CN105634279B - 一种提高单电感多输出电源变换器负载瞬态响应的方法 - Google Patents

一种提高单电感多输出电源变换器负载瞬态响应的方法 Download PDF

Info

Publication number
CN105634279B
CN105634279B CN201610179693.4A CN201610179693A CN105634279B CN 105634279 B CN105634279 B CN 105634279B CN 201610179693 A CN201610179693 A CN 201610179693A CN 105634279 B CN105634279 B CN 105634279B
Authority
CN
China
Prior art keywords
output
nmos tube
branch road
drain electrode
current
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CN201610179693.4A
Other languages
English (en)
Other versions
CN105634279A (zh
Inventor
孙伟锋
薛尚嵘
张玉浩
宋慧滨
李�杰
祝靖
陆生礼
时龙兴
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Southeast University
Original Assignee
Southeast University
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Southeast University filed Critical Southeast University
Priority to CN201610179693.4A priority Critical patent/CN105634279B/zh
Publication of CN105634279A publication Critical patent/CN105634279A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN105634279B publication Critical patent/CN105634279B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • H02M3/1584—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load with a plurality of power processing stages connected in parallel
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/14—Arrangements for reducing ripples from dc input or output
    • H02M1/143—Arrangements for reducing ripples from dc input or output using compensating arrangements

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

本发明公开了一种提高单电感多输出电源变换器负载瞬态响应的方法，在现有单电感多输出电源变换器的基础上，在各输出支路中的次级功率开关管的源、漏极之间增设负载电流采样网络，直接检测各输出支路开关管上的电流变化来体现负载电流的变化，并作为前馈电流及时地将任一路负载电流的变化反映到次环各支路的控制电路中，快速调节占空比，实现快速响应，减小输出电压的纹波，避免系统的不稳定性。

