出力電流を出力し、抵抗１９の電圧降下によって（ｏ）点電位を下降さて、図５の最小値まで可変することができる。

・“ 電源入力電圧Ｖ_ＩＮ ＜ 電源出力電圧Ｖ_ＯＵＴ ”時（昇圧動作時）
Ｖｇ＝発振器上下限電圧差・（Ｖ_ＯＵＴ−Ｖ_ＩＮ）／Ｖ_ＯＵＴ＋発振器下限電圧
・・・式（１）
・“ 電源入力電圧Ｖ_ＩＮ ＞ 電源出力電圧Ｖ_ＯＵＴ ”時（降圧動作時）
Ｖｇ＝発振器上下限電圧差・Ｖ_ＯＵＴ／Ｖ_ＩＮ＋発振器下限電圧 ・・・式（２）
“スタートアップ発振”時に電源入力電圧を検出抵抗４，５が、電源出力電圧を検出抵抗１，２がモニターし、検出抵抗４，５の抵抗値Ｒ４，Ｒ５により分圧された入力電圧（ｍ）は、分圧バッファアンプ６を介し基準電圧源１４の基準電圧（ｎ）＝Ｖ１４を基準にして反転増幅され、反転バッファ１８は出力端子に出力電圧ＶＯを出力する。その値は下式（３）で算出される。

ＶＯ＝Ｖ１４＋Ｒ１３・｛（Ｖ１４・（Ｒ４＋Ｒ５）−Ｖ_ＩＮ・Ｒ５）／（Ｒ１２・（ Ｒ４＋Ｒ５））｝ ・・・式（３）
一方、検出抵抗１，２の抵抗値Ｒ１，Ｒ２により分圧された電圧Ｖｄ（ｄ）は下式（４）で算出することができる。差動アンプ１０は、この電圧Ｖｄと基準電圧源７の基準電圧（ｐ）とを比較して、比較動作に応じた差動電流を抵抗１９へ出力する。

Ｖｄ＝Ｖ_ＯＵＴ・Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２） ・・・式（４）
この時、上式（４）のＲ１およびＲ２はＤＣ−ＤＣコンバータ出力の目標値算出下式（５）で決定される。

Ｖ_ＯＵＴ＝Ｖ９・（Ｒ１＋Ｒ２）／Ｒ２ ・・・式（５）
分圧された電圧（ｄ）が基準電圧源７の基準電圧（ｐ）よりも低い時、すなわち、電源出力電圧Ｖ_ＯＵＴが高い時は、差動アンプ１０は電流を流出し、その電流が抵抗１９に印加される事により、反転バッファ１８の出力電圧ＶＯ（ｏ）を上昇させる。そして、逆に基準電圧源７の基準電圧（ｐ）よりも高い時、すなわち、電源出力電圧Ｖ_ＯＵＴが低い時は、差動アンプ１０は電流を流入して反転バッファ１８の出力電圧ＶＯ（ｏ）を下降させる。

上記のように、電源入力電圧および電源出力電圧の検出により設定された反転バッファ１８の出力電圧ＶＯ（ｏ）は、差動アンプ１７の非反転入力（基準）に入力されている。一方、差動アンプ１７の出力はスタートアップ発振時にオンしているスイッチ手段１１により誤差増幅器１５の非反転入力（＋）に接続され、更に誤差増幅器１５の出力は差動アンプ１７の反転入力（−）に接続されているため、差動アンプ１７は誤差増幅器１５の入力を、また誤差増幅器１５は差動アンプ１７の入力をそれぞれ仮想接地になるように負帰還を掛けている。

つまり、電源出力電圧の検出抵抗１，２および電源入力電圧の検出抵抗４，５や基準電圧源８，１４の最適化により入出力電圧差から設定された反転バッファ１８の出力（ｏ）を、差動アンプ１７と誤差増幅器１５による帰還ループで誤差増幅器の出力電圧として発生させ、“本発振”開始時に必要パルス幅発生可能電位に待機制御させている。

なお、コンパレータ２２により“本発振”切り換えられた後は、スイッチ手段１１がオフされるため、静電容量３および定電流源８で決定される時定数によりＤＣ−ＤＣコンバータの最終目標値まで起動される。

なお、コンパレータ２２とスイッチ手段２４とで、前記電源出力電圧Ｖｏｕｔが所定の電圧まで上昇する間はリング発振回路２３による“無帰還のスタートアップ発振”制御を選択し、前記所定の電圧後から目標値まで電源出力電圧を検出する誤差増幅器１５に応じたパルス幅制御を行う“本発振”制御を選択する切り換え手段を構成している。

また、静電容量３と定電流源８とで、“本発振”切り換わり後のソフトスタート時定数を決めるソフトスタート制御手段を構成している。
また、差動アンプ１０と差動アンプ１７とで、前記電源出力電圧Ｖｏｕｔが前記所定の電圧まで上昇するまでは前記切り換え手段に応じて誤差増幅器１５の入出力間を結合し前記誤差増幅器１５の出力ｇを前記ソフトスタート手段の出力電圧に応じた目標値近傍の所定の電位に待機させる帰還制御手段を構成している。

