CN116388568B - 一种单电感双输出开关变换器的控制方法及装置 - Google Patents

一种单电感双输出开关变换器的控制方法及装置 Download PDF

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Abstract

一种单电感双输出开关变换器的控制方法及装置，控制方法包括：采样开关变换器的电感电流和两个支路的输出电压；使用比例积分算法，求取电流控制信号；根据电感电流和电流控制信号，采用数字纹波控制算法进行迭代运算，得到主开关管和两个支路开关管在下一个开关周期的占空比值；当开关变换器第一次进入额定稳态，则补偿主开关管的占空比值；根据各开关管占空比值产生PWM信号控制开关管。本发明提供了一种简单、可靠的数字纹波控制及其补偿的控制方法，克服了现有抑制交叉影响的数字控制方法复杂度高、计算量大的问题。在负载发生变化时，能快速调节开关管的导通与关断，具有极强的抑制交叉影响的能力，输出电压的变化量小，调节时间短。

Description

一种单电感双输出开关变换器的控制方法及装置
技术领域
本发明涉及电力电子设备技术领域，特别是一种单电感双输出开关变换器的控制方法及装置。
背景技术
随着科技的迅猛发展，电子设备对集成度的要求日益增高。如智能手机、平板电脑等便携式电子设备，针对不同单元需要的工作电压各不相同的问题，传统的解决方案是采用多个独立电源分别供电，这样存在较多数量的元器件使得体积增大、成本增高。相较于传统的多路输出开关变换器，单电感多输出开关变换器具有磁性元件少、体积小、成本低等特点，在便携式设备中拥有广泛的应用前景。
由于多个输出支路共用一个电感，使得各条支路之间存在耦合，当一条输出支路的负载发生改变时，会通过电感电流影响到另一条支路的输出，造成交叉影响。这对供电电源精度和可靠性要求高的便携式电子产品存在一定风险，特别是与通信相关的器件，对供电电压精度要求严苛，电压纹波的微小变化都会导致器件受干扰而出现乱码、不能正常运行。
根据被控物理量的类型可分为：模拟控制和数字控制。相较于模拟控制，数字控制具有可根据实际需求实现控制策略的灵活切换、多功能的应用以及极佳的抗干扰能力等优点，近年来得到了迅速的发展。因此，减小和抑制交叉影响的数字控制已成为单电感多输出开关变换器重点关注的问题。
发明内容
本发明的目的是提供一种单电感双输出开关变换器的控制方法及装置，可以克服现有抑制交叉影响的数字控制方法存在复杂度高、计算量大的缺点，具有极佳的交叉影响抑制效果；同时，具有稳态输出电压精度高、输出电压纹波小，抗干扰性能强、可靠性高以及负载瞬态性能好等优点，适用于多种拓扑结构的单电感双输出开关变换器。
实现本发明目的的技术方案是：
一种单电感双输出开关变换器的控制方法，包括：
步骤一，采样所述开关变换器在第n个开关周期初始时刻的电感电流iL、支路a输出电压va和支路b输出电压vb，分别模数转换为iL(n)、va(n)和vb(n)；
步骤二，将va(n)、vb(n)与支路a、b的输出电压基准值Vrefa、Vrefb分别比较得到误差信号ea(n)、eb(n)；使用比例积分算法，求取电流控制信号ic1(n)、ic2(n)；
步骤三，根据iL(n)、ic1(n)和ic2(n)，采用数字纹波控制算法进行迭代运算，得到主开关管、支路a开关管和支路b开关管在第(n+1)开关周期的占空比值d1_alg(n+1)、da(n+1)和db(n+1)；
步骤四，当所述开关变换器第一次进入额定稳态，则补偿d1_alg(n+1)，否则令d1(n+1)＝d1_alg(n+1)并跳转至步骤五；
所述补偿d1_alg(n+1)，具体为：