Description

一种提高单电感多输出电源变换器负载瞬态响应的方法
技术领域
本发明涉及单电感多输出开关电源变换器，特别涉及一种提高单电感多输出电源变换器负载瞬态响应的方法，属于微电子领域。
背景技术
单电感多输出(Single-Inductor Multiple-output，SIMO)开关电源变换器是一种新型多输出开关变换器结构，利用各输出支路分时工作原理，仅使用一个电感即可独立控制多路电源的输出，适用于多值电压系统的电源。各输出支路共享一个电感，分时工作，大大减少了电路所需电感的数目，因而在实现对各路输出支路独立精确控制的同时，大大减小了变换器系统的尺寸。然而，随着便携式设备中微处理器的运行频率和集成度越来越高，对于SIMO开关电源变换器来说，微处理器相当于一个快速变化的负载，会引起转换器输出电压发生一定幅度的波动，并且需要一段时间才能稳定，这对微处理器的稳定性、速度及效率性能有很大影响。所以，提高SIMO开关电源变换器的瞬态响应能力至关重要。如果负载瞬态响应较慢，一路输出电压变化时其他所有输出也将发生大的电压变化，慢的瞬态响应导致差的交叉调节性；同时慢的负载瞬态响应导致轻载变为重载或重载变为轻载时大的下冲电压或上冲电压，增加了各输出支路输出电压的纹波系数，严重时会破坏整个系统的稳定性，使变换器无法正常工作。因此，提高负载瞬态响应成为研究焦点。一般有两种方法来提高负载瞬态响应：一是增加带宽；二是快速调节占空比。理论上，提高开关频率可以增大传统电压模式控制的电源变换器带宽，但寄生效应和鲁棒性使得获得1MHz以上的带宽变得非常复杂。
发明内容
本发明提供一种提高单电感多输出电源变换器负载瞬态响应的方法，在各支路的次级功率开关管上并联负载电流采样网络，直接检测各支路开关管上的电流变化来体现负载电流的变化，实现快速调节占空比提高负载瞬态响应能力，解决了由于负载瞬态响应慢而导致的系统不稳定问题。
为实现上述发明目的，本发明采用以下技术方案：一种提高单电感多输出电源变换器负载瞬态响应的方法，单电感多输出电源变换器包括功率级电路和控制级电路，功率级电路设有N个输出支路,分别输出电压Voi(i＝1,2,···n)，N个输出支路共用一个电感L分时工作，控制级电路包括输出电压采样反馈网络、主环控制电路和次环控制电路，主环控制电路采用共模峰值电流模式，决定电感L的充电时间，次环控制电路采用差模电压模式，决定电感电流IL在N个输出支路中的分配，输出电压采样反馈网络输出的共模电压Vcm通过包括主环误差放大器、主环斜坡补偿电路、主环比较器、RS触发器以及驱动和死区控制电路构成的主环控制电路，产生主级开关占空比信号D0，控制开关电源变换器中主级功率开关管Sp0、Sn0的通断；输出电压采样反馈网络模块输出的差模电压Vdmi(i＝1,2,···n-1)通过包括次环误差放大器、次环比较器、次环斜坡补偿电路、次级开关占空比时序控制电路和驱动控制电路构成的次环控制电路，产生n个次级开关占空比信号Di(i＝1,2,···n)，分别控制各输出支路中次级功率开关管Sni(i＝1,2,···n)的通断；
其特征在于：通过直接检测各输出支路开关管上的电流变化来体现负载电流的变化，并作为前馈电流及时地将任一路负载电流的变化反映到次环各支路的控制电路中，实现快速调节占空比提高负载瞬态响应能力，避免由于负载瞬态响应慢而导致的系统不稳定，具体方法是：
在每个输出支路中增设负载电流采样网络，分别采样流过各输出支路中次级功率开关管Sni(i＝1,2,···n)的电流Ici(i＝1,2,…n)并将其转换为反映各输出支路负载电流变化的电压信号Vsensei(i＝1,2,…n)，将各支路的输出电压Voi(i＝1,2,···n)分别与各输出支路负载电流变化的电压信号Vsensei(i＝1,2,…n)对应相减，即Vo1-Vsense1···Voi-Vsensei···Von-Vsensen，所得之差值分别作为输出电压采样反馈网络的输入信号。
