CN109660124B - 一种滞回电流控制的单电感双输出升/降压dc-dc变换器 - Google Patents

一种滞回电流控制的单电感双输出升/降压dc-dc变换器 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种滞回电流控制的单电感双输出升/降压DC‑DC变换器，包含第一通道和第二通道，包括功率级，所述的功率级包括第六MOS管S1和第七MOS管S2，电感电流通过第六MOS管S1给第一通道的输出Vo1供电，电感电流通过第七MOS管S2给第二通道的输出Vo2供电；还包括用于控制第一通道的第一电荷泵电路和用于控制第二通道的第二电荷泵电路；还包括滞回窗口产生电路和状态机，所述的滞回窗口产生电路和状态机用于调制电感电流。其优点在于：瞬态响应速度快、输入输出电压范围大及通道之间的串扰小。

Description

一种滞回电流控制的单电感双输出升/降压DC-DC变换器
技术领域
本发明涉及直流-直流变换器，具体涉及一种滞回电流控制的单电感双输出升/降压DC-DC变换器。
背景技术
对于那些需要有多个供电电压的便携式设备来讲，单电感多输出的DC-DC即具有多个交换通道的直流交换器，是一个很好的选择，又由于便携式设备的电池电压会随着使用的时间而发生变化，因此变换器需要有自动升降压的功能。
瞬态响应速度和转换效率是衡量DC-DC变换器性能的重要指标，传统的PWM控制方式需要等下一个时钟才能对负载变化做出响应；之前已有的电荷泵控制的变换器存在最后一个通道串扰大的问题；恒定导通时间或恒定关闭时间的控制方式需要有一段固定的给电感充电或者放电的时间，在这段时间内变换器无法响应负载的变化；尾电流控制的变换器存在电感电流波动大的问题。
发明内容
为了解决上述现有技术存在的问题，本发明目的在于提供一种滞回电流控制的单电感双输出升/降压DC-DC变换器。本发明具有瞬态响应速度快、输入输出电压范围大及通道之间的串扰小的优点。
本发明所述的一种滞回电流控制的单电感双输出升/降压DC-DC变换器，包含第一通道和第二通道，包括功率级，所述的功率级包括第六PMOS管S1和第七PMOS管S2，电感电流通过第六PMOS管S1给第一通道的输出Vo1供电，电感电流通过第七PMOS管S2给第二通道的输出Vo2供电；还包括用于控制第一通道的第一电荷泵电路和用于控制第二通道的第二电荷泵电路；还包括滞回窗口产生电路和状态机，所述的滞回窗口产生电路和状态机用于调制电感电流。
优选地，还包括电感电流传感电路、滞回窗口产生电路、补偿电路、状态机和驱动电路，所述的电感电流传感电路用于采样电感电流，将电感电流输入到第一电荷泵电路和第二电荷泵电路中，并将电感电流转化为电压信号VS输入到滞回窗口产生电路；所述的补偿电路生成第一补偿信号VC1输入到第一电荷泵电路，生成第二补偿信号VC2输入到第二电荷泵电路，将第一补偿信号VC1和第二补偿信号VC2累加后输入到滞回窗口产生电路；所述的第一电荷泵电路生成第一电荷泵信号DC1输入到第二电荷泵电路和状态机中，所述的第二电荷泵电路生成第二电荷泵信号DC2输入到状态机中，所述的滞回窗口产生电路的信号输出端连接状态机的信号输入端，所述的状态机的信号输出端连接驱动电路的信号输入端。
优选地，所述的功率级还包括第八PMOS管SA、第九NMOS管SB、第十NMOS管SC和电感；在所述的第八PMOS管SA的源极输入信号Vg，栅极连接驱动电路的输出信号Dm_p，漏极连接节点VX1；第九NMOS管SB的源极接地，栅极接驱动电路的输出信号Dm_n，漏极连接节点VX1；第十NMOS管SC的源极接地，栅极接驱动电路的输出信号Dc_d，漏极连接节点VX2；第六PMOS管S1的源极接节点VX2，栅极连接驱动电路的输出信号D1_d，漏极接第一通道的输出Vo1；第七PMOS管S2的源极连接节点VX2，栅极连接驱动电路的输出信号D2_d，漏极连接第二通道的输出Vo2，所述的电感接入在节点VX1和节点VX2之间。