本発明は発生電圧の低いバッテリーを使用してそれよりも定格電源電圧が高い電子回路を運転する電子機器において、バッテリーの高寿命化と安定した動作の実現に寄与できる。

本発明のスイッチング電源回路の構成図 同実施の形態の“ 電源入力電圧Ｖ_ＩＮ ＜ 電源出力電圧Ｖ_ＯＵＴ ”時の動作タイミングチャート 昇圧原理の説明図 同実施の形態の“ 電源入力電圧Ｖ_ＩＮ ＞ 電源出力電圧Ｖ_ＯＵＴ ”時のタイミングチャート 同実施の形態の入出力電圧差と反転バッファ１８の基準電圧（ｎ）と反転バッファ１８の出力との関係図 同実施の形態の出力設定電圧とスタートアップ発振から本発振への切り換えの説明図 従来のスイッチング電源回路の構成図

符号の説明

１，２，４，５ 検出抵抗
３ 静電容量
６ 分圧バッファアンプ
７ 基準電圧源
８ 定電流源
９ 基準電圧源
１０ 差動アンプ
１１ スイッチ手段
１２，１３ 帰還抵抗
１４ 基準電圧源
２０ 基準電圧源
２１ ＰＷＭコンパレータ
２２ コンパレータ
２３ リング発振回路
２４ スイッチ手段
２５ 制御回路
２６ 降圧制御用のメインスイッチ
２７ 降圧制御用の整流スイッチ
２８ （誘導性負荷）チョークコイル
２９ 昇圧制御用の整流スイッチ
３０ 昇圧制御用のメインスイッチ
３１ 平滑コンデンサ
３２ 負荷
Ｖ_ＩＮ 電源入力電圧
Ｖ_ＯＵＴ 電源出力電圧

Claims (3)

1. 降圧制御用のメインスイッチと整流スイッチの直列回路の接続点と、昇圧制御用の整流スイッチとメインスイッチの直列回路の接続点との間に誘導性負荷を接続し、前記スイッチを制御回路の出力信号で制御するＤＣ−ＤＣコンバータを有し、前記制御回路のバイアス源を自己の前記ＤＣ−ＤＣコンバータの電源出力電圧とした自動昇降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ制御方式のスイッチング電源回路であって、
   前記ＤＣ−ＤＣコンバータの電源出力電圧が所定の電圧まで上昇する間は“無帰還のスタートアップ発振”制御を選択し、前記所定の電圧後から目標値まで電源出力電圧を検出する誤差増幅器に応じたパルス幅制御を行う“本発振”制御を選択する切り換え手段と、
   出力電圧が徐々に上昇するソフトスタート制御手段と、
   前記ＤＣ−ＤＣコンバータの電源出力電圧が前記所定の電圧まで上昇するまでは前記切り換え手段に応じて誤差増幅器の入出力間を結合し前記誤差増幅器の出力を前記ソフトスタート手段の出力電圧に応じた目標値近傍の所定の電位に待機させる帰還制御手段とを備えた
   スイッチング電源回路。
2. 電源入力電圧と電源出力電圧との差を検出し、その差に応じて前記誤差増幅器の出力の待機電位を制御するように構成した
   請求項１記載のスイッチング電源回路。
3. 降圧制御用のメインスイッチと整流スイッチの直列回路の接続点と、昇圧制御用の整流スイッチとメインスイッチの直列回路の接続点との間に誘導性負荷を接続し、前記スイッチを制御回路の出力信号で制御するＤＣ−ＤＣコンバータを有し、前記制御回路のバイアス源を自己の前記ＤＣ−ＤＣコンバータの電源出力電圧としたスイッチング電源回路のスイッチング電源制御方法であって、
   電源入力電圧の起動時は、電源入力電圧によりバイアスされたリング発振回路の“スタートアップ発振”の出力に基づいて前記ＤＣ−ＤＣコンバータの降圧用スイッチと昇圧用スイッチとをスイッチング制御し、前記電源出力電圧に応じてパルス幅制御しない無帰還の“スタートアップ発振”制御で電源出力電圧を上昇させ、
   前記電源出力電圧が目標値に至る直前の所定値に到達すると“スタートアップ発振”制御から動作の安定な“本発振”制御に切り換えて、前記電源出力電圧に応じたパルス幅を制御しながら前記ＤＣ−ＤＣコンバータの降圧用スイッチと昇圧用スイッチとをスイッチング制御して目標値まで起動し、
   前記“スタートアップ発振”制御から“本発振”制御への切り換え時には、前記ソフトスタート電位は検出抵抗による分圧された電圧と同電位に、また電源入力電圧と電源出力電圧との入出力電圧差に基づいてＤＣ−ＤＣコンバータの前記スイッチが必要とするパルス幅を確実に発生できる電位から“本発振”制御を開始するように帰還を掛ける
   スイッチング電源制御方法。

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