所述各输出支路中增设的负载电流采样网络结构相同，负载电流采样网络连接在各输出支路中次级功率开关管的源、漏极之间，包括四个PMOS管M1、M2、M3和MR，七个NMOS管M4、M5、M6、M7、M8、MRS和Msense以及电流源IBias，次级功率开关管的源极与NMOS管M7、M8及Msense的源极连接在一起，次级功率开关管的漏极连接NMOS管M6的源极，NMOS管M6的漏极连接NMOS管M4的源极和NMOS管M7的漏极，NMOS管M8的漏极与NMOS管Msense的漏极、NMOS管M5的源极连接在一起，NMOS管M6、Msense的栅极均连接控制信号Di(i＝1,2,···n)，NMOS管M7、M8的栅极均连接Di(i＝1,2,···n)的反向信号Di_(i＝1,2,···n)，NMOS管M4的栅极与NMOS管M5的栅极互连并连接NMOS管M5的漏极和PMOS管M3的漏极，NMOS管M4的漏极与PMOS管M2的漏极互连并连接NMOS管MRS的栅极，PMOS管M1、M2、M3的栅极互连并连接PMOS管M1的漏极和电流源IBias的正端，电流源IBias的负端接地，PMOS管M1、M2、M3以及PMOS管MR的源极均连接输入电压Vin，PMOS管MR的栅、漏极与NMOS管MRS的漏极连接在一起，作为负载电流采样网络的输出端，输出反映各输出支路负载电流变化的电压信号Vsensei(i＝1,2,…n)。
本发明的优点及显著效果：本发明针对负载瞬态响应较慢时各支路输出之间存在严重电压过冲问题，致使各支路输出电压纹波系数增大这一缺陷，通过直接检测负载电流的变化快速调节占空比，实现负载瞬变的快速响应。传统峰值电流模式各支路负载电流的变化要经过环路自身的调节才能响应，瞬态响应能力受限。本发明直接检测各支路负载电流的变化，首先，检测到的电流信号表现为前馈电流，任何负载的变化都将及时的反映在负载电流检测信号Vsensei(i＝1,2,…n)上，对其进行差模处理后经过次环误差放大器的输出Vci(i＝1,2,…n)叠加在对应各支路补偿斜坡Vrampi(i＝1,2,…n-1)上，快速调节占空比，实现快速响应，减小输出电压的纹波，避免系统的不稳定性。其次，将各支路误差放大器输出的误差电压反馈到对应比较器的反向输入端，提供准确的稳态调节，减小了各输出支路输出电压的纹波系数，提高了整个系统的稳定性。
附图说明
图1为负载电流突变时电感电流与输出电压的瞬态响应图；
图2为本发明单电感多输出开关电源变换器系统整体电路图；
图3为本发明单电感多输出开关电源变换器次环的控制工作波形图；
图4为本发明采用的负载电流采样网络电路图。
具体实施方式
如图1所示为负载电流突然变大时，负载电流Io、电感电流IL和输出电压Vout的波形。由图可以看出，在不影响DC-DC转换器本身各项特性的前提下，改善瞬态响应的最佳方法是尽量减小t1到t2的上冲延迟时间Δt{1,2}。由于负载突变发生的时刻不定，所以Δt{1,2}的值也不固定，它主要由两部分组成：一是正常开关周期的开关关断时间toff，二是控制电路的延迟时间Δtd，即从负载变化反馈进入控制电路到产生占空比信号所需要的时间。toff理想情况下可以缩减到零，本发明通过直接检测负载电流，作为前馈电流及时地将任一路负载电流的变化反映到次环各支路的控制电路中，快速地调节占空比，减小延迟时间Δtd，提高负载的瞬态响应能力。
如图2，本发明单电感多输出电源变换器包括与现有技术相同的功率级电路和控制级电路，功率级电路设有N个输出支路,分别输出电压Voi(i＝1,2,···n)，N个输出支路共用一个电感L分时工作。控制级电路包括输出电压采样反馈网络、主环控制电路和次环控制电路，主环控制电路采用基于负载电流的峰值电流模式—共模控制结构，决定变换器N路负载电流之和，即流过电感L的总电流IL，改变电感L的充电时间，次环控制电路采用电压模式—差模控制结构，决定电感电流IL在N个输出支路中的分配。
主环控制电路包括误差放大器EA0、比较器0、RS触发器、斜坡补偿电路及驱动和死区控制电路。变换器N路输出电压的共模信号Vcm输入到误差放大器EA0的反向输入端，误差放大器EA0的同相输入端输入参考电压值Vref，二者比较后输出误差电压信号Vc连接比较器0的反向输入端，电感电流检测信号VSL(ILRS)和斜坡补偿电压信号Vramp叠加后产生的控制信号Vctrl连接主环比较器0的同相输入端，Vc与Vctrl二者比较后产生主级PWM控制信号连接RS触发器的R端(置0端)，S端(置1端)输入时钟控制信号clk，RS触发器的输出端Q经过主级驱动和死区控制电路产生主级开关占空比信号D0，控制开关电源变换器中主级功率开关管Sp0、Sn0的通断，决定总能量的输入。