优选地，还包括频率补偿电路，所述的频率补偿电路生成第一补偿电流Ia1输入到第一电荷泵电路中，生成第二补偿电流Ia2输入到第二电荷泵电路中。
优选地，所述的频率补偿电路包括控制逻辑单元、第一PMOS管Mc1、第二NMOS管Mc2、第三NMOS管Mc3、第四NMOS管Mc4、、第五NMOS管Mc5、电容C和电压控制电流源VCCS；所述的第一PMOS管Mc1的漏极连接第二NMOS管Mc2的漏极，在所述的第一PMOS管Mc1的源极接入一个电流源Ib；所述的控制逻辑单元的第一输出端经过一个非门后连接第一PMOS管Mc1的栅极，所述的控制逻辑单元的第二输出端经过一个同相门后连接第二NMOS管Mc2的栅极，所述的电容C接入在第二NMOS管Mc2的漏极与源极之间；所述的第二NMOS管Mc2的漏极和源极连接电压控制电流源VCCS，所述的电压控制电流源VCCS连接第三NMOS管Mc3的源极和栅极，所述的第三NMOS管Mc3的栅极、第四NMOS管Mc4的栅极和第五NMOS管Mc5的栅极相连接，在所述的第三NMOS管Mc3、第四NMOS管Mc4和第五NMOS管Mc5的漏极输入电压，所述的第四NMOS管Mc4的源极输出第一补偿电流Ia1，所述的第五NMOS管Mc5的源极输出第二补偿电流Ia2。
优选地，还包括斜坡信号产生电路，所述的斜坡信号产生电路生成斜坡信号Vramp并输入到滞回窗口产生电路中。
优选地，所述的滞回窗口产生电路根据第一补偿信号VC1和第二补偿信号VC2生成三个参考电压，并将电压信号VS与参考电压进行比较，根据比较结果生成第一控制信号输入到状态机中。
优选地，所述的参考电压包括最大电压Vmax、中点电压Vmid和最小电压Vmin；所述的状态机根据输入信号的不同将在状态SASn、SASC以及SBSn之间切换，当变换器工作在降压主导模式时状态机将在状态SASn与状态SBSn之间循环，当变换器工作在升压主导模式时状态机将在状态SASn与状态SASC之间循环；当发生负载变化时如果电压信号VS大于最大电压Vmax，状态机进入状态SBSn；如果电压信号VS小于最小电压Vmin，状态机进入状态SASC。
本发明所述的一种滞回电流控制的单电感双输出升/降压DC-DC变换器，其优点在于：
1、本发明的每个通道都由一个电荷泵电路控制，每个通道都有独立的充电时间，有效降低了通道之间的串扰。本发明的电感电流由滞回窗口产生电路和状态机进行调制，滞回窗口产生电路生成参考电压，即边界电流。在稳态时电感电流不会与最大或最小的边界电流相交，使本发明只工作在升压主导模式或降压主导模式下，在一个周期内不会同时出现单独给电感充电和放电的情况，保证了最低的平均电感电流以提升转换效率。
2、当发生负载变化时状态机会马上对电感电流进行调制，即如果VS大于Vmax则状态机马上进入状态SBSn，如果VS小于Vmin则状态机马上进入状态SASC，使本发明具有快的瞬态响应速度。
3、由于电感电流的控制环路的带宽远大于电压控制环路的带宽，当本发明工作在降压主导模式时电感电流可能会不稳定，因此设置斜坡信号产生电路进行斜坡补偿，稳定电感电流。
4、当本发明工作在升压主导模式时，由于需要一段给电感单独充电的时间，导致在升压主导模式下的开关频率要比降压主导模式下的开关频率低很多。因此设置频率补偿电路减小两种工作模式的频率差、减小升压主导模式时的电感电流纹波。
附图说明
图1是本发明所述一种滞回电流控制的单电感双输出升/降压DC-DC变换器的电路结构示意图；
图2是本发明所述一种滞回电流控制的单电感双输出升/降压DC-DC变换器的第一电荷泵电路的电路示意图；
图3是本发明所述一种滞回电流控制的单电感双输出升/降压DC-DC变换器的第二电荷泵电路的电路示意图；
图4是本发明所述一种滞回电流控制的单电感双输出升/降压DC-DC变换器的滞回窗口产生电路的电路示意图；
图5是本发明所述一种滞回电流控制的单电感双输出升/降压DC-DC变换器的状态机的状态转移图；