采集支路a、支路b的负载电流ia、ib，分别模数转换为ia(n)、ib(n)后，计算主开关管的占
空比补偿值：
Δd1(n+1)＝(ib(n)-Vrefb/Rb)Gc12+α·(ia(n)-Vrefa/Ra)Gc21；
其中，
α为补偿深度调整系数，Ra、Rb分别为支路a、b的额定负载电阻；
补偿d1_alg(n+1)，得到主开关管补偿后的占空比值d1(n+1)：
d1(n+1)＝d1_alg(n+1)+Δd1(n+1)；
步骤五，根据d1(n+1)、da(n+1)和db(n+1)产生PWM信号，控制所述开关变换器的开关管。
进一步的，所述步骤二中，使用比例积分算法，求取电流控制信号ic1(n)、ic2(n)，具体为：
ic1(n)＝Kpa·ea(n)+pia.out(n)，
pia.out(n)＝pia.out(n-1)+Ts·Kia·ea(n)；
ic2(n)＝Kpb·eb(n)+pib.out(n)，
pib.out(n)＝pib.out(n-1)+Ts·Kib·eb(n)；
其中，pia.out(n)和pia.out(n-1)分别为支路a第n开关周期和第(n-1)开关周期的积分项输出，pib.out(n)和pib.out(n-1)分别为支路b第n开关周期和第(n-1)开关周期的积分项输出；Kpa、Kpb是支路a、b的比例系数，Kia、Kib是支路a、b的积分系数；Ts为所述开关变换器的一个开关周期。
特别的，开关变换器为SIDO boost或SIDO buck-boost，所述步骤三中，采用数字纹波控制算法进行迭代运算，得到主开关管、支路a开关管和支路b开关管在第(n+1)开关周期的占空比值d1_alg(n+1)、da(n+1)和db(n+1)，具体为：
db(n+1)为da(n+1)的互补信号；
其中，d1(n)、da(n)分别为主开关管、支路a开关管在第n开关周期的占空比值；Ts为所述开关变换器的一个开关周期；
m1、m2和m3为所述开关变换器的iL在开关周期内不同时间段的斜率绝对值；
如所述开关变换器为SIDO boost，则
如所述开关变换器为SIDO buck-boost，则
其中，Vin为输入电压，L为电感值。
特别的，所述开关变换器为SIDO buck变换器；所述步骤三中，采用数字纹波控制算法进行迭代运算，得到主开关管、支路a开关管和支路b开关管在第(n+1)开关周期的占空比值d1_alg(n+1)、da(n+1)和db(n+1)，具体为：
如则
db(n+1)为da(n+1)的互补信号；
如则
db(n+1)为da(n+1)的互补信号；
如则
da(n+1)＝d1_alg(n+1)，
db(n+1)为da(n+1)的互补信号；
其中，Irefa、Irefb分别为支路a、支路b的额定负载电流；d1(n)、da(n)分别为主开关管、支路a开关管在第n周期的占空比值；m1、m2和m3为所述开关变换器的iL在开关周期内不同时间段的斜率，Ts为所述开关变换器的一个开关周期，Vin为输入电压，L为电感值。
一种单电感双输出开关变换器的控制装置，包括依次连接的采样模块、A/D转换模块、数据处理单元和门极驱动模块；
所述采样模块用于采样所述开关变换器电感电流iL、支路a输出电压va、支路b输出电压vb、支路a的负载电流ia和支路b的负载电流ib；
所述A/D转换模块用于模数转换iL、va、vb、ia和ib，得到数字信号iL(n)、va(n)、vb(n)、ia(n)和ib(n)；
