CN103560668A

CN103560668A - 单电感双输出变换器中实现次级开关100%占空比输出的方法

Info

Publication number: CN103560668A
Application number: CN201310560994.8A
Authority: CN
Inventors: 陆生礼; 张力文; 肖哲飞; 祝靖; 孙华芳; 孙伟锋; 时龙兴
Original assignee: Southeast University
Current assignee: Southeast University
Priority date: 2013-11-12
Filing date: 2013-11-12
Publication date: 2014-02-05
Anticipated expiration: 2033-11-12
Also published as: CN103560668B

Abstract

一种单电感双输出变换器中实现次级开关100%占空比输出的方法，主环采用峰值电流环模式，次环采用电压环模式，次环中包括误差放大器、比较器及驱动和死区控制电路，变换器两路输出电压的差模信号输入到次环误差放大器的反相输入端，次环误差放大器的同相输入端连接参考电压值V_REF2，次环误差放大器的输出电压V_C连接次环比较器的反相输入端，次环比较器的同相输入端连接斜坡电压V_ramp，通过次环误差放大器的输出电压值与斜坡电压V_ramp经过次环比较器比较，输出次级占空比信号，经过驱动和死区控制电路来控制次级开关的导通和关断，由此控制电感电流在变换器两路输出上的分配，其特征在于：在次环比较器的同相输入端原有斜坡电压信号V_ramp上叠加直流电压V_REF0，实现次级开关100%占空比输出。

Description

单电感双输出变换器中实现次级开关100%占空比输出的方法

技术领域

本发明涉及单电感双输出（SIDO）降压型开关电源变换器，尤其涉及一种单电感双输出（SIDO）变换器中实现次级开关100%占空比输出的方法及其电路。

背景技术

次级开关控制信号占空比产生电路是SIDO系统次级控制环路的核心部分，其输出占空比范围将直接影响整个电路系统的稳定性和输出电压。

在SIDO控制电路中，主环采用峰值电流环模式，决定着两路输出的电流总和，而次环是采用电压环模式，控制电感电流在两路输出上的分配。次环通过误差放大器的输出电压值和斜坡电压经过比较器产生次级占空比信号，在图1中，比较器的反向端接误差放大器电路输出电压V_C，同相端接斜坡电压V_ramp，斜坡电压最小值为0，最大值设置成为V_p，其中V_DD为误差放大器工作电源电压。当SIDO电路中两路负载相差不是很大时，由图4可知，次环误差放大器的输出V_C工作在线性输出状态；当V_o1支路负载很大，而V_o2支路负载很小时，V_o1支路需要的电流很大，V_o2支路需要的电流很小，次级开关控制信号占空比接近100%，此时要求V_C很小（几乎为零）。但V_C值已经超出了误差放大器的线性输出电压范围，导致误差放大器增益减小，这将会大大影响次环的稳定性和SIDO电路的输出电压准确性。

发明内容

本发明是为了解决次级开关控制信号占空比接近100%时，电路出现的不稳定和输出电压不准确的问题。

为实现上述发明目的，本发明采用如下技术方案：一种单电感双输出（SIDO）变换器中实现次级开关100%占空比输出的方法，单电感双输出（SIDO）变换器的控制电路中，主环采用峰值电流环模式，次环采用电压环模式，次环中包括误差放大器、比较器及驱动和死区控制电路，变换器两路输出电压的差模信号输入到次环误差放大器的反相输入端，次环误差放大器的同相输入端连接参考电压值V_REF2，次环误差放大器的输出电压V_C连接次环比较器的反相输入端，次环比较器的同相输入端连接斜坡电压V_ramp，通过次环误差放大器的输出电压值与斜坡电压V_ramp经过次环比较器比较，输出次级占空比信号，经过驱动和死区控制电路来控制次级开关的导通和关断，由此控制电感电流在变换器两路输出上的分配，其特征在于：在次环比较器的同相输入端原有斜坡电压信号V_ramp上叠加直流电压V_REF0，实现次级开关100%占空比输出，所叠加的直流电压V_REF0值为次环误差放大器线性输出电压的最小值V_Cmin。

实现上述方法的次环直流电压V_REF0与斜坡电压信号V_ramp叠加电路，其特征在于：包括电流源I、NMOS管M_N1、M_N2，PMOS管M_P1、M_P2，开关K1、K2及电容C，电流源I的正端连接电源V_DD，电流源I的负端与NMOS管M_N1的漏极和栅极以及NMOS管M_N2的栅极连接，NMOS管M_N1、M_N2的源极接地，NMOS管M_N2的漏极与PMOS管M_P1的漏极和栅极以及PMOS管M_P2的栅极连接，PMOS管M_P1、M_P2的源极连接电源V_DD，PMOS管M_P2的漏极连接开关K1的一端，开关K1的另一端与开关K2的一端和电容C的一端连接并作为斜坡电压信号V_ramp的输出端，开关K2的另一端和电容C的另一端连接并连接所叠加的直流电压源V_REF0，开关K2、K1的控制端分别连接时钟控制信号CLK及CLK的反信号

