CN113885631B - 用于电源管理系统的端口电流检测方法和电路 - Google Patents

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Abstract

本发明实施例提供了一种用于电源管理系统的端口电流检测方法和电路。本发明实施例提供的端口电流检测电路，包括端口电流采样模块，被配置为对连接在电源管理系统的输入端口或输出端口和相应的供电端口或负载端口之间的开关管上的电流进行采样以产生采样电流，开关管上的电流能够表征输入端口处的输入电流或输出端口处的输出电流；以及运算放大器，被配置为对采样电流进行放大以产生放大电流，并将放大电流提供给电源管理系统，以使电源管理系统可以产生稳定的输入或者输出电流，通过上述技术方案，可以利用端口电流检测模块对开关管上的电流进行采样，省去了电流检测电阻，避免了由电流检测电阻带来的额外损耗，提高了电源转换效率。

Description

用于电源管理系统的端口电流检测方法和电路
技术领域
本发明实施例总体涉及集成电路领域，尤其涉及一种用于电源管理系统的端口电流检测方法和电路。
背景技术
在电源管理系统中，通常需要对输入电流或输出电流进行检测以形成恒流控制系统。在常规电源管理系统中，主要是通过对连接在端口电流检测电路中的电源管理系统的输入端口或输出端口和供电端口或负载端口之间的电流采样电阻上的电压进行检测，以对流经其的电流进行检测，然后将检测到的电流返回给主环路，从而建立稳定的电流输出。
然而，在常规电源管理系统中，上述这种检测方法需要在每个输入端口或输出端口处设置检测电阻，这样就增加了元器件成本(Bill of Materials，BOM)，同时也增加了电路的损耗，降低了转换效率等。
发明内容
为了解决上面提出的一个或多个问题，本发明实施例提供了一种用于电源管理系统的端口电流检测方法和电路，能够利用电流检测模块对连接在电源管理系统的输入端口或输出端口和相应的供电端口或负载端口之间的开关管上的电流进行采样，省去了电流检测电阻，避免了由电流检测电阻带来的额外损耗，提高了电源转换效率。
第一方面，本发明实施例提供了一种用于电源管理系统的端口电流检测电路，用于对所述电源管理系统的输入端口处的输入电流或输出端口处的输出电流进行检测，包括：端口电流采样模块，被配置为对连接在所述输入端口或输出端口和相应的供电端口或负载端口之间的开关管上的电流进行采样以产生采样电流，其中，所述开关管上的电流能够表征所述输入端口处的输入电流或所述输出端口处的输出电流；以及运算放大器，被配置为对所述采样电流进行放大以产生放大电流，并将所述放大电流提供给所述电源管理系统，以使所述电源管理系统产生稳定的输入或输出电流。
第二方面，本发明实施例提供了一种用于电源管理系统的端口电流检测方法，用于对所述电源管理系统的输入端口处的输入电流或输出端口处的输出电流进行检测，包括：对连接在所述输入端口或所述输出端口和相应的供电端口或负载端口之间的开关管上的电流进行采样以产生采样电流，其中，所述开关管上的电流能够表征所述输入端口处的输入电流或所述输出端口处的输出电流；以及对所述采样电流进行放大以产生放大电流，并将所述放大电流提供给所述电源管理系统，以使所述电源管理系统产生稳定的输入电流或输出电流。
本发明实施例提供的用于电源管理系统的端口电流检测方法和电路，能够利用端口电流检测模块对开关管上的电流进行采样，省去了电流检测电阻，避免了由电流检测电阻带来的额外损耗，提高了电源转换效率。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例的技术方案，下面将对本发明实施例中所需要使用的附图作简单的介绍，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1示出了现有技术提供的端口电流检测电路的电路示意图；
图2示出了本发明实施例提供的端口电流检测电路的结构示意图；
图3示出了本发明实施例提供的端口电流采样模块310、运算放大器320和采样电流合并电路330的结构示意图；
图4示出了本发明实施例提供的斩波放大器的结构示意图；
图5示出了本发明实施例提供的时钟产生电路410的结构示意图；以及
图6示出了本发明实施例提供的虚地电位产生电路450的结构示意图。
具体实施方式
下面将详细描述本发明的各个方面的特征和示例性实施例，为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及具体实施例，对本发明进行进一步详细描述。应理解，此处所描述的具体实施例仅被配置为解释本发明，并不被配置为限定本发明。对于本领域技术人员来说，本发明可以在不需要这些具体细节中的一些细节的情况下实施。下面对实施例的描述仅仅是为了通过示出本发明的示例来提供对本发明更好的理解。