所述数据处理单元用于：将va(n)、vb(n)与支路a、b的输出电压基准值Vrefa、Vrefb分别比较得到误差信号ea(n)、eb(n)；使用比例积分算法，求取电流控制信号ic1(n)、ic2(n)；根据iL(n)、ic1(n)和ic2(n)，采用数字纹波控制算法进行迭代运算，得到主开关管、支路a开关管和支路b开关管在第(n+1)开关周期的占空比值d1_alg(n+1)、da(n+1)和db(n+1)；根据ia(n)和ib(n)，计算主开关管的占空比补偿值Δd1(n+1)；用占空比补偿值Δd1(n+1)补偿主开关管的占空比值d1_alg(n+1)，得到主开关管补偿后的占空比值d1(n+1)；根据d1(n+1)、da(n+1)和db(n+1)分别产生主开关管、支路a开关管和支路b开关管的控制信号；
所述门极驱动模块用于控制主开关管、支路a开关管和支路b开关管的导通与关断。
本发明的有益效果在于，
1.本发明为单电感双输出开关变换器提供了一种简单、可靠的数字纹波控制及其补偿的控制方法，克服了现有抑制交叉影响的数字控制方法复杂度高、计算量大的问题。
2.本发明的控制方法，在负载发生变化时，能快速调节开关管的导通与关断，具有极强的抑制交叉影响的能力，输出电压的变化量小，调节时间短。
3.本发明采用数字控制实现，与模拟控制相比，控制策略的切换更为灵活，可重构性更强，同时具有很好的抗干扰能力。
4.本发明可提高系统集成度，降低硬件电路面积和成本。
附图说明
图1为本发明一种单电感双输出开关变换器的控制方法的流程图。
图2为本发明一种单电感双输出开关变换器的控制装置的结构图。
图3a、图3b和图3c为本发明适用的SIDO开关变换器类型，分别为SIDO buck、SIDOboost和SIDO buck-boost。
图4a、图4b和图4c为实施例中，SIDO buck开关变换器引入小扰动时电感电流波形及开关时序示意图。其中，图4a中电感电流波形呈“升-降-降”趋势，图4b中电感电流波形呈“升-升-降”趋势，图4c中电感电流波形呈“升-降”趋势。
图5a和图5b是以SIDO buck为例，稳态时各支路输出电压在本发明的控制方法下的时域仿真波形。其中，图5a是直流波形，图5b是纹波波形。
图6a和图6b是以SIDO buck为例，支路a加载50％额定负载时，支路a的负载电流以及各支路输出电压的仿真波形。其中，图6a是数字纹波控制的仿真结果，图6b是添加补偿控制的数字纹波控制的仿真结果。
图7a和图7b是以SIDO buck为例，支路b加载50％额定负载时，支路b的负载电流以及各支路输出电压的仿真波形。其中，图7a是数字纹波控制的仿真结果，图7b是添加补偿控制的数字纹波控制的仿真结果。
具体实施方式
以下结合附图及具体实施例对本发明进一步说明。
如图1所示，一种单电感双输出(SIDO)开关变换器的控制方法，包括：
步骤一、在第n个开关周期的初始时刻，同时对电感电流iL、输出电压va、vb模拟量进行采样，经过A/D转换模块得到其对应的数字信号iL(n)、va(n)和vb(n)；
步骤二、将输出电压va(n)、vb(n)与两路输出电压基准值Vrefa和Vrefb得出误差信号ea(n)和eb(n)，使用预设的Kp和Ki值结合比例积分算法，计算出电流控制信号ic1(n)和ic2(n)；具体算法如下：
pia.out(n)＝pia.out(n-1)+k·Ki·ea(n)
ic1(n)＝Kp·ea(n)+pia.out(n)
式中，pia.out(n)和pia.out(n-1)分别为第n周期和第(n-1)周期的积分项输出；Kp是比例系数，Ki是积分系数；k为变换器的一个控制周期(取值变换器的一个开关周期Ts)。同理，可计算出电流控制信号ic2(n)。
设定各元器件均处于理想状态，即不考虑开关管、二极管的压降以及电感、电容的寄生电阻。
