CN105846678B - 一种单电感多输出开关电源变换器的次环控制系统 - Google Patents

一种单电感多输出开关电源变换器的次环控制系统 Download PDF

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Abstract

一种单电感多输出开关电源变换器的次环控制系统，在次环控制系统中，各次环控制支路中采用内部设有上门限电压VH和下门限电压VL的迟滞比较器取代传统次环误差放大器和次环PWM比较器，各次环控制支路迟滞比较器的输入分别为n‑1个差模电压Vfbi(i＝1，2，…n‑1)，Vfbi分别与上门限电压VH和下门限电压VL进行比较，当Vfbi低于下门限电压VL时，占空比控制信号PWM为高电平，相应输出支路中的次级功率开关管打开；当Vfbi高于上门限电压VH时，占空比控制信号PWM为低电平，相应输出支路中的次级功率开关管关断，从而实现通过迟滞比较器快速调节次级占空比信号。

Description

一种单电感多输出开关电源变换器的次环控制系统
技术领域
本发明涉及单电感多输出开关电源变换器，特别涉及一种单电感多输出开关电源变换器的次环控制系统，属于微电子领域。
背景技术
单电感多输出(Single-Inductor Multiple-output，SIMO)开关电源变换器是一种新型多输出开关变换器结构，利用各输出支路分时工作原理，仅使用一个电感即可独立控制多路电源的输出，适用于多值电压系统的电源。各输出支路共享一个电感，分时工作，大大减少了电路所需电感的数目，因而在实现对各路输出支路独立精确控制的同时，大大减小了变换器系统的尺寸。然而，随着电池充电的便携式设备不断发展，需要电压调节器具有快速响应能力和高的转换效率。如果瞬态响应过慢，各输出支路在分时工作时，各输出支路开关之间存在严重的交叠导通，增加了各输出支路输出电压的纹波系数，严重时会破坏整个系统的稳定性，使变换器无法正常工作。因此，提高负载瞬态响应成为研究焦点。为了设计具有高速负载响应的DC-DC开关电源，一方面我们可以从控制芯片外围元件入手，例如使用较小的输出电容，或者较小的电感，但小的电容电感在同等应用条件下，易使控制芯片工作在不连续导电模式，这样就牺牲了芯片的带负载能力，转换效率，加大了系统的输出纹波。另外，我们可以调节芯片环路补偿的电容值，减小该电容值可以获得更快的响应速度，但同时会牺牲芯片的稳定裕度。另一方面，我们可以从改进系统电路结构、电路模块入手，来优化开关电源的瞬态响应。
发明内容
本发明提供一种单电感多输出开关电源变换器的次环控制系统，为了提高瞬态响应，在次环控制系统中采用迟滞比较器产生PWM占空比信号，实现对次级开关占空比信号进行快速精确地控制，解决了负载瞬态响应慢而导致的输出纹波大的问题。
本发明采取的技术方案如下：一种单电感多输出开关电源变换器的次环控制系统，单电感多输出电源变换器包括功率级电路和控制级电路，功率级电路设有N个输出支路，分别输出电压Voi(i＝1，2，…n)，N个输出支路共用一个电感L分时工作，控制级电路包括输出电压采样反馈网络、主环控制系统和次环控制系统，主环控制系统采用共模峰值电流模式，决定电感L的充电时间，次环控制系统采用差模电压模式，决定电感电流IL在N个输出支路中的分配，输出电压采样反馈网络的输入信号分别为N个支路的输出电压Voi(i＝1，2，…n)，输出电压采样反馈网络的输出为共模电压Vcm和n-1个差模电压Vfbi(i＝1，2，…n-1)，共模电压Vcm通过包括主环误差放大器、主环斜坡补偿电路、主环比较器、RS触发器以及驱动和死区控制电路构成的主环控制系统，产生主级开关占空比信号D0，控制开关电源变换器中主级功率开关管Sp0、Sn0的通断；n-1个差模电压Vfbi(i＝1，2，…n-1)通过包括次环误差放大器、次环PWM比较器、次级开关占空比时序控制电路和次级开关驱动电路构成的次环控制系统，产生n个次级开关占空比信号Di(i＝1，2，…n)，分别控制各输出支路中次级功率开关管Sni(i＝1，2，…n)的通断；