次环控制电路中包括误差放大器EAi(i＝1,2,···n-1)、比较器i(i＝1,2,···n-1)、斜坡补偿电路、次级开关占空比时序控制电路及驱动控制电路。输出电压采样反馈网络模块输出的差模电压Vdmi(i＝1,2,···n-1)分别输入到对应各支路误差放大器EAi(i＝1,2,···n-1)的反向输入端，其同相输入端输入对应参考电压值Vrefi(i＝1,2,···n-1)，误差放大器输出的误差电压信号Vci(i＝1,2,…n-1)输出给比较器i(i＝1,2,…n-1)的反向输入端。各支路对应斜坡补偿电压信号Vrampi(i＝1,2,…n-1)输出给比较器i(i＝1,2,…n-1)的同相输入端，各支路比较器输出的PWMi(i＝1,2,…n-1)信号输出给次级开关占空比时序控制电路，经过控制电路时序逻辑上的调整并通过次级开关驱动电路得到n个精确的次级开关占空比信号Di(i＝1,2,···n)，分别控制各支路次级开关管Sni(i＝1,2,···n)的通断。
本发明在上述现有技术的基础上进行了改进，一是在每个输出支路中增设结构相同的负载电流采样网络，直接检测各支路开关管上电流的变化，及时体现负载电流的变化。负载电流采样网络并联在各支路的次级功率开关管源、漏极之间，采样得到流过各输出支路中次级功率开关管Sni(i＝1,2,···n)的电流Ici(i＝1,2,…n)并将其转换为反映各输出支路负载电流变化的电压信号Vsensei(i＝1,2,…n)。二是将各支路的输出电压Voi(i＝1,2,···n)分别与各输出支路负载电流变化的电压信号Vsensei(i＝1,2,…n)对应相减，即Vo1-Vsense1···Voi-Vsensei···Von-Vsensen，所得之差值分别作为输出电压采样反馈网络的输入信号(现有技术中输出电压采样反馈网络的输入信号仅为Voi(i＝1,2,···n))。
各支路的采样电流Ici(i＝1,2,…n)输入负载电流采样网络后，首先产生负载电流检测信号Vsensei(i＝1,2,…n)表示采样电流变化，之后通过输出电压采样反馈网络对Vsensei(i＝1,2,…n)进行差模处理。由于采样的各支路体现负载电流变化的支路电流信号Ici(i＝1,2,…n)表现为前馈电流，任何负载的变化都将及时的反应在差模信号上，反向加载输出电压采样反馈网络上的Vsensei(i＝1,2,…n-1)等价于将其差模信号与补偿斜坡信号Vrampi(i＝1,2,…n-1)叠加，由此产生的控制信号及时反应负载电流的变化。误差电压信号Vci(i＝1,2,···n-1)与补偿斜坡信号Vrampi(i＝1,2,…n-1)分别输入到对应次环比较器i(i＝1,2,…n-1)的反向输入端和同向输入端，次环比较器电路快速产生n-1个PWM信号PWMi(i＝1,2,···n-1)，并经过次级开关时序控制电路时序逻辑上的调整并通过次级开关驱动电路得到n个精确的次级开关占空比信号Di(i＝1,2,…n)，及时控制次级开关Sni(i＝1,2,…n)的通断，决定能量的分配。表现为前馈电流的各支路采样电流信号Ici(i＝1,2,…n)使得任何的负载变化都将及时的反映在各支路负载电流检测信号Vsensei(i＝1,2,…n)上，可快速调节占空比，实现负载的瞬态响应。同时，设计中将各支路误差放大器输出的误差电压反馈到对应比较器的反向输入端，提供准确的稳态调节，减小了各输出支路输出电压的纹波系数，提高了整个系统的稳定性。
占空比信号快速产生原理如下：输出电压采样反馈网络输入信号为Voi(i＝1,2,···n)与负载电流检测信号Vsensei(i＝1,2,…n)的差值，输出的差模电压信号Vdmi(i＝1,2,···n-1)输入到对应次环误差放大器EAi(i＝1,2,···n-1)的反向输入端，EAi(i＝1,2,···n-1)的同向输入端输入次环各支路参考电压Vrefi(i＝1,2,···n-1)，EAi(i＝1,2,···n-1)输出的误差电压信号Vci(i＝1,2,···n-1)输入到对应次环比较器i(i＝1,2,···n-1)的反向输入端。斜坡补偿电压信号Vrampi(i＝1,2,···n-1)输入到次环比较器i(i＝1,2,···n-1)同向输入端，由此，输出电压采样反馈网络输出的差模信号Vdmi(i＝1,2,···n-1)通过对应误差放大器EAi(i＝1,2,···n-1)输出的误差电压信号Vci(i＝1,2,···n-1)叠加到补偿斜坡信号Vrampi(i＝1,2,…n-1)上，及时反应负载电流的变化。比较器i(i＝1,2,···n-1)输出的n-1个PWM信号输入到次级开关占空比时序控制电路中，经过控制电路时序逻辑上的调整并通过次级开关驱动电路得到n个精确的次级开关占空比信号Di(i＝1,2,…n)，分别控制次级开关Sni(i＝1,2,···n)通断。其中，由于采样的体现各支路负载电流变化的支路电流信号Ici(i＝1,2,…n)表现为前馈电流，任何负载的变化都将及时的反应在负载电流检测信号Vsensei(i＝1,2,…n)上，Vsensei(i＝1,2,…n-1)经过输出电压采样反馈网络的差模处理，负载电流的变化将及时反应在差模信号上，由于反向加在输出电压采样反馈网络上的Vsensei(i＝1,2,…n)等价于将其差模信号与补偿斜坡信号Vrampi(i＝1,2,…n-1)叠加，所以负载电流的变化会及时占空比控制信号PWM上，快速调节占空比，实现负载的瞬态响应，及时决定能量的分配。