步骤三、根据计算出的电流控制信号ic1(n)、ic2(n)和电感电流iL(n)，采用数字纹波控制算法进行迭代运算得到第(n+1)周期主开关管和支路a开关管的占空比值分别d1_alg(n+1)和da(n+1)；支路b开关管的占空比值db(n+1)是da(n+1)的互补信号。
根据额定参数，可确定该变换器工作的电感电流趋势，对于SIDO buck变换器，其条件为：
当支路a的输出电流时，SIDO buck变换器的电感电流为“升-降-降”趋势；当支路a的输出电流/>时，变换器的电感电流为“升-升-降”趋势；当支路a的输出电流/>时，变换器的电感电流为“升-降”趋势。Vin为输入电压，Irefa和Irefb分别为支路a和支路b的额定负载电流。
对于SIDO boost变换器，电感电流始终处于“升-降-降”趋势；
对于SIDO buck-boost变换器，电感电流始终处于“升-降-降”趋势。
变换器工作的电感电流趋势可参考图4a、图4b和图4c。
对于电感电流为“升-降-降”趋势，具体单次迭代计算过程如下：
对于电感电流为“升-升-降”趋势，具体单次迭代计算过程如下：
对于电感电流为“升-降”趋势，具体单次迭代计算过程如下：
da(n+1)＝d1_alg(n+1)
式中，d1(n)和da(n)分别为主开关管和支路a开关管在第n周期的占空比值；Ts为变换器的一个开关周期；m1、m2和m3是电感电流在不同时间段的斜率绝对值，其取值视不同拓扑类型以及不同电感电流趋势而定。
对于SIDO buck变换器，“升-降-降”趋势下，m1、m2和m3的取值分别为：
“升-降”趋势：
“升-升-降”趋势下：
对于SIDO boost变换器，m1、m2和m3的取值分别为：
对于SIDO buck-boost变化器，m1、m2和m3的取值分别为：
步骤四、当变换器第一次进入稳态时，随即开启补偿控制功能，补偿d1_alg(n+1)，否则不开启补偿控制功能。补偿d1_alg(n+1)，增加对负载电流ia和ib的采样，经过A/D转换模块得到其对应的数字信号ia(n)和ib(n)，从而计算出主开关管的占空比补偿值Δd1(n+1)为：
Δd1(n+1)＝(ib(n)-Vrefb/Rb)Gc12+α·(ia(n)-Vrefa/Ra)Gc21
式中，α为补偿深度调整系数，Gc12和Gc21分别为：
式中，Ra为支路a的额定负载电阻，Rb为支路b的额定负载电阻。
补偿d1_alg(n+1)，得到主开关管补偿后的占空比值d1(n+1)：
d1(n+1)＝d1_alg(n+1)+Δd1(n+1)。
步骤五、根据计算出的各开关管占空比值产生对应的PWM信号，随后接入门极驱动模块控制开关管的导通与关断；
步骤六、重复步骤一～步骤五循环控制。
图2示出SIDO开关变换器的数字纹波控制及其补偿控制的结构图。采样模块的输出端与A/D转换模块的输入端连接，A/D转换模块接收采样模块输出的采样值，包括电感L的电流值iL[t]、支路a的输出电压va[t]和输出电流ia[t]、支路b的输出电压vb[t]和输出电流ib[t]；通过A/D转换模块转换成对应的数字信号iL(n)、va(n)、vb(n)、ia(n)和ib(n)，其输出端与数据处理单元的输入端相连接。
数据处理单元接收来自A/D转换模块的信号，采用存储在该单元中的控制算法，计算出各开关管的占空比，从而产生对应的PWM信号，其输出端与门极驱动模块的输入端相连接；最后由门极驱动模块的输出端与各开关管的控制极连接，从而控制开关管的导通与关断。
图3a、图3b和图3c给出了本发明可以适用的SIDO开关变换器的拓扑类型。以SIDObuck变换器为例，如图3a，该变换器的拓扑结构如下：输入电压为Vin，a支路输出电压为Va，b支路输出电压为Vb，开关周期为Ts，主开关管S1的导通占空比为D1；a支路开关管Sa的导通占空比为Da，b支路开关管Sb的导通占空比为Db；