需要说明的是，在本文中，诸如第一和第二等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括……”限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。
为了更好地理解本发明实施例，以下首先对现有技术提供的端口电流检测电路进行介绍，具体地，参见图1，图1示出了现有技术提供的端口电流检测电路的电路示意图。
在电源管理系统中，需要对输入电流或输出电流进行检测以形成恒流控制系统。当输入或输出电压有着很宽的范围时，例如3V～48V，高精度的端口电流检测面临着成本和精度的挑战。
具体地，参见图1，图1示出了常规的用于电源管理系统的端口电流检测电路，如图1所示，该端口电流检测电路包括电流检测电阻Rsense1和Rsense2、开关管M1、M2…，运算放大器120(标记为OPA)以及采样电流合并电路130、电源管理系统100等。应注意，VBUS端可以为电源管理系统的输出端口，在图1所示的示例中，是以VBUS作为电源管理系统100的输出端口为例进行介绍的，在这种情况下，电源管理系统100包括供电源140、充电器150、输出电感Lout以及输出电容Cout等。
作为一个示例，供电源140可以用于为充电器150进行供电，充电器150可以为典型的DC/DC充电器(DC-DC converter)，其可以输出相应的DC电压到用于为负载(例如，待充电设备)进行供电的各负载端口(标记为PORT1、PORT2…等)，例如，电阻Rsense1、Rsense2为负载端口PORT1、PORT2的电流采样电阻，各个运算放大器120用于对每个电阻上的电流进行检测和放大以输出多个采样电流(标记为Isense_port1、Isense_port2…等)，并将多个采样电流输入到采样电流合并电路130，使得采样电流合并电路130对多个采样电流进行合并，以将表征总的采样电流信号的电压信号(例如，VCC_FB)输入到电源管理系统100(例如，充电器150)，即，输入到主环路以用于进行恒流控制。
可见，常规的端口电流检测电路是通过对电流采样电阻上的电压进行检测，然后对该电压进行放大之后反馈给主环路，从而建立稳定的电流输出，这种常规的检测方法的缺点是在每个负载端口处都需要设置电流采样电阻，这导致既增加了BOM的成本，也增加了电路的损耗，同时还降低了转换效率。
如上所述，在现有技术中，为了减小损耗，电流采样电阻都会取较小的电阻值(例如，5m ohm(欧姆))，在对轻载的小电流进行检测时，运放的输入信号就会很小，信噪比变差，导致电路对小电流进行采样的精度不高，因此，当负载端口需要进行小电流通信、退出等操作时，常常无法满足系统的需求。此外，宽电压范围进一步恶化了对小电流进行采样的精度，在现有技术中，这种精度通常差于+/-50％。
此外，针对AC/DC充电器，其充电器的输出端口部分(例如，电源管理系统的输出端口部分)的电路结构类似于图1所示的DC/DC充电器的输出端口部分的电路结构，不同之处在于，需要将图1所示的电感和电容替换为变压器和二次侧整流电路，并且这种AC/DC充电器所面临的需要解决的技术问题类似于上述DC/DC充电器。因此，下面将介绍的本发明实施例提供的端口电流检测电路也可以应用于AC/DC充电器。
并且，针对DC/DC充电器，用于对输入端口处的输入电流进行检测的结构所面临的技术问题类似于其输出端口。因此，为了便于描述，在下面的公开内容中，主要以对DC/DC充电器的输出端口(例如，电源管理系统的输出端口)处的输出电流的检测作为示例进行介绍，应当理解的是，本领域技术人员在阅读了本发明的说明书之后可以清楚地知道，如何对电源管理系统的输入端口处的输入电流进行检测。
为了解决现有技术中存在的一个或多个问题，本发明实施例提供了一种用于电源管理系统的端口电流检测方法和电路。下面首先对本发明实施例提供的端口电流检测电路进行详细介绍。
例如，图2示出了本发明实施例提供的用于电源管理系统的端口电流检测电路的结构示意图。如图2所示，该端口电流检测电路可以包括端口电流采样模块210，运算放大器220以及采样电流合并电路230，开关管M1、M2…等、电源管理系统200等。应注意，VBUS端可以为电源管理系统的输出端口，在图2所示的示例中，是以VBUS作为电源管理系统200的输出端口为例进行介绍的，在这种情况下，电源管理系统200可以包括供电源240、充电器250、输出电感Lout以及输出电容Cout等。