其特征在于：在次环控制系统中，各次环控制支路中采用内部设有上门限电压VH和下门限电压VL的迟滞比较器i(i＝1，2，…n-1)取代传统次环误差放大器和次环PWM比较器，各次环控制支路迟滞比较器的输入分别为n-1个差模电压Vfbi(i＝1，2，…n-1)，迟滞比较器i(i＝1，2，…n-1)的输出分别为占空比控制信号PWM i(i＝1，2，…n-1)与次级开关占空比时序控制电路输入端连接，将Vfbi(i＝1，2，…n-1)分别与上门限电压VH和下门限电压VL进行比较，当Vfbi(i＝1，2，…n-1)低于下门限电压VL时，占空比控制信号PWM i(i＝1，2，…n-1)为高电平，相应输出支路中的次级功率开关管打开；当Vfbi(i＝1，2，…n-1)高于上门限电压VH时，占空比控制信号PWM i(i＝1，2，…n-1)为低电平，相应输出支路中的次级功率开关管关断，从而实现通过迟滞比较器快速调节次级占空比信号。
所述各控制支路的迟滞比较器结构相同，包括六个PMOS管M1、M2、M3、M4、M5和M12以及八个NMOS管M6、M7、M8、M9、M10、M11、M13和M14，PMOS管M1的栅极连接参考电压Vref，PMOS管M2的栅极连接差模电压Vfbi(i＝1，2，…n-1)，PMOS管M1的源极与PMOS管M2的源极互连并连接PMOS管M3的漏极，PMOS管M3的栅极连接外供偏置Vb1，PMOS管M4的栅极与PMOS管M5的栅极互连并连接PMOS管M4的漏极和NMOS管M6的漏极，PMOS管M5的漏极连接NMOS管M7的漏极以及PMOS管M12的栅极和NMOS管M13的栅极，NMOS管M6的栅极与NMOS管M7的栅极互连并连接外供偏置Vb2，NMOS管M6的源极与PMOS管M2的漏极、NMOS管M8的漏极以及NMOS管M10的漏极连接在一起，NMOS管M7的源极与PMOS管M1的漏极、NMOS管M9的漏极以及NMOS管M14的漏极连接在一起，NMOS管M14的源极连接NMOS管M11的漏极，NMOS管M8、M9、M10、M11的栅极连接在一起并连接外供偏置Vb3，PMOS管M3、M4、M5、M12的源极连接在一起并连接VDD，PMOS管M12的漏极与NMOS管M13的漏极、NMOS管M14的栅极连接在一起，作为输出端输出占空比控制信号PWMi(i＝1，2，…n-1)，NMOS管M13的源极与NMOS管M8、M9、M10、M11的源极连接在一起并接地；下门限电压VL＝Vref-Vt-，上门限电压VH＝Vref-Vt+，Vref为为迟滞比较器电路输入的参考电压，Vt-为迟滞比较器电路的负迟滞阈值点，即当迟滞比较器的输入信号Vfbi(i＝1，2，…n-1)从高减到低时，其输出信号PWMi(i＝1，2，…n-1)从低电平转为高电平的工作点，Vt-＝|Vgs2|-|Vgs1|，|Vgs1|、|Vgs2|分别为电路在负迟滞阈值点Vt-时，PMOS管M1、M2的栅源电压，Vt+为迟滞比较器电路的正迟滞阈值点，即当迟滞比较器的输入信号Vfbi(i＝1，2，…n-1)从低增加到高时，其输出信号PWMi(i＝1，2，…n-1)从高电平转为低电平的工作点，Vt+＝|Vgs2’|-|Vgs1’|，|Vgs1’|、|Vgs2’|分别为电路在正迟滞阈值点Vt+时，PMOS管M1、M2的栅源电压。
本发明的优点及显著效果：传统峰值电流控制的PWM开关电源次环是采用一个误差放大器对输出电压的反馈信号进行误差放大，随后将误差放大后的信号送入PWM比较器实现PWM调制，这种结构存在误差放大器和PWM比较器之间的延时，PWM比较器的输出信号不能够很快的对输出电压的变化进行响应，因此当负载发生变换时，负载瞬态响应较慢，各支路输出之间存在严重电压过冲问题，致使各支路输出电压纹波系数增大，增加了瞬态响应时间。为了消除信号在经过误差放大器时产生的延时，提高PWM调制的精度和速度，本发明次环控制电路采用的迟滞比较器取代了传统电压模式PWM调制开关电源变换器中的误差放大器和PWM比较器，使迟滞控制的BUCK转换器具有响应快和稳定工作的特点，减少了误差放大器这个串联环节，避免了信号在经过误差放大器时产生的时延和误差，每一路负载的变化经过对应迟滞比较器的快速响应都将及时地反映在次级开关占空比时序控制电路的输入端，进而快速调节次级占空比信号，提高次环瞬态响应能力，进而提高PWM调制的速度和精度，从而减少了次环瞬态响应时间，实现了负载的瞬态响应，优化了开关电源的瞬态响应性能。