主开关管S1的一端与输入电压Vin的正端相连，主开关管S1的另一端与L一端和二极管VD的负极连接，二极管VD的正极接地；电感L的另一端连接a支路开关管Sa和b支路开关管Sb；a支路开关管Sa的另一端与第一电容Ca和第一负载电阻Ra连接，b支路开关管Sb的另一端与第二电容Cb和第二负载电阻Rb连接；第一电容Ca的另一端和第一负载电阻Ra的另一端连接在一起并接地，第二电容Cb的另一端和第一负载电阻Rb的另一端连接在一起并接地；在两条支路中，支路a先于支路b工作并且两路的工作时序互补，即Da+Db＝1。
以SIDO buck为例，仿真分析本发明的工作状态，如下：
图5a、图5b为稳态时，各支路输出电压在本发明提出的控制技术下的时域仿真波形。图5a是直流波形，图5b是纹波波形。仿真条件：输入电压Vin＝20V，电压基准值Vrefa＝12V、Vrefb＝5V电感L＝100μH，电容C1＝C2＝470μF、负载电阻Ra＝12Ω、Rb＝10Ω，采样频率＝开关频率＝50kHz，预设电流基准值误差信号基准值Irefa＝Vrefa/Ra、Irefb＝Vrefb/Rb，补偿深度k＝0.6。
由图5a、图5b可见，本发明稳态时输出电压精度高、输出电压纹波小，具有很好的稳态性能。
图6a、图6b为支路a加载50％额定负载时，支路a的负载电流ia、输出电压va和vb的仿真波形。图6a是数字纹波控制的仿真结果，图6b是添加补偿控制的数字纹波控制的仿真结果。对于图6a，当ia从1A～1.5A变化时，输出电压va和vb经过2.675ms的调整时间重新进入稳态。va和vb的最大变化量分别为87.3mV和64mV，支路a对支路b的交叉影响为64mV；对于图6b，输出电压va和vb经过2.477ms的调整时间重新进入稳态。va和vb的最大变化量分别为71mV和26.5mV，支路a对支路b的交叉影响为26.5mV。仿真条件与图5a、图5b一致。
图7a、图7b为支路b加载50％额定负载时，支路b的负载电流ib、输出电压va和vb的仿真波形。(a)是数字纹波控制的仿真结果，(b)是添加补偿控制的数字纹波控制的仿真结果。对于图7a，当ib从0.5A～0.75A变化时，输出电压va和vb经过2.208ms的调整时间重新进入稳态。va和vb的最大变化量分别为50.4mV和77.5mV，支路b对支路a的交叉影响为50.4mV；对于图7b，输出电压va和vb经过1.266ms的调整时间重新进入稳态。va和vb的最大变化量分别为8.5mV和33.4mV，支路b对支路a的交叉影响为8.5mV。仿真条件与图5a、图5b一致。
SIDO boost或SIDO buck-boost的仿真工作状态，与上述分析类似。
由此可见，本发明提出的数字纹波补偿控制及其补偿技术在负载改变时，可以有效抑制其产生的交叉影响，输出电压的变化量小，同时减少了调整时间，具有抗负载扰动能力强、可靠性高以及负载瞬态性能好等优点。

Claims (4)

1.一种单电感双输出开关变换器的控制方法，其特征在于，包括：
步骤一，采样所述开关变换器在第n个开关周期初始时刻的电感电流iL、支路a输出电压va和支路b输出电压vb，分别模数转换为iL(n)、va(n)和vb(n)；
步骤二，将va(n)、vb(n)与支路a、b的输出电压基准值Vrefa、Vrefb分别比较得到误差信号ea(n)、eb(n)；使用比例积分算法，求取电流控制信号ic1(n)、ic2(n)；
步骤三，根据iL(n)、ic1(n)和ic2(n)，采用数字纹波控制算法进行迭代运算，得到主开关管、支路a开关管和支路b开关管在第(n+1)开关周期的占空比值d1_alg(n+1)、da(n+1)和db(n+1)；