应当注意，在图2所示的示例中，开关管可以连接在电源管理系统的输出端口和相应的负载端口之间，该端口电流检测电路可以用于对输出端口处的输出电流进行检测，然而，在用于对电源管理系统的输入端口处的输入电流进行检测的端口电流检测电路中，开关管可以连接在电源管理系统的输入端口和相应的供电端口之间。
作为一个示例，开关管M1和M2连接在电源管理系统100的输出端口和相应的负载端口之间，它们可以是用于负载端口(例如，PORT1、PORT2等)的开关管，其中，这些负载端口可以用于为负载(例如，待充电设备)进行供电，端口电流采样模块210可以被配置为对相应的开关管上的电流进行采样，以产生采样电流，其中，这些开关管上的电流能够表征电源管理系统的输出端口处的输出电流。
作为一个示例，运算放大器220可以被配置为对来自相应端口电流采样模块210的采样电流进行放大，以产生相应放大电流(例如，Isense_port1、Isense_port2…)，并将这些放大电流提供给采样电流合并电路230，以利用采样电流合并电路230对这些放大电流进行合并，使得采样电流合并电路230输出能够表征总的负载端口处的电流信号的电压信号(例如，VCC_FB)，并将其提供给电源管理系统200(例如，充电器250)，以提供给主环路，进而使得电源管理系统200可以输出稳定的输出电流。
与图1所示的现有技术提供的端口电流检测电路相比，本发明实施例提供的端口电流检测电路省去了电流检测电阻，节省了BOM成本，同时还避免了由电流检测电阻所带来的额外损耗，提供了电源转换效率。
此外，应当注意，为了进一步提高电流检测的精度，尤其是为了进一步提高由宽电压范围所带来的全电压范围下的小电流检测的精度，本发明实施例提供的端口电流检测电路中的运算放大器(例如，图2所示的220)可以是具有斩波(chopping)和电流等比例转换功能的运算放大器。例如，该运算放大器可以包括具有高压斩波功能的OPA以及电流型数模转换器(Digital to Analog Convertor，DAC)，其中，斩波功能可以用于消除随机误差，以提高运算放大器的采样精度，而电流型DAC可以用于消除增益误差。通过利用如上所述的端口电流检测电路，可以实现全输入或输出电压范围，以及全电流范围的高精度电流检测。
为了简化描述，以下通过具体示例的方式，例如以对单个负载端口(例如，PORT1)的电流检测为例来对本发明实施例提供的端口电流采样模块、运算放大器和采样电流合并电路进行详细介绍。具体地，参考图3，图3示出了本发明实施例提供的端口电流采样模块310、运算放大器320和采样电流合并电路330的结构示意图。
作为一个示例，以图2所示的负载端口PORT1为例进行介绍，如图3所示，该端口电流采样模块310可以包括两个sense FET(例如，MS1和MS2)等，具体地，开关管M1、sense FETMS1和sense FET MS2的栅极可以连接在一起，施加在它们的栅极上的控制电压可以为vg，当电压vg为高电平时，三个管子可以导通，当电压vg为低电平时，三个管子可以关断，开关管M1的源极和漏极可以分别连接负载端口(例如，VPORT1)和电源管理系统的输出端口(例如，VBUS)，并且sense FET MS1的漏极和sense FET MS2的漏极可以分别连接负载端口和电源管理系统的输出端口，并且sense FET MS1的源极和sense FET MS2的源极可以分别连接运算放大器320的两个输入端(例如，斩波放大器的正相输入端和负相输入端)。
在一些实施例中，开关管M1可以为NMOS晶体管，其中，两个sense FET的尺寸可以相同，并且两个sense FET可以与开关管M1为同类型器件，即，两个sense FET也可以为NMOS晶体管，且二者的尺寸呈一定比例关系，采样电流的大小可以与开关管M1的尺寸和senseFET MS1(或sense FET MS2)的尺寸之间的比例有关(这将在下面进行介绍)。
作为一个示例，参考图3，该运算放大器320可以包括斩波放大器、输出管M13以及电流型DAC等。具体地，通过使得该斩波放大器闭环工作之后可以使得sense FET MS1和sense FET MS2的源极电压相等，以使得端口电流采样模块310可以产生与开关管M1上的电流呈一定比例的采样电流，即，将开关管M1上的电流按比例采样到输出管M13上，进而经由输出管M13将按比例采样的电流输入到电流型DAC，该电流型DAC可以被配置为基于开关管M1的尺寸与sense FET MS1(或sense FET MS2)的尺寸之间的比例，对来自输出管M13的采样电流进行比例放大，以产生放大电流。
恒流环路的采样电流的公式可以表示为如公式1所示：