附图说明
图1为本发明采用迟滞比较器的单电感多输出开关电源变换器系统整体电路图；
图2为本发明单电感多输出开关电源变换器次环的控制工作原理图；
图3为本发明迟滞比较器的一种实施电路图。
具体实施方式
参看图1，本发明单电感多输出开关电源变换器包括功率级电路和控制级电路，功率级电路设有N个输出支路，分别输出电压Voi(i＝1，2，…n)，N个输出支路共用一个电感L分时工作，控制级电路包括输出电压采样反馈网络、主环控制系统和次环控制系统，主环控制系统采用共模峰值电流模式，改变电感L的充电时间，次环控制系统采用差模电压模式，决定电感电流IL在N个输出支路中的分配，输出电压采样反馈网络的输入信号分别为N个支路的输出电压Voi(i＝1，2，…n)，输出电压采样反馈网络的输出为共模电压Vcm和n-1个差模电压Vfbi(i＝1，2，…n-1)，共模电压Vcm通过包括主环误差放大器、主环斜坡补偿电路、主环比较器、RS触发器以及驱动和死区控制电路构成的主环控制系统，产生主级开关占空比信号D0，控制开关电源变换器中主级功率开关管Sp0、Sn0的通断。上述功率级电路、输出电压采样反馈网络和主环控制系统与现有技术相同。
本发明与现有技术不同之处在于，次环控制系统中，各次环控制支路中采用内部设有上门限电压VH和下门限电压VL的迟滞比较器i(i＝1，2，…n-1)取代传统次环误差放大器和次环PWM比较器，各次环控制支路迟滞比较器的输入分别为n-1个差模电压Vfbi(i＝1，2，…n-1)，迟滞比较器i(i＝1，2，…n-1)的输出分别为占空比控制信号PWM i(i＝1，2，…n-1)与次级开关占空比时序控制电路输入端连接，将Vfbi(i＝1，2，…n-1)分别与上门限电压VH和下门限电压VL进行比较，当Vfbi(i＝1，2，…n-1)低于下门限电压VL时，占空比控制信号PWM i(i＝1，2，…n-1)为高电平，相应输出支路中的次级功率开关管打开；当Vfbi(i＝1，2，…n-1)高于上门限电压VH时，占空比控制信号PWM i(i＝1，2，…n-1)为低电平，相应输出支路中的次级功率开关管关断，从而实现通过迟滞比较器快速调节次级占空比信号使用了迟滞比较器直接调节占空比信号，检测到的负载变化直接输入到迟滞比较器，和迟滞比较器内部的门限电压相比较，快速产生占空比信号控制次级功率开关管的通断。
具体的占空比信号快速产生原理如下：输出电压采样反馈网络输出的电压反馈信号Vfbi(i＝1，2，…n-1)输入到对应迟滞比较器的输入端，和迟滞比较器内部的门限电压相比较。迟滞比较器的输出端连接次级开关占空比时序控制电路的输入端，使得n-1个PWM信号PWMi(i＝1，2，…n-1)进行时序逻辑上的调整后输入到次级开关驱动电路得到精确的次级开关占空比信号Di(i＝1，2，…n)分别控制次级功率开关管Sni(i＝1，2，…n)的通断，决定能量的分配。迟滞比较器的具体工作原理如下，当反馈电压Vfb低于内部下门限电压VL时，PWM占空比控制信号翻转为高电平，经过次级开关占空比信号时序控制电路及次级开关驱动电路输出的次级开关占空比信号使得次级功率开关管打开，对应支路进行充电。当反馈电压Vfb高于内部上门限电压VH时，PWM占空比控制信号翻转为低电平，经过次级开关占空比信号时序控制电路及次级开关驱动电路输出的次级开关占空比信号使得次级功率开关管关断，对应支路不进行充电。