如图3，为本发明次环各支路的控制工作波形图。其控制原理如下：时钟信号clk在每个周期输出高电平脉冲，使得PWM占空比控制信号跳变为高电平，误差放大器输出的误差电压信号Vci(i＝1,2,···n-1)与斜坡补偿电压信号Vrampi(i＝1,2,···n-1)叠加后和参考电压Vrefi(i＝1,2,···n-1)相比较，当叠加信号值达到参考电压信号值时，PWM占空比控制信号翻转为低电平。由此产生的PWM占空比信号经过次级开关时序控制电路时序逻辑上的调整并通过次级开关驱动电路得到n个精确的次级开关占空比信号，及时控制次级开关次级功率开关管的通断，实现负载的瞬态响应。次环控制回路中，各支路负载电流检测信号Vsensei(i＝1,2,…n)经过输出电压采用反馈网络的差模处理，输出差模电压信号Vdmi(i＝1,2,···n-1)，Vdmi(i＝1,2,···n-1)与次环各支路参考电压Vrefi(i＝1,2,···n-1)经过对应误差放大器EAi(i＝1,2,···n-1)的比较后产生误差电压信号Vci(i＝1,2,···n-1)输入到对应比较器i(i＝1,2,···n-1)的反向输入端，其同向输入端输入对应斜坡补偿电压信号Vrampi(i＝1,2,···n-1)。根据叠加原理，当负载电流检测信号Vsensei(i＝1,2,···n)变化时，会及时的调节误差放大器输出的误差电压信号Vci(i＝1,2,···n-1),并将其叠加在斜坡补偿电压信号Vrampi(i＝1,2,···n-1)上，快速调节占空比信号。由于检测的体现负载电流变化的支路电流信号的前馈作用，其中一路负载的变化都将及时的反映在负载电流检测信号Vsensei(i＝1,2,···n)上，提高负载瞬态响应能力，减小输出电压的纹波，避免系统的不稳定性。
图4为本发明负载电流采样网络原理图，用于检测输出支路导通时，各个输出支路上电流的变化。以采样输出支路i(i＝1,2,…n)上电流为例，图中采用11个mos管，M7、M8、Msense的源极相连于点Bi，M6的源极连接到点Ai，M6、M7漏极连接到M4的源极，M8、Msense的漏极连接到M5的源极，M6、Msense的栅极接控制信号Di，M7、M8的栅极接Di的反向信号Di_。M4、M5栅极相连并连接M5漏极，M2漏极输出到MRS栅极。M2、M3的漏极分别连接M4、M5的漏极，M2、M3的源极接输入电压Vin。电流源IBias为电流采样电路提供一个与支路充电电流同一量级的偏置电流，M1与M2、M3构成电流镜。MRS栅极接M2漏极，MRS的漏极接二极管连接的MR到输入电压Vin，最终Vsensei从MRS漏极输出。最终Ai、Bi(i＝1,2,···n)分别接到图2中各支路上所示位置，使得采样电路并联在各支路Sni(i＝1,2,···n)上。已知Sni工作在线性区，流过Sni管的电流Icni(i＝1,2,…n)即为采样电流，为了精确采样其电流，只需要保持A点、B点的电压一致，这时流过Sni(i＝1,2,···n)管的电流与流过Msense管的电流之比等于两管宽长比之比(忽略M6的漏、源电压VDS6)。图中M1-M5管为电流源镜像电路用于维持A、B两点的电压相同，MRS用于构建环路使得B点电压尽可能更随A点电压。开关管M7、M8栅极接Di(i＝1,2,···n)的逆信号，用于保持电流源镜像电路常通，缩短A、B点的电压建立时间，从而缩短检测电路的响应时间。最终采样电流流过二极管连接的MR，MR的栅源电压VGS-R反应了采样到的电流大小，MR漏极电压即为Vsensei(i＝1,2,…n)。将采样到的表示电流大小信息的Vsensei(i＝1,2,…n)及时的反应在输出电压采用反馈网络后经差模处理，输出的差模信号及时叠加在补偿斜坡Vrampi(i＝1,2,…n-1)上，快速调节占空比，负载瞬态响应能力提高。
本发明的保护范围应包含所有单电感多输出开关电源变换器通过直接检测负载电流来提高瞬态响应的控制方法，本领域的技术人员基于本发明的说明而做出的种种不背离发明精神的替换和修改均应在本发明保护范围之内。