其中，Iport1是开关管M1上的电流，Ron1是开关管M1的阻抗，Rsns1是sense FET的阻抗，N1是开关管M1的尺寸和sense FET的尺寸之间的比例关系，a1是电流镜的变换比例。此外，通过电流型DAC，任何N1的偏差都可以被校正回到N1，例如，开关管M1的尺寸和senseFET的尺寸之间的比例失配精度达+/-1％等。
从公式1中可以看出，采样电流Isense_port1只与开关管M1的尺寸和sense FET的尺寸之间的比例关系N1和电流镜的变换比例a1有关，而与其他参数无关。
采样电流合并电路330的输出电压(VCC_FB)的公式可以如公式2所示：
VCC_FB＝(Isense_port1+Isense_port2+...)×R1 (公式2)
其中，Isense_port1是负载端口PORT1的采样电流，Isense_port2是负载端口PORT2的采样电流，R1是精准电阻(例如，精度为+/-1％)。
以下通过具体示例的方式对本发明实施例提供的运算放大器进行详细介绍，其中，该运算放大器可以包括斩波放大器、输出管M13以及电流型DAC等。参考图4，图4示出了本发明实施例提供的斩波放大器的结构示意图。
作为一个示例，端口电流检测电路还可以包括振荡器(图中未示出)，如图4所示，斩波放大器可以包括时钟产生电路410、第一斩波电路420、第二斩波电路430和第三斩波电路440，该时钟产生电路410可以被配置为基于来自振荡器的时钟信号(例如，main_clk)来产生时钟信号clk1、clk1_b和clk2、clk2_b等，以为第一至第三斩波电路(例如，410、420、430)提供所需的时钟信号，例如，为第一和第二斩波电路提供时钟信号clk2和clk2_b，并为第三斩波电路提供时钟信号clk1和clk1_b，其中，时钟信号clk1_b和clk2_b分别可以是时钟信号clk1和clk2的反相信号。
作为一个示例，第一斩波电路420可以包括四个支路，例如，晶体管M1-M4，它们可以是PMOS晶体管，第一斩波电路420可以为高压斩波电路，其中，晶体管M1和M4的栅极可以接收时钟信号clk2_b，晶体管M2和M3的栅极可以接收时钟信号clk2，晶体管M1和M3的源极可以连接在一起并连接到sense FET MS1的源极，晶体管M2和M4的源极可以连接在一起并连接到sense FET MS2的源极，晶体管M1和M2的漏极可以连接在一起，晶体管M3和M4的漏极可以连接在一起。
作为一个示例，第二斩波电路430可以包括四个支路，例如，晶体管M5-M8，它们可以是PMOS晶体管，第二斩波电路430可以为高压斩波电路，其中，晶体管M5和M8的栅极可以接收时钟信号clk2_b，晶体管M6和M7的栅极可以接收时钟信号clk2，晶体管M5和M7的源极可以连接在一起，晶体管M6和M8的源极可以连接在一起，晶体管M5和M6的漏极可以连接在一起，晶体管M7和M8的漏极可以连接在一起。
作为一个示例，第三斩波电路440可以包括四个支路，例如，晶体管M9-M12，它们可以是NMOS晶体管，第三斩波电路440可以为低压斩波电路，其中，晶体管M9和M12的栅极可以接收时钟信号clk1，晶体管M10和M11的栅极可以接收时钟信号clk1_b，晶体管M9和M11的漏极可以连接在一起，晶体管M10和M12的漏极可以连接在一起，晶体管M9和M10的源极可以连接在一起，晶体管M11和M12的源极可以连接在一起。
作为一个示例，斩波放大器还可以包括晶体管M14和M15，它们可以连接在第一斩波电路420的第一端和第二斩波电路430的第一端之间并且可以是低压PMOS，可以由高电压vp1来提供偏置，它们的源极可以用作运算放大器的输入端。作为一个示例，斩波放大器还可以包括晶体管M16和M17，它们可以连接到第二斩波电路430的第二端并且可以是高压PMOS，可以由高电压vp2来提供偏置。作为一个示例，斩波放大器还可以包括晶体管M18和M19，它们可以连接到晶体管M16和M17并且可以是高压NMOS，可以由低电压vn1来提供偏置。作为一个示例，斩波放大器还可以包括晶体管M20和M21，它们可以连接在晶体管M18和M19与第三斩波电路440的第一端之间并且可以是低压NMOS，可以由低电压vn2来提供偏置。作为一个示例，斩波放大器还可以包括晶体管M22和M23，它们可以连接到第三斩波电路440的第二端并且可以是低压NMOS，可以由电路产生的低电压vgs来提供偏置。
作为一个示例，当时钟信号main_clk为高电平时，可以由时钟产生电路410生成处于高电平的时钟信号clk1和clk2，并生成处于低电平的时钟信号clk1_b和clk2_b，在这种情况下，晶体管M1、M14、M5、M16、M18、M20、M9、M22可以处于导通状态，并且由这些晶体管组成的通路可以连接到晶体管MS1的源极，同时，晶体管M4、M15、M8、M17、M19、M21、M12、M23可以处于导通状态，并且由这些晶体管组成的通路可以连接到晶体管MS2的源极。