图6是本发明所述一种滞回电流控制的单电感双输出升/降压DC-DC变换器的两种工作模式下的电感电流和相关信号的波形示意图；
图7是本发明所述一种滞回电流控制的单电感双输出升/降压DC-DC变换器发生负载变化时的电感电流和相关信号的波形示意图；
图8是本发明所述一种滞回电流控制的单电感双输出升/降压DC-DC变换器的频率补偿电路的电路示意图；
图9是图8所示的频率补偿电路的控制逻辑单元的真值表。
附图标记说明：1-电感电流传感电路，21-第一电荷泵电路，22-第二电荷泵电路，3-滞回窗口产生电路，4-状态机，5-驱动电路，6-频率补偿电路，7-斜坡信号产生电路，Mc1-第一PMOS管，Mc2-第二NMOS管，Mc3-第三NMOS管，Mc4-第四NMOS管，Mc5-第五NMOS管，C-电容，S1-第六PMOS管，S2第七PMOS管，SA-第八PMOS管，SB-第九NMOS管，SC-第十NMOS管，VCCS-电压控制电流源。
具体实施方式
下面将以实际的信号变换过程为例，详细地阐述本发明。
如图1所示，本实施例所述的一种滞回电流控制的单电感双输出升/降压DC-DC变换器，包含第一通道和第二通道，包括功率级，所述的功率级包括第六PMOS管S1和第七PMOS管S2，电感电流通过第六PMOS管S1给第一通道的输出Vo1供电，电感电流通过第七PMOS管S2给第二通道的输出Vo2供电；还包括用于控制第一通道的第一电荷泵电路21和用于控制第二通道的第二电荷泵电路22；还包括滞回窗口产生电路3和状态机4，所述的滞回窗口产生电路3和状态机4用于调制电感电流。
还包括电感电流传感电路1、滞回窗口产生电路3、补偿电路、状态机4和驱动电路5，所述的电感电流传感电路1用于采样电感电流，将电感电流输入到第一电荷泵电路21和第二电荷泵电路22中，并将电感电流转化为电压信号VS输入到滞回窗口产生电路3；所述的补偿电路生成第一补偿信号VC1输入到第一电荷泵电路21，生成第二补偿信号VC2输入到第二电荷泵电路22，将第一补偿信号VC1和第二补偿信号VC2累加后输入到滞回窗口产生电路3；所述的第一电荷泵电路21生成第一电荷泵信号DC1输入到第二电荷泵电路22和状态机中，所述的第二电荷泵电路22生成第二电荷泵信号DC2输入到状态机4中，所述的滞回窗口产生电路3的信号输出端连接状态机4的信号输入端，所述的状态机4的信号输出端连接驱动电路5的信号输入端。
所述的功率级还包括第八PMOS管SA、第九NMOS管SB、第十NMOS管SC和电感；在所述的第八PMOS管SA的源极输入信号Vg，栅极连接驱动电路5的输出信号Dm_p，漏极连接节点VX1；第九NMOS管SB的源极接地，栅极接驱动电路5的输出信号Dm_n，漏极连接节点VX1；第十NMOS管SC的源极接地，栅极接驱动电路5的输出信号Dc_d，漏极连接节点VX2；第六PMOS管S1的源极接节点VX2，栅极连接驱动电路5的输出信号D1_d，漏极接第一通道的输出Vo1；第七PMOS管S2的源极连接节点VX2，栅极连接驱动电路5的输出信号D2_d，漏极连接第二通道的输出Vo2，所述的电感接入在节点VX1和节点VX2之间。
还包括频率补偿电路6，所述的频率补偿电路6生成第一补偿电流Ia1输入到第一电荷泵电路21中，生成第二补偿电流Ia2输入到第二电荷泵电路22中。
所述的频率补偿电路6包括控制逻辑单元、第一PMOS管Mc1、第二NMOS管Mc2、第三NMOS管Mc3、第四NMOS管Mc4、、第五NMOS管Mc5、电容C和电压控制电流源VCCS；所述的第一PMOS管Mc1的漏极连接第二NMOS管Mc2的漏极，在所述的第一PMOS管Mc1的源极接入一个电流源Ib；所述的控制逻辑单元的第一输出端经过一个非门后连接第一PMOS管Mc1的栅极，所述的控制逻辑单元的第二输出端经过一个同相门后连接第二NMOS管Mc2的栅极，所述的电容C接入在第二NMOS管Mc2的漏极与源极之间；所述的第二NMOS管Mc2的漏极和源极连接电压控制电流源VCCS，所述的电压控制电流源VCCS连接第三NMOS管Mc3的源极和栅极，所述的第三NMOS管Mc3的栅极、第四NMOS管Mc4的栅极和第五NMOS管Mc5的栅极相连接，在所述的第三NMOS管Mc3、第四NMOS管Mc4和第五NMOS管Mc5的漏极输入电压。所述的第四NMOS管Mc4的源极输出第一补偿电流Ia1，所述的第五NMOS管Mc5的源极输出第二补偿电流Ia2。