电容C的值按下式计算得到：

C = \frac{V_{p}}{V_{p} - V_{REF 0}} \times C_{0}

式中，V_p为叠加直流电压V_REF0后设定的斜坡电压的峰值，C₀为未叠加直流电压V_REF0时的电容值，由于工程上一般将未加直流时斜坡的峰值设置为0.8V_DD，为了使得叠加直流电压V_REF0后的斜坡峰值不至于超出误差放大器的线性放大范围，本专利中斜坡电压的峰值V_p仍设置为0.8V_DD。次级占空比定义为次级第一路开关S1导通时间与开关周期的比值。

本发明的优点及显著效果：

（1）本发明通过在次环原有的比较器输入端斜坡电压信号上叠加一个直流电压信号，提高比较器同相端的最低输入电压，叠加的直流电压值可以根据误差放大器的线性输出电压范围具体设定。误差放大器的输出V_C始终保持在的线性输出电压范围之内，保证了次环的稳定性和电路输出电压的准确性的前提下，实现次级占空比接近100%的输出控制。

（2）本发明中在斜坡电压上叠加直流电压的实现方式简单，电路设计复杂性不会增加。

（3）本发明解决了次级开关控制信号占空比接近100%时，次环出现的不稳定和电路输出电压不准确的问题。

附图说明

图1是整个SIDO电路工作的原理框图；

图2a是现有技术未叠加直流电压的斜坡电压产生电路；

图2b是发明叠加直流电压的斜坡电压产生电路；

图3是叠加直流电压的斜坡电压波形图；

图4a为未加直流电压的斜坡电压信号和对应的占空比信号波形；

图4b为叠加了直流电压的斜坡电压信号的波形以及对应的占空比信号波形。

具体实施方式

图1为整个SIDO电路工作的原理框图。电路的控制环路分为主环和次环，主环采用峰值电流模式，决定两路负载电流之和（即流过电感L的总电流平均值I_L）。次环采用电压模式，决定电感电流I_L在两路输出中的分配。次环的工作原理：变换器两路输出电压的差模信号（V₀₁-V₀₂）输入到误差放大器的反相输入端，同相输入端接参考电压值V_REF2，误差放大器的输出端V_C接比较器的反相输入端，比较器同相输入端接叠加了直流电压V_REF0的斜坡电压信号，输出次级开关控制信号占空比，经过驱动和死区控制电路来控制次级开关的导通和关断，由此控制电感电流在两路输出上的分配。当电路两路负载相差很大，采用图3中的斜坡信号V_ramp，次级开关控制信号占空比接近100%时，SIDO电路仍然很稳定。

通过计算，次环中误差放大器的传输函数为

比较器的传输函数为

整个次环的传输函数为：

A = I_{L} \times (R_{o 1} + R_{o 2}) \times \frac{1 + \frac{2 s C_{o} R_{o 1} R_{o 2}}{R_{o 1} R_{o 2}}}{(1 + s C_{o} R_{o 1}) (1 + s C_{o} R_{o 2})} \times (1 + s C_{o} r) \times T_{C} \times \frac{1}{V_{m}}

其中，H为次环误差放大器的增益，V_m为斜坡电压的最大值和最小值之差，即斜坡电压的高度,I_L为电感电流平均值，R_o1、R_o2为负载电阻，R_p、C_p为次环误差放大器的补偿电阻和电容，R_f为次环误差放大器的反相端输入电阻，r为输出电容的寄生电阻，s为实域到复频域的拉普拉斯变换，C_o为负载电容值（图2a），第一路负载电容和第二路负载电容值相同，即C_o＝C_o1＝C_o2。

本发明中，叠加直流电压的斜坡电压信号如图3所示，斜坡电压的峰值如果在原来V_p上叠加一个直流电压V_REF0，就超过了次环误差放大器线性输出范围的上限电压。因此，斜坡电压的峰值仍设置成0.8V_DD，V_m值将会减小（V_p是斜坡电压的最大值，V_m是斜坡电压的最大值和最小值之差，在未叠加直流电平的图2a电路中，V_p=V_m=0.8V_DD；而在叠加了直流电平以后的电路图2b中，V_p=0.8V_DD，V_m=0.8V_DD-V_REF0）。由上式可知，要保证次环的传输函数不变，即次环保持稳定，必须相应地减小误差放大器的增益，由原来的H减小为