作为一个示例，当时钟信号main_clk为低电平时，可以由时钟产生电路410生成处于低电平的时钟信号clk1和clk2，并生成处于高电平的时钟信号clk1_b和clk2_b，在这种情况下，晶体管M3、M15、M6、M16、M18、M20、M11、M23处于导通状态，并且由这些晶体管组成的通路可以连接到晶体管MS1的源极，同时，晶体管M2、M14、M7、M17、M19、M21、M10、M22处于导通状态，并且由这些晶体管组成的通路可以连接到晶体管MS2的源极。
因此，在clk发生切换时，具备放大功能的晶体管M14、M15、M22和M23也被切换到运放的不同输入端通路上，以此方式，运放的失调(offset)在50％的占空比时间被正向地放大，在50％的占空比时间被负向地放大，并且斩波放大器还可以包括由电阻R1和电容C1组成的低通滤波器，使得在该低通滤波器上可以对斩波放大器的输出电压进行滤波，从而实现高的匹配精度。
作为一个示例，斩波放大器还可以包括虚地电位产生电路450，该虚地电位产生电路450可以根据电源管理系统的输出端口处的不同的输出电压而生成不同的虚地电压HVGND，并且所生成的虚地电压HVGND提供给时钟产生电路410，使得时钟产生电路410可以为第一至第三斩波电路提供时钟信号。例如，当输出端口处的输出电压VBUS低于预设阈值时，虚地电位产生电路450可以生成GND作为虚地电压HVGND，以此方式，可以保证高压斩波电路在输出端口处的电压较低时仍然能够正常开关；而当电压VBUS高于预设阈值时，虚地电位产生电路450可以生成比电压VBUS小一定值的电压(例如，VBUS-5V)作为虚地电压HBGND，以此方式，可以由高压偏置电路来保护低压放大器件，从而实现了宽端口电压的应用。
以下对高压端和低压端的斩波时钟信号的产生和同步的实现方式进行详细介绍，作为一个示例，高压斩波电路(例如，图4所示的第一斩波电路420和第二斩波电路430)和低压斩波电路(例如，图4所示的第三斩波电路440)所采用的时钟信号分别属于高压端的时钟信号(例如，clk2、clk2_b)和低压端的时钟信号(例如，clk1、clk1_b)，通常情况下，需要将这两个时钟信号设置为同步的，这是因为，如果在这两个时钟信号的边沿之间存在延迟时间差，这会导致运放的两个输入支路参与斩波的时间之间存在差异，从而产生斩波残余(chopping residue)。
在现有技术中，低压斩波电路的时钟信号是在低压电路处直接生成的，而高压斩波电路的时钟信号是通过将低压端的时钟信号经由电平移位器(level shifter)传输到高压端来生成的，然而，由于端口电压的范围较宽，因此很难保证所生成的两个时钟信号的边沿在全电压范围内是同步的，这会不可避免得产生较大的斩波残余。
本发明实施例提供的时钟产生电路可以很好地解决两个时钟信号的边沿之间不同步的问题。具体地，本发明实施例提供的时钟产生电路可以首先将来自振荡器的时钟信号main_clk通过电平移位器变换到高压端，由于器件的电压Vgs耐压受限，例如不能超过5V，因此不能直接利用低压端的时钟信号来直接驱动高压斩波电路，在这种情况下，本发明实施例通过利用虚地电压产生电路来生成一个虚地电压HVGND，例如产生[VBUS，HVGND]的5V电压域，高压端的时钟信号可以在这个域上实现，并产生[AVDD，GND]的5V电压域，低压端的时钟信号可以在这个域上实现，本发明实施例通过在高压端处产生高压斩波电路所采用的时钟信号clk2，同时将时钟信号clk2通过电平移位器变换到低压端，在低压端处产生低压斩波电路所采用的时钟信号clk1，通过利用时钟信号clk2来产生时钟信号clk1，可以更好地保证两个时钟信号的边沿之间的同步性，这大大减小了斩波残余。
以下通过具体示例的方式对图4所示的时钟产生电路410的实现方式进行详细介绍，例如，参考图5，图5示出了本发明实施例提供的时钟产生电路410的结构示意图。
作为一个示例，如图5所示，该时钟产生电路410可以包括升压电平转换器4101和降压电平转换器4102，其中，该升压电平转换器4101可以被配置为将来自振荡器的时钟信号main_clk升压转换为高压端的时钟信号clk2，该降压电平转换器4102可以被配置为将高压端的时钟信号clk2降压转换为低压端的时钟信号clk1。
具体地，通过利用升压电平转换器4101和降低电平转换器4102来生成时钟信号clk2和clk1，可以实现高压端和低压端两路的上升沿和下降沿分别匹配的斩波时钟信号，以实现斩波之后的低失配电压残余。