还包括斜坡信号产生电路7，所述的斜坡信号产生电路7生成斜坡信号Vramp并输入到滞回窗口产生电路3中。
所述的滞回窗口产生电路3通过第一补偿信号VC1和第二补偿信号VC2、两个偏置电流Iw1、Iw2以及不同采样率的电感电流生成三个参考电压，并将电压信号VS与参考电压进行比较，根据比较结果生成第一控制信号输入到状态机4中。偏置电流Iw1、Iw2为电路中预设的常量。
所述的参考电压包括最大电压Vmax、中点电压Vmid和最小电压Vmin；所述的状态机4根据输入信号的不同将在状态SASn、SASC以及SBSn之间切换，当变换器工作在降压主导模式时状态机4将在状态SASn与状态SBSn之间循环，当变换器工作在升压主导模式时状态机4将在状态SASn与状态SASC之间循环；当发生负载变化时如果电压信号VS大于最大电压Vmax，状态机4进入状态SBSn；如果电压信号VS小于最小电压Vmin，状态机4进入状态SASC。SAS1表示第八PMOS管SA和第六PMOS管S1导通，以此类推。n表示1或2。
如图1所示，电感电流传感电路将采样后的电感电流kiL输入到两个电荷泵电路中，同时又将电流信号转换为电压信号VS输入到滞回窗口产生电路中和参考电压作比较。补偿电路的输出为VC1和VC2，VC1和VC2又作为两个电荷泵电路的输入。控制两个通道的电荷泵电路的输出信号分别为DC1和DC2，滞回窗口产生电路的输出分别为Dmax、Dmid、Dmin，Dmax、Dmid、Dmin、DC1和DC2作为状态机的输入，rst为状态机的复位信号。状态机的输出信号为Dm、Dc、D1和D2,Dm是控制SA和SB的信号，DC是控制SC的信号，D1和D2分别为控制S1和S2的信号。Dm_p和Dm_n对应Dm，Dc_d对应Dc，D1_d和D2_d分别对应D1和D2。频率补偿电路产生两个输出电流ia1和ia2，ia1和ia2分别输入到控制通道1和通道2的电荷泵电路中。斜坡信号产生电路在Dm的控制下产生斜坡信号Vramp。
本发明所述的变换器的每一个通道都受到一个电荷泵电路的控制，每个通道都有独立的充电时间，这样就降低了各通道之间的串扰。图2为第一电荷泵电路的电路示意图，图3为第二电荷泵电路的电路示意图，在一开始Vq1<Vc1,采样电流给电容C充电，DC1为低电平，直到Vq1>Vc1，比较器CP翻转，DC1变为高电平，然后逻辑电路控制电容C放电，DC1又马上变为低电平。直到第一通道充电完成时，采样到的电感电流才会继续给第二通道的电容C充电，采样到的电感电流给第二通道的电容C充电需要有DC1的高电平触发。可以得到：Vqi＝kiLti/C＝Vci，本实施例中i表示1或2，ti为第i通道的充电时间。
变换器的电感电流受到滞回窗口产生电路和一个状态机的调节，图4为滞回窗口产生电路的电路图，图5为状态机的状态转移图。如图4所示，滞回窗口产生电路通过VC1+VC2、两个偏置电流Iw1、Iw2以及不同采样率的电感电流产生3个参考电压，分别为Vmax、Vmid、Vmin，其中Vmin为Vc1+Vc2经过电压跟随器缓冲后的电压，可以近似认为VS＝Vmin，故可以得到t1+t2＝RSC。Vmid＝Vmin+RW2k2iL+IW2,Vmax＝Vmid+RW1k1iL+IW1，采样后的电感电流被转换成电压信号VS,VS和这3个参考电压比较，产生输出Dmax、Dmid、Dmin。当VS>Vmax时，DmaxDmidDmin＝110，当Vmid<VS<Vmax时，DmaxDmidDmin＝010，当Vmin<VS<Vmid时，DmaxDmidDmin＝000,当VS<Vmin时，DmaxDmidDmin＝001。