步骤四，当所述开关变换器第一次进入额定稳态，则补偿d1_alg(n+1)，否则令d1(n+1)＝d1_alg(n+1)并跳转至步骤五；
所述补偿d1_alg(n+1)，具体为：
采集支路a、支路b的负载电流ia、ib，分别模数转换为ia(n)、ib(n)后，计算主开关管的占空比补偿值：
Δd1(n+1)＝(ib(n)-Vrefb/Rb)Gc12+α·(ia(n)-Vrefa/Ra)Gc21；
其中，
α为补偿深度调整系数，Ra、Rb分别为支路a、b的额定负载电阻；
补偿d1_alg(n+1)，得到主开关管补偿后的占空比值d1(n+1)：
d1(n+1)＝d1_alg(n+1)+Δd1(n+1)；
步骤五，根据d1(n+1)、da(n+1)和db(n+1)产生PWM信号，控制所述开关变换器的开关管。
2.如权利要求1所述的一种单电感双输出开关变换器的控制方法，其特征在于，所述步骤二中，使用比例积分算法，求取电流控制信号ic1(n)、ic2(n)，具体为：
ic1(n)＝Kpa·ea(n)+pia.out(n)，
pia.out(n)＝pia.out(n-1)+Ts·Kia·ea(n)；
ic2(n)＝Kpb·eb(n)+pib.out(n)，
pib.out(n)＝pib.out(n-1)+Ts·Kib·eb(n)；
其中，pia.out(n)和pia.out(n-1)分别为支路a第n开关周期和第(n-1)开关周期的积分项输出，pib.out(n)和pib.out(n-1)分别为支路b第n开关周期和第(n-1)开关周期的积分项输出；Kpa、Kpb是支路a、b的比例系数，Kia、Kib是支路a、b的积分系数；Ts为所述开关变换器的一个开关周期。
3.如权利要求1所述的一种单电感双输出开关变换器的控制方法，其特征在于，所述开关变换器为SIDO boost或SIDO buck-boost；
所述步骤三中，采用数字纹波控制算法进行迭代运算，得到主开关管、支路a开关管和支路b开关管在第(n+1)开关周期的占空比值d1_alg(n+1)、da(n+1)和db(n+1)，具体为：
db(n+1)为da(n+1)的互补信号；
其中，d1(n)、da(n)分别为主开关管、支路a开关管在第n开关周期的占空比值；Ts为所述开关变换器的一个开关周期；
m1、m2和m3为所述开关变换器的iL在开关周期内不同时间段的斜率绝对值；
如所述开关变换器为SIDO boost，则
如所述开关变换器为SIDO buck-boost，则
其中，Vin为输入电压，L为电感值。
4.如权利要求1所述的一种单电感双输出开关变换器的控制方法，其特征在于，所述开关变换器为SIDO buck变换器；
所述步骤三中，采用数字纹波控制算法进行迭代运算，得到主开关管、支路a开关管和支路b开关管在第(n+1)开关周期的占空比值d1_alg(n+1)、da(n+1)和db(n+1)，具体为：
如则
db(n+1)为da(n+1)的互补信号；
如则
db(n+1)为da(n+1)的互补信号；
如则
da(n+1)＝d1_alg(n+1)，
db(n+1)为da(n+1)的互补信号；
其中，Irefa、Irefb分别为支路a、支路b的额定负载电流；d1(n)、da(n)分别为主开关管、支路a开关管在第n周期的占空比值；m1、m2和m3为所述开关变换器的iL在开关周期内不同时间段的斜率绝对值，Ts为所述开关变换器的一个开关周期，Vin为输入电压，L为电感值。
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