进一步参考图5，来自振荡器的时钟信号main_clk是输入时钟信号，升压电平转换器4101可以包括晶体管M21、M22、M23、M24、M25、M26、M33、M34、M35、M36，其可以用于从低压端转换到高压端，降压电平转换器4102可以包括晶体管M27、M28、M29、M30、M31、M32，其可以用于从高压端转换到低压端，时钟信号main_clk首先通过升压电平转换器4101将信号转换为电压域为[VBUS，HVGND]的高压端的时钟信号(例如，clk2)，然后通过降压电平转换器4102将信号转换为电压域为[AVDD，GND]的低压端的时钟信号(例如，clk1)。
传统的方案是通过将时钟信号main_clk直接转换为低压斩波电路的时钟信号(例如，clk1)，并通过升压电平转换器4101来产生高压斩波电路的时钟信号(例如，clk2)，其缺点在于无法保证所产生的两个时钟信号的边沿之间的匹配度，尤其是在宽端口电压范围的应用中，这种匹配度会随着端口电压、温度、器件匹配较差等条件的改变而改变，导致所产生的两个时钟信号的边沿之间的匹配度较差，从而产生了较大的斩波残余。
为了解决上述问题，本发明实施例通过利用升压电平转换器4101将时钟信号main_clk转换为高压端的时钟信号clk2，并利用降压电平转换器4102将高压端的时钟信号clk2转换为低压端的时钟信号clk1，可以提高这两个时钟信号的边沿之间的匹配度，这是因为低压端的时钟信号clk1不是由时钟信号main_clk直接产生的，而是由高压端的时钟信号clk2来产生的，从而避免了升压电平转换所带来的失配因素。
以下通过具体示例的方式对图4所示的虚地电位产生电路450的实现方式进行详细介绍，例如，参考图6，图6示出了本发明实施例提供的虚地电位产生电路450的结构示意图。
作为一个示例，如图6所示，通过虚地电位产生电路450和时钟信号产生电路410可以产生高压端的斩波时钟信号，以适用于较宽的负载端口的电压范围的应用，利用虚地电位产生电路450来产生虚地电位，并将其提供给时钟信号产生电路410，以产生用于高压端的斩波时钟信号的虚地电位。
参考图6，该虚地电位产生电路450可以包括R1、晶体管M33、M35和M36、钳位电路4501等。其中，钳位电路4501可以包括晶体管M34、M37、M38和M39等，该钳位电路4501可以用于快速钳住电压HVGND的下阶跃，R1表示电阻，I1表示iref，并且R1*iref表示VBUS和HVGND之间的电压差，晶体管M33、M34和M35可以为缓冲管，因此晶体管M33的源极端处的电压与M35的源极端处的电压可以相等，晶体管M36可以为一个开关管，其栅极受到电压Vbus_comp的控制，当电压VBUS小于预设电压时，电压Vbus_comp升高，使得开关管M36导通，当电压VBUS大于预设电压时，电压Vbus_comp降低，使得开关管M36关断。
作为一个示例，电压HVGND的公式可以如公式3和4所示：
当VBUS>5V时：
HVGND＝VBUS-I1×R1(公式3)
当VBUS<＝5V时：
HVGND＝AVSS(公式4)
因此，可以将预设电压设置为5V，以在VBUS>5V时，将电压HVGND设置为如公式3所示，并在VBUS<＝5V时，将电压HVGND设置为如公式4所示。
可见，图6中所示的开关管M6可以被配置为基于电压VBUS的大小来调节电压HVGND的大小，以使电压HVGND能够适应较宽的端口电压范围的应用。
综上，本发明实施例提供的端口电流检测电路，通过利用端口电流采样模块对连接在电源管理系统的输入端口或输出端口和相应的供电端口或负载端口之间的开关管上的电流进行采样，针对输入电流的大小，通过设置开关管M1的尺寸与sense FET的尺寸之间的比例来设置电流放大增益，从而产生需要的输出电流。
作为一个示例，该端口电流采样模块中的sense FET可以与开关管为同类型的晶体管，并且可以通过电流型DAC来实现开关管的尺寸和sense FET的尺寸之间的比例关系的低失配。
作为一个示例，本发明实施例提供的运算放大器(例如，图3所示的320)可以不同于现有技术中的运算放大器(例如，图1所示的120)，不同之处在于，本发明实施例提供的运算放大器可以包括斩波放大器、输出管M13以及电流型DAC，因此本发明实施例提供的运算放大器可以具有斩波和校正开关管和sense FET的尺寸之间的比例的功能，例如，上述斩波放大器可以被配置为通过闭环工作来使得两个sense FET的源极端处的电压相等，并且上述电流型DAC可以被配置为将开关管和sense FET的尺寸之间的比例关系校正为预设值，以实现开关管的尺寸和sense FET的尺寸之间的比例关系的低失配。