另外，为了保证次环误差放大器的传递函数极点保持不变，误差放大器的反相端输入电阻R_f必须增大为

图2a为现有技术没有叠加直流电压的斜坡电压产生电路，图2b为本发明在斜坡电压上叠加直流电压的一种具体实现电路图，包括电流源I，NMOS电流镜，PMOS电流镜，电容C，时钟控制开关K1和K2以及参考电压V_REF0。图2a中除了电容C₀和参考电压V_REF0值为0，其他的部分和本发明图2b相同。

本发明电路工作原理如下：电流I通过NMOS电流镜和PMOS电流镜镜像使得M_P2漏端电流为I，开关K1闭合，K2断开，电流I对电容C充电，电容上的电压从V_REF0以的斜率上升，达到0.8V_DD，此时时钟控制开关K1断开、Ｋ2闭合，输出电压V_ramp立刻下降为V_REF0。V_REF0由一般的电压基准电路产生，由于基准电压V_REF0的正端与电容C的一端相连，所以电容C可以看做是V_REF0的负载电容，本专利中电容C的取值在fF量级上，而一般基准的带载能力为pF量级，所以一般基准电路所产生的V_REF0完全可以满足带载需求，其值设置为次环误差放大器线性输出电压的最小值V_Cmin。由图4可知，斜坡电压V_ramp与斜坡电压V_ramp0相比，斜坡电压的上升斜率和下降斜率变小。因此，在图2b中，电容C的值取

C₀为图2a中的电容。

图3是叠加直流电压的斜坡电压波形图。V_m为斜坡电压的最大值和最小值之差。

图4a为没有叠加直流电压的斜坡电压信号V_ramp0和本发明图4b叠加直流电压的斜坡电压信号V_ramp的波形对比。在图4a中，当次环误差放大器输出电压V_C小于斜坡电压时，次环比较器输出由低电平变为高电平，产生次级开关控制信号D₂。图4b中，斜坡电压的最小值由0变成V_REF0，产生D₂的过程与图4a相同。本专利的特点及内容已揭示如上，然而本领域的技术人员可能基于本发明的说明而做种种不背离发明精神的替换及修改。因此，本发明的保护范围应不局限于上述的实施方案，而应包含各种不背离本发明的替换和修改，并为权利要求书所涵盖。

Claims

1.一种单电感双输出变换器中实现次级开关100%占空比输出的方法，单电感双输出变换器的控制电路中，主环采用峰值电流环模式，次环采用电压环模式，次环中包括误差放大器、比较器及驱动和死区控制电路，变换器两路输出电压的差模信号输入到次环误差放大器的反相输入端，次环误差放大器的同相输入端连接参考电压值V_REF2，次环误差放大器的输出电压V_C连接次环比较器的反相输入端，次环比较器的同相输入端连接斜坡电压V_ramp，通过次环误差放大器的输出电压值与斜坡电压V_ramp经过次环比较器比较，输出次级占空比信号，经过驱动和死区控制电路来控制次级开关的导通和关断，由此控制电感电流在变换器两路输出上的分配，其特征在于：在次环比较器的同相输入端原有斜坡电压信号V_ramp上叠加直流电压V_REF0，实现次级开关100%占空比输出，所叠加的直流电压V_REF0值为次环误差放大器线性输出电压的最小值V_Cmin。

2.实现权利要求1所述方法的次环直流电压V_REF0与斜坡电压信号V_ramp叠加电路，其特征在于：包括电流源I、NMOS管M_N1、M_N2，PMOS管M_P1、M_P2，开关K1、K2及电容C，电流源I的正端连接电源V_DD，电流源I的负端与NMOS管M_N1的漏极和栅极以及NMOS管M_N2的栅极连接，NMOS管M_N1、M_N2的源极接地，NMOS管M_N2的漏极与PMOS管M_P1的漏极和栅极以及PMOS管M_P2的栅极连接，PMOS管M_P1、M_P2的源极连接电源V_DD，PMOS管M_P2的漏极连接开关K1的一端，开关K1的另一端与开关K2的一端和电容C的一端连接并作为斜坡电压信号V_ramp的输出端，开关K2的另一端和电容C的另一端连接并连接所叠加的直流电压源V_REF0，开关K2、K1的控制端分别连接时钟控制信号CLK及CLK的反信号

电容C的值按下式计算得到：

C = \frac{V_{p}}{V_{p} - V_{REF 0}} \times C_{0}

式中，V_p为叠加直流电压V_REF0后设定的斜坡电压的峰值，C₀为未叠加直流电压V_REF0时的电容值，由于工程上一般将未加直流时斜坡的峰值设置为0.8V_DD，为了使得叠加直流电压V_REF0后的斜坡峰值不至于超出误差放大器的线性放大范围，斜坡电压的峰值V_p仍设置为0.8V_DD。