图5为状态机的状态转移图，SXSY表示MOS管SX和SY都导通(X和Y表示A或B或C或1或2)。由图中可以看到，当VS<Vmin时，状态机的状态变为SASC，给电感充电；当VS>Vmaxin时，状态机的状态变为SBSn，给电感放电；如果变换器工作在升压主导模式下，状态机的状态将会在SASC和SASn之间循环；如果变换器工作在降压主导模式下，状态机的状态将会在SBSn和SASn之间循环,也就是说变换器在整个开关周期内都在交替的给第一通道和第二通道充电，所以可以近似的认为在变换器工作在降压主导模式时变换器的开关周期TS＝t1+t2，这也就意味着在降压主导模式下变换器的开关频率是固定的。在稳态时3个边界电压被合适的设置，以确保VS不会大于Vmax或者小于Vmin，但是假如负载发生变化导致VS大于Vmax或者小于Vmin，电感电流则会马上被改变，所以这种控制方式既可以加快瞬态响应速度，又可以确保在一个周期内不会同时出现单独给电感充电和放电的情况从而使得平均电感电流最小化，以提升效率。图6画出了工作在两种不同模式下的电感电流和相关信号的波形示意图，图7画出了负载发生变化导致VS>Vmax以及VS<Vmin时电感电流以及关键信号变化的示意图，其中DB＝DmaxDmidDmin，A代表110，B代表010，C代表000，D代表001。
由于电感电流的控制环路的带宽远大于电压控制环路的带宽，导致了变换器工作在降压主导模式时电感电流的不稳定，所以变换器需要斜坡补偿。当变换器工作在升压主导模式时，需要有一段单独给电感充电的时间，所以变换器的开关周期TS＝t1+t2+tc，所以升压主导模式下的开关周期会大于降压主导模式下的开关周期。为了减小两种工作模式之间的频率差，减小升压主导模式时电感电流的波动，提升效率，本发明提出了如图8所示的频率补偿电路，该电路的信号逻辑图如图9所示。在控制逻辑的控制之下，当DC为高电平时，也就是变换器单独给电感充电时，Ib也同时给电容C充电，直到DC变为低电平，电容C上的电压被保持，在第二通道充完电的那一刻，电容C被放电，之后便进入下一个循环。电容C的电压经过一个电压控制电流源VCCS(Voltage-controlled current source，VCCS)按一定的比例转为ia1和ia2，ia1和ia2分别在第一通道和第二通道充电的期间给电容C充电，这样就减小了第一通道和第二通道充电的时间，最后经过环路的调节，变换器的开关周期将减小。
综上，本发明具有响应速度快、各通道之间的串扰小和输入输出电压范围大的优点。
对于本领域的技术人员来说，可根据以上描述的技术方案以及构思，做出其它各种相应的改变以及形变，而所有的这些改变以及形变都应该属于本发明权利要求的保护范围之内。

Claims (7)

1.一种滞回电流控制的单电感双输出升/降压DC-DC变换器，包含第一通道和第二通道，其特征在于，包括功率级，所述的功率级包括第六PMOS管S1和第七PMOS管S2，电感电流通过第六PMOS管S1给第一通道的输出Vo1供电，电感电流通过第七PMOS管S2给第二通道的输出Vo2供电；还包括用于控制第一通道的第一电荷泵电路(21)和用于控制第二通道的第二电荷泵电路(22)；还包括滞回窗口产生电路(3)和状态机(4)，所述的滞回窗口产生电路(3)和状态机(4)用于调制电感电流；
还包括电感电流传感电路(1)、补偿电路和驱动电路(5)，所述的电感电流传感电路(1)用于采样电感电流，将电感电流输入到第一电荷泵电路(21)和第二电荷泵电路(22)中，并将电感电流转化为电压信号VS输入到滞回窗口产生电路(3)；所述的补偿电路生成第一补偿信号VC1输入到第一电荷泵电路(21)，生成第二补偿信号VC2输入到第二电荷泵电路(22)，将第一补偿信号VC1和第二补偿信号VC2累加后输入到滞回窗口产生电路(3)；所述的第一电荷泵电路(21)生成第一电荷泵信号DC1输入到第二电荷泵电路(22)和状态机中，所述的第二电荷泵电路(22)生成第二电荷泵信号DC2输入到状态机(4)中，所述的滞回窗口产生电路(3)的信号输出端连接状态机(4)的信号输入端，所述的状态机(4)的信号输出端连接驱动电路(5)的信号输入端。