作为一个示例，代替由来自振荡器的时钟信号来直接产生低压端的时钟信号，本发明实施例提供的时钟产生电路(例如，图5所示的410)可以包括升压电平转换器和降压电平转换器，通过利用升压电平转换器可以将来自振荡器的时钟信号转换为高压端的时钟信号，并利用降压电平转换器将高压端的时钟信号转换为低压端的时钟信号，本发明实施例提供的时钟产生电路通过利用高压端的时钟信号来产生低压端的时钟信号，可以防止高压端的时钟信号和低压端的时钟信号的边沿(例如，上升沿和下降沿)之间的匹配度较差的问题。
作为一个示例，本发明实施例提供的虚地电位产生电路(例如，图6所示的450)可以根据电压VBUS的大小来调整电压HVGND的大小，以使当电压VBUS较高时，将比电压VBUS小一定值的电压设置为电压HVGND，当电压VBUS较低时，将GND设置为电压HVGND，这样可以保证高压斩波电路在电压VBUS较低时仍能正常开关。
本发明实施例还提供了一种用于电源管理系统的端口电流检测方法，用于对电源管理系统的输入端口处的输入电流或输出端口处的输出电流进行检测，包括：对连接在输入端口或输出端口和相应的供电端口或负载端口之间的开关管上的电流进行采样以产生采样电流，其中，开关管上的电流能够表征输入端口处的输入电流或输出端口处的输出电流；以及对采样电流进行放大以产生放大电流，并将放大电流提供给电源管理系统，以使电源管理系统产生稳定的输入电流或输出电流。
应当注意，以上在对用于电源管理系统的端口电流检测电路进行介绍时，已经对相应的端口电流检测方法进行了介绍，因此为了简化描述，此处不再赘述。
需要明确的是，本发明并不局限于上文所描述并在图中示出的特定配置和处理。为了简明起见，这里省略了对已知方法的详细描述。在上述实施例中，描述和示出了若干具体的步骤作为示例。但是，本发明的方法过程并不限于所描述和示出的具体步骤，本领域的技术人员可以在领会本发明的精神后，作出各种改变、修改和添加，或者改变步骤之间的顺序。
以上所述的结构框图中所示的功能块可以实现为硬件、软件、固件或者它们的组合。当以硬件方式实现时，其可以例如是电子电路、专用集成电路(ASIC)、适当的固件、插件、功能卡等等。当以软件方式实现时，本发明的元素是被用于执行所需任务的程序或者代码段。程序或者代码段可以存储在机器可读介质中，或者通过载波中携带的数据信号在传输介质或者通信链路上传送。“机器可读介质”可以包括能够存储或传输信息的任何介质。机器可读介质的例子包括电子电路、半导体存储器设备、ROM、闪存、可擦除ROM(EROM)、软盘、CD-ROM、光盘、硬盘、光纤介质、射频(RF)链路，等等。代码段可以经由诸如因特网、内联网等的计算机网络被下载。
还需要说明的是，本发明中提及的示例性实施例，基于一系列的步骤或者装置描述一些方法或系统。但是，本发明不局限于上述步骤的顺序，也就是说，可以按照实施例中提及的顺序执行步骤，也可以不同于实施例中的顺序，或者若干步骤同时执行。
以上所述，仅为本发明的具体实施方式，所属领域的技术人员可以清楚地了解到，为了描述的方便和简洁，上述描述的系统、模块和单元的具体工作过程，可以参考前述方法实施例中的对应过程，在此不再赘述。应理解，本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到各种等效的修改或替换，这些修改或替换都应涵盖在本发明的保护范围之内。

Claims (10)

1.一种用于电源管理系统的端口电流检测电路，用于对所述电源管理系统的输入端口处的输入电流或输出端口处的输出电流进行检测，其特征在于，包括：
端口电流采样模块，被配置为对连接在所述输入端口或所述输出端口和相应的供电端口或负载端口之间的开关管上的电流进行采样以产生采样电流，其中，所述开关管上的电流能够表征所述输入端口处的输入电流或所述输出端口处的输出电流；以及
运算放大器，被配置为对所述采样电流进行放大以产生放大电流，并将所述放大电流提供给所述电源管理系统，以使所述电源管理系统产生稳定的输入电流或输出电流，其中，
所述端口电流采样模块包括第一sense FET和第二sense FET，其中，所述开关管、所述第一sense FET和所述第二sense FET的栅极连接在一起，所述开关管的源极和漏极分别连接所述供电端口或所述负载端口和所述输入端口或所述输出端口，所述第一sense FET的漏极和所述第二sense FET的漏极分别连接所述供电端口或所述负载端口和所述输入端口或所述输出端口，并且所述第一sense FET的源极和所述第二sense FET的源极分别连接所述运算放大器的两个输入端。
2.根据权利要求1所述的端口电流检测电路，其特征在于，