Claims (2)

1.一种提高单电感多输出电源变换器负载瞬态响应的方法，单电感多输出电源变换器包括功率级电路和控制级电路，功率级电路设有N个输出支路，分别输出电压Voi(i＝1，2，…n)，N个输出支路共用一个电感L分时工作，控制级电路包括输出电压采样反馈网络、主环控制电路和次环控制电路，主环控制电路采用共模峰值电流模式，决定电感L的充电时间，次环控制电路采用差模电压模式，决定电感电流IL在N个输出支路中的分配，输出电压采样反馈网络输出的共模电压Vcm通过包括主环误差放大器、主环斜坡补偿电路、主环比较器、RS触发器以及驱动和死区控制电路构成的主环控制电路，产生主级开关占空比信号D0，控制开关电源变换器中主级功率开关管Sp0、Sn0的通断；输出电压采样反馈网络模块输出的差模电压Vdmi(i＝1，2，…n-1)通过包括次环误差放大器、次环比较器、次环斜坡补偿电路、次级开关占空比时序控制电路和驱动控制电路构成的次环控制电路，产生n个次级开关占空比信号Di(i＝1，2，…n)，分别控制各输出支路中次级功率开关管Sni(i＝1，2，…n)的通断；
其特征在于：通过直接检测各输出支路开关管上的电流变化来体现负载电流的变化，并作为前馈电流及时地将任一路负载电流的变化反映到次环各支路的控制电路中，实现快速调节占空比提高负载瞬态响应能力，避免由于负载瞬态响应慢而导致的系统不稳定，具体方法是：
在每个输出支路中增设负载电流采样网络，分别采样流过各输出支路中次级功率开关管Sni(i＝1，2，…n)的电流Ici(i＝1，2，...n)并将其转换为反映各输出支路负载电流变化的电压信号Vsensei(i＝1，2，...n)，将各支路的输出电压Voi(i＝1，2，…n)分别与各输出支路负载电流变化的电压信号Vsensei(i＝1，2，...n)对应相减，即Vol-Vsensel…Voi-Vsensei…Von-Vsensen，所得之差值分别作为输出电压采样反馈网络的输入信号。
2.根据权利要求1所述的提高单电感多输出电源变换器负载瞬态响应的方法，其特征在于：各输出支路中增设的负载电流采样网络结构相同，负载电流采样网络连接在各输出支路中次级功率开关管的源、漏极之间，包括四个PMOS管M1、M2、M3和MR，七个NMOS管M4、M5、M6、M7、M8、MRS和Msense以及电流源IBias，次级功率开关管的源极与NMOS管M7、M8及Msense的源极连接在一起，次级功率开关管的漏极连接NMOS管M6的源极，NMOS管M6的漏极连接NMOS管M4的源极和NMOS管M7的漏极，NMOS管M8的漏极与NMOS管Msense的漏极、NMOS管M5的源极连接在一起，NMOS管M6、Msense的栅极均连接控制信号Di(i＝1，2，…n)，NMOS管M7、M8的栅极均连接Di(i＝1，2，…n)的反向信号Di_(i＝1，2，…n)，NMOS管M4的栅极与NMOS管M5的栅极互连并连接NMOS管M5的漏极和PMOS管M3的漏极，NMOS管M4的漏极与PMOS管M2的漏极互连并连接NMOS管MRS的栅极，PMOS管M1、M2、M3的栅极互连并连接PMOS管M1的漏极和电流源IBias的正端，电流源IBias的负端接地，PMOS管M1、M2、M3以及PMOS管MR的源极均连接输入电压Vin，PMOS管MR的栅、漏极与NMOS管MRS的漏极连接在一起，作为负载电流采样网络的输出端，输出反映各输出支路负载电流变化的电压信号Vsensei(i＝1，2，...n)。
CN201610179693.4A 2016-03-25 2016-03-25 一种提高单电感多输出电源变换器负载瞬态响应的方法 Active CN105634279B (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201610179693.4A CN105634279B (zh) 2016-03-25 2016-03-25 一种提高单电感多输出电源变换器负载瞬态响应的方法