参看图2，可以清楚的看出迟滞比较器的具体工作原理，输出电压采样反馈网络输出的电压反馈信号Vfb1…Vfbi…Vfbn-1(i＝1，2，…n-1)输入到对应迟滞比较器的输入端，和迟滞比较器内部的门限电压相比较。当反馈电压Vfb低于内部下门限电压VL时，PWM占空比控制信号翻转为高电平；当反馈电压Vfb高于内部上门限电压VH时，PWM占空比控制信号翻转为低电平，迟滞比较器输出的PWM信号经过次级开关占空比时序控制电路进行时序逻辑上的调整并通过次级开关驱动电路得到精确的次级开关占空比信号，控制次级功率开关管的通断。这样基于迟滞比较器的次环控制电路可以快速的得到占空比信号，及时调节次级功率开关管的通断，决定能量的分配，由此提高次环瞬态响应能力，实现负载的瞬态响应。该控制方案直接检测输出电压的变化，迟滞比较器快速得到的PWM信号及时的反映在次级开关占空比时序控制电路输入端，并通过次级开关驱动电路得到精确的次级开关占空比信号控制次级功率开关管的导通与关断，提高了次环瞬态响应能力，及PWM调制的速度和精度，减少了瞬态响应时间，优化了开关电源的瞬态响应性能，对于负载的突变可以快速响应，并且该控制系统易于实现。
参看图3，取各支路输出反馈电压Vfbi(i＝1，2，...，n-1)为例，对每一Vfbi信号分别设置迟滞比较器。Vref、Vb1、Vb2、Vb3为外部提供的偏置电压，Vref为迟滞比较器电路输入的参考电压。通过设置Vref用于调整门限电压VL、VH，最终处理后信号从VPWMi(i＝1，2，...，n-1)输出，作为图1中次级开关占空比时序控制电路的输入信号PWMi(i＝1.2....n-1)。电路中I1-I11分别对应流过M1-M11的导通电流。电路工作原理如下：先考虑Vfbi＞Vref，且M1导通，M2几乎截止的情况，此时电流I3几乎全部从I1中流过，M5工作在线性区，此时VPWMi输出为低。当随着Vfbi减小，I2不断增大，直到增大到M5工作在饱和区时，电路达到负迟滞阈值点，即当输入信号Vfbi从高减低时，输出信号VPWMi从低电平转为高电平的工作点。此时由于电流镜作用下I4＝I5、I8＝I9，易得：I1＝(I3-I10)/2，I2＝(I3+I10)/2。故可以得到：M1的栅源电压|Vgs1|＝(2I1/β)1/2+|Vth1|、M2的栅源电压|Vgs2|＝(2I2/β)1/2+|Vth2|(β＝μCoxW/L)，其中Vth1、Vth2分别为M1、M2导通的阈值电压，μ为空穴迁移率，Cox为栅氧电容，W/L为MOS管宽长比。所以负迟滞阈值点Vt-＝|Vgs2|-|Vgs1|，故下门限电压VL＝Vref-|Vgs2|+|Vgs1|，其中Vgs1、Vgs2分别为此时M1、M2的栅源电压。通过分析公式不难看出，通过调节M10的宽长比可以设计负迟滞阈值点Vt-的大小从而调整下门限电压VL的大小。当输入电压继续变小时，M5进入饱和区，输出结果跳变至高。再考虑Vfb＜Vref，且M2导通，M1几乎截止时，I3几乎全部流过M2，此时M4、M5工作在饱和区，VPWMi输出高电平使得M14导通，随着Vfb上升直到I5＝I4。这时，I1＝(I3-I10+I11)/2以及I2＝(I3+I10-I11)/2，类似之前推导易得正迟滞阈值点，即当输入信号Vrefi从小增加到高时，输出信号VPWMi从高电平转为低电平的工作点：Vt+＝|Vgs2’|-|Vgs1’|，故上门限电压VH＝Vref-|Vgs2’|+|Vgs1’|，其中Vgs1’、Vgs2’分别为此时M1、M2的栅源电压。通过调整M11宽长比即可调整正迟滞阈值点Vt+的大小从而改变上门限电压VH。当Vfb继续增大，M5进入线性区，输出低电平。
本发明的特点及内容已揭示如上，本发明的保护范围应包含所有单电感多输出开关电源变换器次环采用本发明迟滞比较器来提高瞬态响应的控制，本领域的技术人员可能基于本发明的说明而做种种不背离发明精神的替换和修改，均应在本发明的保护范围之内。

Claims (1)

1.一种单电感多输出开关电源变换器的次环控制系统，单电感多输出电源变换器包括功率级电路和控制级电路，功率级电路设有N个输出支路,分别输出电压Voi(i＝1,2,···n)，N个输出支路共用一个电感L分时工作，控制级电路包括输出电压采样反馈网络、主环控制系统和次环控制系统，主环控制系统采用共模峰值电流模式，决定电感L的充电时间，次环控制系统采用差模电压模式，决定电感电流IL在N个输出支路中的分配，输出电压采样反馈网络的输入信号分别为N个支路的输出电压Voi(i＝1,2,···n)，输出电压采样反馈网络的输出为共模电压Vcm和n-1