所述第一sense FET和所述第二sense FET的尺寸相同，其中
所述采样电流与所述开关管的尺寸和所述第一sense FET或所述第二sense FET的尺寸之间的比例有关。
3.根据权利要求1所述的端口电流检测电路，其特征在于，所述运算放大器包括：
斩波放大器，被配置为使得所述第一sense FET和所述第二sense FET的源极电压相等，以使得所述端口电流采样模块产生与所述开关管上的电流成第一预设比例的所述采样电流；
输出管，被配置为对所述采样电流进行输出；以及
电流型数模转换器，被配置为基于所述开关管的尺寸和所述第一sense FET或所述第二sense FET的尺寸之间的第二预设比例，对来自所述输出管的所述采样电流进行比例放大，以产生所述放大电流。
4.根据权利要求3所述的端口电流检测电路，其特征在于，所述端口电流检测电路还包括振荡器，并且所述斩波放大器包括：
时钟产生电路，被配置为基于来自所述振荡器的第一时钟信号来产生第二时钟信号和第三时钟信号；
第一斩波电路，包括第一支路、第二支路、第三支路和第四支路，所述第一支路和所述第四支路被配置为在所述第二时钟信号处于高电平时导通，所述第二支路和所述第三支路被配置为在所述第二时钟信号处于低电平时导通；
第二斩波电路，包括第五支路、第六支路、第七支路和第八支路，所述第五支路和所述第八支路被配置为在所述第二时钟信号处于高电平时导通，所述第六支路和所述第七支路被配置为在所述第二时钟信号处于低电平时导通；以及
第三斩波电路，包括第九支路、第十支路、第十一支路和第十二支路，所述第九支路和所述第十二支路被配置为在所述第三时钟信号处于高电平时导通，所述第十支路和所述第十一支路被配置为在所述第三时钟信号处于低电平时导通。
5.根据权利要求4所述的端口电流检测电路，其特征在于，
所述第一斩波电路和所述第二斩波电路均为高压斩波电路，所述第一支路至所述第八支路中包括的晶体管均为PMOS晶体管；并且
所述第三斩波电路为低压斩波电路，所述第九支路至所述第十二支路中包括的晶体管均为NMOS晶体管。
6.根据权利要求4所述的端口电流检测电路，其特征在于，所述时钟产生电路包括：
升压电平转换器，被配置为将所述第一时钟信号升压转换为所述第二时钟信号；以及
降压电平转换器，被配置为将所述第二时钟信号降压转换为所述第三时钟信号。
7.根据权利要求4所述的端口电流检测电路，其特征在于，
所述时钟产生电路进一步被配置为对所述第二时钟信号进行反相以产生第四时钟信号，以及对所述第三时钟信号进行反相以产生第五时钟信号，使得：
所述第一支路、所述第四支路和所述第五支路、所述第八支路进一步被配置为在所述第四时钟信号处于低电平时导通；以及
所述第十支路和所述第十一支路进一步被配置为在所述第五时钟信号处于高电平时导通。
8.根据权利要求3所述的端口电流检测电路，其特征在于，所述斩波放大器还包括虚地电位产生电路，所述虚地电位产生电路被配置为：
在所述输入端口处的输入电压或所述输出端口处的输出电压大于第一阈值时，将比所述输入端口处的输入电压或所述输出端口处的输出电压小第二阈值的电压设置为所述虚地电位；以及
在所述输入端口处的输入电压或所述输出端口处的输出电压小于或等于所述第一阈值时，将参考电压设置为所述虚地电位。
9.根据权利要求3所述的端口电流检测电路，其特征在于，所述斩波放大器还包括：
低通滤波器，被配置为对所述斩波放大器的输出电压进行滤波。
10.一种用于电源管理系统的端口电流检测方法，用于对所述电源管理系统的输入端口处的输入电流或输出端口处的输出电流进行检测，其特征在于，包括：
利用端口电流采样模块对连接在所述输入端口或所述输出端口和相应的供电端口或负载端口之间的开关管上的电流进行采样以产生采样电流，其中，所述开关管上的电流能够表征所述输入端口处的输入电流或所述输出端口处的输出电流；以及
利用运算放大器对所述采样电流进行放大以产生放大电流，并将所述放大电流提供给所述电源管理系统，以使所述电源管理系统产生稳定的输入电流或输出电流，其中，
所述端口电流采样模块包括第一sense FET和第二sense FET，其中，
所述开关管、所述第一sense FET和所述第二sense FET的栅极连接在一起，所述开关管的源极和漏极分别连接所述供电端口或所述负载端口和所述输入端口或所述输出端口，所述第一sense FET的漏极和所述第二sense FET的漏极分别连接所述供电端口或所述负载端口和所述输入端口或所述输出端口，并且所述第一sense FET的源极和所述第二senseFET的源极分别连接所述运算放大器的两个输入端。
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