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201610179693.4A CN105634279B (zh) 2016-03-25 2016-03-25 一种提高单电感多输出电源变换器负载瞬态响应的方法

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN105634279A CN105634279A (zh) 2016-06-01
CN105634279B true CN105634279B (zh) 2018-03-20

Family

ID=56048918

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201610179693.4A Active CN105634279B (zh) 2016-03-25 2016-03-25 一种提高单电感多输出电源变换器负载瞬态响应的方法

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN105634279B (zh)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN109982803A (zh) * 2016-11-21 2019-07-05 伊利诺斯工具制品有限公司 具有用于计算焊接次级部件的输出电感的控制器的焊接型系统以及关联的非暂时性机器可读存储设备

Families Citing this family (20)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN107094333B (zh) * 2016-10-26 2020-01-14 杰华特微电子（张家港）有限公司 自适应快速响应电路、快速响应方法及led驱动电路
CN107508462B (zh) 2017-07-10 2020-01-07 昂宝电子（上海）有限公司 针对负载的切换控制器和方法
CN107579713B (zh) * 2017-09-29 2020-12-04 清华大学 一种新型跨导运算放大器电路
CN108362929B (zh) * 2018-04-18 2023-08-15 无锡硅动力微电子股份有限公司 双路正端电流采样模块、采样电路、开关电路及采样方法
CN111697820B (zh) * 2019-03-14 2021-12-03 上海立可芯半导体科技有限公司 多输出升压电路
US10790744B1 (en) 2019-03-19 2020-09-29 Analog Devices International Unlimited Company Single inductor multiple output adaptive loop control
CN110048592B (zh) * 2019-04-28 2024-02-13 拓尔微电子股份有限公司 一种应用于dc-dc电源管理芯片的快速瞬态响应电路
CN110429820B (zh) * 2019-09-03 2020-05-29 上海南芯半导体科技有限公司 一种改善BOOST在Down Mode切换时瞬态响应的控制电路及控制方法
CN111193383A (zh) * 2020-01-22 2020-05-22 维沃移动通信有限公司 功率控制电路及电子设备
CN115485958A (zh) * 2020-06-26 2022-12-16 英特尔公司 Simo dc-dc转换器
US11394301B1 (en) 2021-02-15 2022-07-19 Analog Devices, Inc. Techniques for linear control of inductor current shunt for mitigation of load dump transients in DC-DC regulators
CN113193730B (zh) * 2021-04-21 2022-05-13 中国科学技术大学 调节滤波电容压差改善开关电源瞬态响应的系统及方法
CN113433839B (zh) * 2021-06-28 2022-07-01 杭州电子科技大学 一种基于虚拟电感和虚拟电容的同步整流Boost变换器仿真电路
CN113885631B (zh) * 2021-10-27 2023-07-18 昂宝电子（上海）有限公司 用于电源管理系统的端口电流检测方法和电路
CN115208190B (zh) * 2022-09-13 2022-12-20 深圳英集芯科技股份有限公司 Dcdc变换器、开关电源及电子设备
CN115395762B (zh) * 2022-10-28 2023-03-24 深圳英集芯科技股份有限公司 单电感变压的多电压独立输出电路及相关产品
CN115800740B (zh) * 2022-11-18 2023-06-02 华南理工大学 一种基于能量暂存的单电感多输出dc-dc转换器
CN116470764B (zh) * 2023-05-15 2024-02-23 湖南农业大学 一种开关变换器的准定频控制装置及控制方法
CN116505737B (zh) * 2023-06-26 2023-12-29 艾科微电子(深圳)有限公司 Dc-dc转换器的电流检测电路、方法、电力转换系统和电源
CN116581962B (zh) * 2023-07-13 2023-09-15 四川大学 单电感双输出开关变换器的混沌镇定控制方法及其装置