2.根据权利要求1所述一种滞回电流控制的单电感双输出升/降压DC-DC变换器，所述的功率级还包括第八PMOS管SA、第九NMOS管SB、第十NMOS管SC和电感；在所述的第八PMOS管SA的源极输入信号Vg，栅极连接驱动电路(5)的输出信号Dm_p，漏极连接节点VX1；第九NMOS管SB的源极接地，栅极接驱动电路(5)的输出信号Dm_n，漏极连接节点VX1；第十NMOS管SC的源极接地，栅极接驱动电路(5)的输出信号Dc_d，漏极连接节点VX2；第六PMOS管S1的源极接节点VX2，栅极连接驱动电路(5)的输出信号D1_d，漏极接第一通道的输出Vo1；第七PMOS管S2的源极连接节点VX2，栅极连接驱动电路(5)的输出信号D2_d，漏极连接第二通道的输出Vo2，所述的电感接入在节点VX1和节点VX2之间。
3.根据权利要求1所述一种滞回电流控制的单电感双输出升/降压DC-DC变换器，其特征在于，还包括频率补偿电路(6)，所述的频率补偿电路(6)生成第一补偿电流Ia1输入到第一电荷泵电路(21)中，生成第二补偿电流Ia2输入到第二电荷泵电路(22)中。
4.根据权利要求3所述一种滞回电流控制的单电感双输出升/降压DC-DC变换器，其特征在于，所述的频率补偿电路(6)包括控制逻辑单元、第一PMOS管Mc1、第二NMOS管Mc2、第三NMOS管Mc3、第四NMOS管Mc4、第五NMOS管Mc5、电容C和电压控制电流源VCCS；所述的第一PMOS管Mc1的漏极连接第二NMOS管Mc2的漏极，在所述的第一PMOS管Mc1的源极接入一个电流源Ib；所述的控制逻辑单元的第一输出端经过一个非门后连接第一PMOS管Mc1的栅极，所述的控制逻辑单元的第二输出端经过一个同相门后连接第二NMOS管Mc2的栅极，所述的电容C接入在第二NMOS管Mc2的漏极与源极之间；所述的第二NMOS管Mc2的漏极和源极连接电压控制电流源VCCS，所述的电压控制电流源VCCS连接第三NMOS管Mc3的源极和栅极，所述的第三NMOS管Mc3的栅极、第四NMOS管Mc4的栅极和第五NMOS管Mc5的栅极相连接，在所述的第三NMOS管Mc3、第四NMOS管Mc4和第五NMOS管Mc5的漏极输入电压，所述的第四NMOS管Mc4的源极输出第一补偿电流Ia1，所述的第五NMOS管Mc5的源极输出第二补偿电流Ia2。
5.根据权利要求1所述一种滞回电流控制的单电感双输出升/降压DC-DC变换器，其特征在于，还包括斜坡信号产生电路(7)，所述的斜坡信号产生电路(7)生成斜坡信号Vramp并输入到滞回窗口产生电路(3)中。
6.根据权利要求1所述一种滞回电流控制的单电感双输出升/降压DC-DC变换器，其特征在于，所述的滞回窗口产生电路(3)根据第一补偿信号VC1和第二补偿信号VC2生成三个参考电压，并将电压信号VS与参考电压进行比较，根据比较结果生成第一控制信号输入到状态机(4)中。
7.根据权利要求6所述一种滞回电流控制的单电感双输出升/降压DC-DC变换器，其特征在于，所述的参考电压包括最大电压Vmax、中点电压Vmid和最小电压Vmin；所述的状态机(4)根据输入信号的不同将在状态SASn、SASC以及SBSn之间切换，当变换器工作在降压主导模式时状态机(4)将在状态SASn与状态SBSn之间循环，当变换器工作在升压主导模式时状态机(4)将在状态SASn与状态SASC之间循环；当发生负载变化时如果电压信号VS大于最大电压Vmax，状态机(4)进入状态SBSn；如果电压信号VS小于最小电压Vmin，状态机(4)进入状态SASC。
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