个差模电压Vfbi(i＝1,2,···n-1)，共模电压Vcm通过包括主环误差放大器、主环斜坡补偿电路、主环比较器、RS触发器以及驱动和死区控制电路构成的主环控制系统，产生主级开关占空比信号D0，控制开关电源变换器中主级功率开关管Sp0、Sn0的通断；n-1个差模电压Vfbi(i＝1,2,···n-1)通过包括次环误差放大器、次环PWM比较器、次级开关占空比时序控制电路和次级开关驱动电路构成的次环控制系统，产生n个次级开关占空比信号Di(i＝1,2,···n)，分别控制各输出支路中次级功率开关管Sni(i＝1,2,···n)的通断；
其特征在于：在次环控制系统中，各次环控制支路中采用内部设有上门限电压VH和下门限电压VL的迟滞比较器i(i＝1,2,···n-1)取代传统次环误差放大器和次环PWM比较器，各次环控制支路迟滞比较器的输入分别为n-1个差模电压Vfbi(i＝1,2,···n-1)，迟滞比较器i(i＝1,2,···n-1)的输出分别为占空比控制信号PWM i(i＝1,2,···n-1)与次级开关占空比时序控制电路输入端连接，将Vfbi(i＝1,2,···n-1)分别与上门限电压VH和下门限电压VL进行比较，当Vfbi(i＝1,2,···n-1)低于下门限电压VL时，占空比控制信号PWM i(i＝1,2,···n-1)为高电平，相应输出支路中的次级功率开关管打开；当Vfbi(i＝1,2,···n-1)高于上门限电压VH时，占空比控制信号PWM i(i＝1,2,···n-1)为低电平，相应输出支路中的次级功率开关管关断，从而实现通过迟滞比较器快速调节次级占空比信号；
所述各控制支路的迟滞比较器结构相同，包括六个PMOS管M1、M2、M3、M4、M5和M12以及八个NMOS管M6、M7、M8、M9、M10、M11、M13和M14，PMOS管M1的栅极连接参考电压Vref，PMOS管M2的栅极连接差模电压Vfbi(i＝1,2,···n-1)，PMOS管M1的源极与PMOS管M2的源极互连并连接PMOS管M3的漏极，PMOS管M3的栅极连接外供偏置Vb1，PMOS管M4的栅极与PMOS管M5的栅极互连并连接PMOS管M4的漏极和NMOS管M6的漏极，PMOS管M5的漏极连接NMOS管M7的漏极以及PMOS管M12的栅极和NMOS管M13的栅极，NMOS管M6的栅极与NMOS管M7的栅极互连并连接外供偏置Vb2，NMOS管M6的源极与PMOS管M2的漏极、NMOS管M8的漏极以及NMOS管M10的漏极连接在一起，NMOS管M7的源极与PMOS管M1的漏极、NMOS管M9的漏极以及NMOS管M14的漏极连接在一起，NMOS管M14的源极连接NMOS管M11的漏极，NMOS管M8、M9、M10、M11的栅极连接在一起并连接外供偏置Vb3，PMOS管M3、M4、M5、M12的源极连接在一起并连接VDD，PMOS管M12的漏极与NMOS管M13的漏极、NMOS管M14的栅极连接在一起，作为输出端输出占空比控制信号PWMi(i＝1,2,···n-1)，NMOS管M13的源极与NMOS管M8、M9、M10、M11的源极连接在一起并接地；下门限电压VL＝Vref-Vt-，上门限电压VH＝Vref-Vt+，Vref为迟滞比较器输入的参考电压，Vt-为迟滞比较器的负迟滞阈值点，即当迟滞比较器的输入信号Vfbi(i＝1,2,···n-1)从高减到低时，其输出信号PWMi(i＝1,2,···n-1)从低电平转为高电平的工作点，Vt-＝|Vgs2|-|Vgs1|，|Vgs1|、|Vgs2|分别为电路在负迟滞阈值点Vt-时，PMOS管M1、M2的栅源电压，Vt+为迟滞比较器的正迟滞阈值点，即当迟滞比较器的输入信号Vfbi(i＝1,2,···n-1)从低增加到高时，其输出信号PWMi(i＝1,2,···n-1)从高电平转为低电平的工作点，Vt+＝|Vgs2’|-|Vgs1’|，|Vgs1’|、|Vgs2’|分别为电路在正迟滞阈值点Vt+时，PMOS管M1、M2的栅源电压。
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