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN103683923A (zh) * 2014-01-03 2014-03-26 东南大学 一种单电感四输出降压型开关电源的控制电路
CN104467423A (zh) * 2014-12-29 2015-03-25 东南大学 一种单电感多输出开关电源变换器次级开关占空比信号时序控制电路

Family Cites Families (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20150311791A1 (en) * 2014-04-25 2015-10-29 Taiwan Semiconductor Manufacturing Company Limited Single inductor multiple output dc-dc convertor

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN103683923A (zh) * 2014-01-03 2014-03-26 东南大学 一种单电感四输出降压型开关电源的控制电路
CN104467423A (zh) * 2014-12-29 2015-03-25 东南大学 一种单电感多输出开关电源变换器次级开关占空比信号时序控制电路

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN109982803A (zh) * 2016-11-21 2019-07-05 伊利诺斯工具制品有限公司 具有用于计算焊接次级部件的输出电感的控制器的焊接型系统以及关联的非暂时性机器可读存储设备
CN109982803B (zh) * 2016-11-21 2022-09-09 伊利诺斯工具制品有限公司 具有用于计算焊接次级部件的输出电感的控制器的焊接型系统以及关联的非暂时性机器可读存储设备

Also Published As

Publication number Publication date
CN105634279A (zh) 2016-06-01

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN105634279B (zh) 一种提高单电感多输出电源变换器负载瞬态响应的方法
CN111092549B (zh) 四管Buck-Boost变换器的三模式变频软开关控制方法
CN105846678B (zh) 一种单电感多输出开关电源变换器的次环控制系统
Luo et al. Flyboost power factor correction cell and a new family of single-stage AC/DC converters
CN111262435B (zh) 一种四开关升降压型变换器的控制电路及控制方法
WO2017032269A1 (zh) 电压转换电路、方法和多相并联电源系统
CN110492738B (zh) 一种单电感多输出dc-dc降压变换器
KR20160125945A (ko) 단일 인덕터 정부(正負) 전압 출력장치
CN103944377B (zh) 具电流平衡的多相电源转换控制器
CN108566093B (zh) 一种多输入单输出直流变换器
CN105322766A (zh) 固定导通或固定关闭时间切换式电源供应器及其控制电路
CN104052275B (zh) 用于具有快速瞬态响应的两级降压升压转换器的系统和方法
CN104467423B (zh) 一种单电感多输出开关电源变换器次级开关占空比信号时序控制电路
CN103560668A (zh) 单电感双输出变换器中实现次级开关100%占空比输出的方法
CN103618455A (zh) 一种减小单电感双输出变换器输出电压稳态误差的方法及其电路
WO2024055408A1 (zh) Dcdc变换器、开关电源及电子设备
CN109951081A (zh) 一种Buck端耦合电感式升降压变换电路及控制方法
WO2023040566A1 (zh) 升压变换器及驱动其高侧开关管的驱动电路
CN106253666B (zh) 单电感双输出开关变换器变频控制方法及其控制装置
CN111245238A (zh) 三电平Boost电路控制方法及系统
Chu et al. 10.5 A three-level single-inductor triple-output converter with an adjustable flying-capacitor technique for low output ripple and fast transient response
CN112398342A (zh) 组合型单电感双输出开关变换器变频控制装置、方法
CN102545808A (zh) 误差放大器、控制器和原边反馈控制ac/dc转换器
CN113595391B (zh) 单电感双输出开关变换器自适应斜坡补偿装置及方法
CN111865064A (zh) 一种分段定导通时间控制的crm降压-升降压变换器

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant