CN116470764B - 一种开关变换器的准定频控制装置及控制方法 - Google Patents
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Abstract
本发明涉及一种开关控制器的控制方法及控制装置，具体的，涉及一种开关变换器的准定频控制装置及控制方法，所述控制方法包括：基于输出电压处理后的脉冲信号纹波控制主开关管；基于输出电压及负载电流处理后的脉冲信号恒定导通/关断时间控制支路开关管；其中，恒定导通/关断时间控制基于负载电流计算，综上所述，本发明的有益效果在于：有更大的负载范围和更小的输出电压纹波，在保持单电感双输出开关变换器变频控制技术瞬态响应速度快、交叉影响小等优点的同时，实现准定频控制，简化了滤波器的设计，且该控制技术适用于多种拓扑结构的单电感双输出开关变换器。
Description
技术领域
本发明涉及一种开关控制器的控制方法及控制装置，具体的，涉及一种开关变换器的准定频控制装置及控制方法。
背景技术
随着电子产品功能的增强，不同负载下的电子产品往往采用不同工作电压，如果采用多路电源供电会使电子产品体积增大，效率低，而单电感多输出变换器则很好地解决了该问题，单电感双输出变换器连续导电模式下，由于不存在断续导电中所具有的零电感电流阶段和伪连续导电模式的续流阶段，其电感电流以及输出电压纹波较小，因此，其效率更高、带载力强。
但是，在连续导电模式的恒定频率控制下，单电感双输出开关变换器共用同一电感，将各支路耦合在一起，当一条支路负载变化时，交叉影响严重。变频控制技术虽然可以抑制输出支路间交叉影响，但仍存在负载范围小、重载输出电压纹波大，并且负载跳变时频率的改变导致变换器滤波器的设计更加复杂。
发明内容
本发明的目的是针对以上问题提供一种开关变换器的准定频控制装置及控制方法，有更大的负载范围和更小的输出电压纹波，在保持单电感双输出开关变换器变频控制技术瞬态响应速度快、交叉影响小等优点的同时，实现准定频控制。
为达到上述目的，本发明公开了一种开关变换器的准定频控制方法，所述控制方法包括：
基于输出电压处理后的脉冲信号纹波控制主开关管；
基于输出电压及负载电流处理后的脉冲信号恒定导通/关断时间控制支路开关管；
其中，恒定导通/关断时间控制基于负载电流计算。
进一步的说，主开关管的纹波控制方式如下：
基于第一检测线路检测工作周期内a、b两条输出支路的输出电压信号，得到Va和Vb；
将输出电压信号Va及第一基准电压信号Vref1送入比较器产生脉冲信号PWM1，纹波控制变换器主开关管的导通和关闭。
进一步的说，支路开关管的控制方式如下：
基于电压检测线路检测工作周期内a、b两条输出支路的输出电压，得到信号Va和Vb；
基于电流检测线路检测工作周期内a、b两条输出支路的负载电流，得到信号Ia和Ib；
将Va和Vb送入减法器产生信号Vs；
将信号Vs和第二基准电压信号Vref2送入第二比较器产生信号SS；
将信号Ia、Ib和复用信号PWMb送入脉冲发生器中产生信号RR，将信号SS和RR送入触发器产生脉冲信号PWMa和PWMb，分别控制a、b两条输出支路开关管的导通和关断。
进一步的说，所述a支路开关管Sa的导通时间计算如下：
Tona＝Con*Ia/(Ia+Ib)；
其中，Con为脉冲发生器的电容；
变换器的工作频率为：
fs＝1/(Con*k)；
其中，k为脉冲发生器的比例系数。
进一步的说，所述脉冲发生器的工作原理如下：
脉冲信号PWMb为低电平时，脉冲发生器内第一开关管S0关断，压控电流源向电容充电，当电容两端的电压达到压控电压源的电压值时，第三比较器翻转，输出窄脉冲RR，同时，脉冲信号PWMb由低电平变为高电平；
脉冲信号PWMb为高电平时，第一开关管S0导通，电容两端的电压降为0，第三比较器输出低电平信号，直至脉冲信号PWMb再次为低电平，重复上述工作过程。
进一步的说，压控电流源的电流表达式为：
Iin＝k1*(Ia+Ib)；
压控电压源的电压表达式为：
V＝k2*Ia；
其中，k1为压控电流源中第一比例放大器K1的增益系数，k2为压控电压源中第二比例放大器K2的增益系数。
一种开关变换器的准定频控制装置，所述装置包括：
检测电路，包括电压检测电路及电流检测电路，用于检测输出支路的输出电压及负载电流，并将信号发送至相应的处理系统；
处理系统，与检测电路相连，处理相应电信号并生成脉冲信号；
控制电路，与处理系统相连，基于处理系统的脉冲信号控制主开关管及支路开关管。
进一步的说，所述处理系统包括第一比较器、第二比较器、减法器、脉冲发生器和触发器，其中，第一比较器连接电压检测线路中的第一电压检测电路，第一比较器输出端与第一驱动电路相连，所述第一驱动电路控制主开关管；
第二电压检测电路与减法器相连，减法器的输出端连接第二比较器，第一电流检测电路、第二电流检测电路以及触发器的Q！端与脉冲发生器PG连接，第二比较器的输出端连接触发器的S端，脉冲发生器的输出端与触发器的R端连接，触发器的Q端与第二驱动电路连接，触发器的Q！端与第三驱动电路连接。
进一步的说，所述脉冲发生器包括加法器、第一比例放大器、第二比例放大器、电容、第一开关管、压控电流源、压控电压源、第三比较器和第四驱动电路，其中，第一电流检测电路和第二电流检测电路与加法器相连，加法器的输出端与第一比例放大器相连，所述第一比例放大器的输出连接至压控电流源的正极，压控电流源的负极接地，压控电流源与电容和第一开关管在线路中依次并联后，与第三比较器输入正端相连，第一电流检测电路和第二比例放大器相连，第二比例放大器的输出端与压控电压源的正极相连，压控电压源输出端与第三比较器输入负端相连，压控电压源负极接地。
综上所述，本发明的有益效果在于：
本申请中，变换器在保持单电感双输出开关变换器变频控制技术瞬态响应速度快、交叉影响小等优点的同时，通过改变控制形式具有更大的负载范围和较小的输出电压纹波，简化了滤波器的设计，同时，该变换器可应用于多种拓扑结构的单电感双输出变换器中。
附图说明
图1为本发明控制方法的电路结构框图；
图2为本发明脉冲发生器的电路结构框图；
图3为本发明控制装置及控制方法的电路结构框图；
图4为本发明实单电感双输出开关变换器稳态工作时的主要波形示意图；
图5为本发明实施例二中变频控制单电感双输出Buck变换器输出支路b负载跳变时(负载电流Ib从0.5A→1.0A变化)两输出支路输出电压、输出电流瞬态时序仿真波形；
图6为本发明实施例一中准定频控制单电感双输出Buck变换器输出支路b负载跳变时(负载电流Ib从0.5A→1.0A变化)两输出支路输出电压、输出电流瞬态时序仿真波形；
图7为本发明实施例一中变频控制单电感双输出Buck变换器输出支路b负载跳变时(负载电流Ib从0.5A→2.5A变化)两输出支路输出电压、输出电流瞬态时序仿真波形；
图8为本发明实施例一中准定频控制单电感双输出Buck变换器输出支路b负载跳变时(负载电流Ib从0.5A→2.5A变化)两输出支路输出电压、输出电流瞬态时序仿真波形；
图9为本发明实施例二的电路结构框图；
图10为本发明实施例三的电路结构框图。
具体实施方式
下面结合附图和实施例，对本发明的具体实施方式作进一步详细描述。以下实施例用于说明本发明，但不用来限制本发明的范围。
如图1和图3所示，控制装置包括用于检测电压及电流的检测电路、由多个处理器组成的处理系统及控制开关管的控制电路，所述检测电路、处理系统及控制电路连接为整个控制线路。
其中，检测电路用于检测输出电压及负载电流，包括第一电压检测电路VS1、第二电压检测电路VS2、第一电流检测电路IS1和第二电流检测电路IS2，第一和第二电压检测电路分别检测工作周期内a、b两条输出支路的输出电压，得到信号Va和Vb，第一和第二电流检测电路检测a、b两条输出支路的负载电流，得到信号Ia和Ib，第一电压检测电路VS1与处理系统中的第一比较器CMP1相连，第一比较器CMP1的输出端连接第一驱动电路DR1。
第二电压检测电路VS2与减法器SUB相连，减法器SUB的输出端与第二比较器CMP2连接，第一电流检测电路IS1、第二电流检测电路I S2以及处理系统中触发器RS的Q！端与脉冲发生器PG连接，所述触发器RS的RS端与脉冲发生器PG的输出端连接，第二比较器CMP2的输出端连接触发器RS的S端，触发器RS的Q端与第二驱动电路DR2连接，同时，触发器RS的Q！端还与第三驱动电路DR3连接。
第一电压检测电路VS1将检测到的信号Va及第一基准电压信号Vref1送入比较器产生脉冲信号PWM1，纹波控制主开关管的导通和关闭。
将Va和Vb送入减法器SUB产生信号Vs，将信号Vs和第二基准电压信号Vref2送入第二比较器CMP2产生信号SS，将信号Ia、Ib和复用信号PWMb送入脉冲发生器PG中产生信号RR，将信号SS和RR送入触发器产生脉冲信号PWMa和PWMb，用以控制a支路开关管Sa和b支路开关管Sb的导通和关断。
基于线路中负载电流计算支路开关管的导通和关断时间，由此实现准定频控制。
其中，a支路开关管Sa的导通时间为：
Tona＝Con*Ia/(Ia+Ib)；
Con为脉冲发生器PG中的电容。
变换器的工作频率为：
fs＝1/(Con*k)；
其中，k为脉冲发生器PG中的比例系数，k＝k2/k1，k1为压控电流源Iin中的第一比例放大器K1的增益系数，k2为压控电压源V中的第二比例放大器K2的增益系数。
如图2所示，所述脉冲发生器PG由加法器ADD、第一比例放大器K1、第二比例放大器K2、电容Con、第一开关管S0、压控电流源Iin、压控电压源V、第三比较器CMP3、第四驱动电路DR4组成，所述的第一电流检测电路IS1和第二电流检测电路IS2与加法器ADD相连，加法器ADD的输出端和第一比例放大器K1相连，第一比例放大器K1的输出与压控电流源Iin正极相连，压控电流源Iin负极接地，压控电流源Iin、电容Con、第一开关管S0依次并联，与第三比较器CMP3输入正端相连；第一电流检测电路IS1和第二比例放大器K2相连，第二比例放大器K2的输出端与压控电压源V正极相连，压控电压源V输出端与第三比较器CMP3输入负端相连，压控电压源V负极接地。
脉冲发生器PG的工作原理为：
脉冲信号PWMb为低电平时，第一开关管S0关断，压控电流源Iin给电容Con充电，当电容Con两端的电压达到压控电压源V的电压值时，第三比较器CMP3翻转，输出窄脉冲RR，脉冲信号PWMb由低电平变为高电平，第一开关管S0导通，电容Con两端的电压降为0，第三比较器CMP3输出低电平，直到脉冲信号PWMb再次为低电平，重复上述工作过程。
压控电流源Iin的表达式为：
Iin＝k1*(Ia+Ib)；
压控电压源的表达式为：
V＝k2*Ia。
实施例一：
本例基于负载电流的单电感双输出开关变换器准定频控制装置，包括开关变换器TD和主开关管S1、支路开关管Sa、Sb的控制装置。
所述控制装置的工作过程和原理如下：
周期开始时，信号PWMb为高电平，b支路开关管Sb导通，主开关管S1导通，电容Con放电；信号PWMa为低电平，a支路开关管Sa关断，a支路输出电压Va减小，b支路输出电压Vb增大，a、b支路输出电压差模信号Vs减小，当Vs减小到第二基准电压信号Vref2时，第二比较器CMP2输出信号SS为高电平，触发器RS的Q端输出信号PWMa为高电平，Q！端输出信号PWMb为低电平，a支路开关管Sa导通，b支路开关管Sb关断，开关管S0关断，压控电流源Iin给电容Con充电，电容Con两端电压以k1*(I a+I b)的斜率上升；直至上升至压控电压源输出信号V＝k2*I a时，脉冲发生器PG产生信号RR为高电平，触发器RS的Q端输出信号PWMa为低电平，Q！端输出信号PWMb为高电平，a支路开关管Sa关断，b支路开关管Sb导通，新的周期开始。
本例的变换器TD为单电感双输出Buck变换器。
用PSIM仿真软件对本例的方法进行时域仿真分析，结果如图4所示，图4为单电感双输出开关变换器稳态工作时，电感电流信号i L、输出电压Va、Vb的稳态波形示意图。
仿真条件为：输入电压Vi n＝20V，电压基准值Vref1＝12V、Vref2＝5V，电感L＝100μH，电容C1＝C2＝220μF(其等效串联电阻为5mΩ)、负载电阻Ra＝24Ω、Rb＝10Ω。
图5为变频控制单电感双输出Buck变换器输出支路b负载跳变时(负载电流I b从0.5A→1.0A变化)两输出支路输出电压、输出电流瞬态时序仿真波形。
图6为准定频控制单电感双输出Buck变换器输出支路b负载跳变时(负载电流I b从0.5A→1.0A变化)两输出支路输出电压、输出电流瞬态时序仿真波形。
对比图5、图6的负载瞬态时域仿真结果可知：对于变频控制单电感双输出Buck变换器输出支路b负载增加时，a支路输出电压Va的调节时间为0.086ms，b支路输出电压Vb的调节时间为0.048ms。
而对于准定频控制单电感双输出Buck变换器输出支路b负载增加时，a支路输出电压Va的调节时间为0.059ms，b支路输出电压Vb的调节时间为0.051ms。
由此可知，准定频控制单电感双输出Buck变换器在保持变换器负载跳变调节时间不变的同时频率不变，而恒定的频率更易于滤波器的设计，图5及图6的仿真条件与图4一致。
图7为变频控制单电感双输出Buck变换器输出支路b负载跳变时(负载电流Ib从0.5A→2.5A变化)两输出支路输出电压、输出电流瞬态时序仿真波形。
图8为准定频控制单电感双输出Buck变换器输出支路b负载跳变时(负载电流I b从0.5A→2.5A变化)两输出支路输出电压、输出电流瞬态时序仿真波形。
对比图7、图8的负载瞬态时域仿真结果可知：对于变频控制单电感双输出Buck变换器输出支路b工作在重载工况时，变换器呈现不稳定状态；而准定频控制单电感双输出Buck变换器输出支路b工作在重载工况时变换器仍能稳定工作，图7及图8的仿真条件与图4一致。
实施例二：
实施例二与实施例一的控制原理及线路结构形式基本相同，其不同之处在于：本实施例中，控制的变换器TC为单电感双输出Boost变换器，如图9所示，图9为本实施例的线路结构示意图。
实施例三：
实施例三与实施例一的控制原理及线路结构形式基本相同，其不同之处在于：本实施例中，变换器TB为单电感双输出反激变换器，如图10所示，图10为本实施例的线路结构示意图。
本申请除可用于以上实施例中的单电感双输出开关变换器外，也可用于单电感双输出正激变换器、单电感双输出反激变换器、单电感双输出半桥变换器和单电感双输出全桥变换器等多种多输出电路拓扑中。
以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明技术原理的前提下，还可以做出若干改进和替换，这些改进和替换也应视为本发明的保护范围。
Claims (4)
1.一种单电感双输出开关变换器的准定频控制方法，其特征在于，所述控制方法包括：主开关管的纹波控制方式如下：
基于电压检测线路检测工作周期内a、b两条输出支路的输出电压信号，得到Va和Vb；
将输出电压信号Va及第一基准电压信号Vref1送入比较器产生脉冲信号PWM1，纹波控制变换器主开关管的导通和关闭；
支路开关管的控制方式如下：
基于信号Va和Vb；
基于电流检测线路检测工作周期内a、b两条输出支路的负载电流，得到信号Ia和Ib；
将Va和Vb送入减法器产生信号Vs；
将信号Vs和第二基准电压信号Vref2送入第二比较器产生信号SS；
将信号Ia、Ib和复用信号脉冲信号PWMb送入脉冲发生器中产生信号RR，将信号SS和RR送入触发器产生脉冲信号PWMa和PWMb，分别控制a、b两条输出支路开关管的导通和关断；
所述a输出支路开关管Sa的导通时间计算如下：
Tona＝Con*Ia/(Ia+Ib)；
其中，Con为脉冲发生器的电容；
变换器的工作频率为：
fs＝1/(Con*k)；
其中，k为脉冲发生器的比例系数；
所述脉冲发生器内的工作过程如下：
脉冲信号PWMb为低电平时，脉冲发生器内第一开关管S0关断，压控电流源向电容充电，当电容两端的电压达到压控电压源的电压值时，第三比较器翻转，输出窄脉冲信号RR，同时，脉冲信号PWMb由低电平变为高电平；
脉冲信号PWMb为高电平时，第一开关管S0导通，电容两端的电压降为0，第三比较器输出低电平信号，直至脉冲信号PWMb再次为低电平，重复上述工作过程；
压控电流源的电流表达式为：
Iin＝k1*(Ia+Ib)；
压控电压源的电压表达式为：
V＝k2*Ia；
其中，k1为压控电流源中第一比例放大器K1的增益系数，k2为压控电压源中第二比例放大器K2的增益系数。
2.一种单电感双输出开关变换器的准定频控制装置，其执行权利要求1所述的控制方法，其特征在于，所述装置包括：
检测电路，包括电压检测电路及电流检测电路，用于检测输出支路的输出电压及负载电流，并将信号发送至相应的处理系统；
处理系统，与检测电路相连，处理相应电信号并生成脉冲信号；
控制电路，与处理系统相连，基于处理系统的脉冲信号控制主开关管及支路开关管。
3.如权利要求2所述的单电感双输出开关变换器的准定频控制装置，其特征在于，所述处理系统包括第一比较器、第二比较器、减法器、脉冲发生器和触发器，其中，第一比较器连接电压检测电路中的第一电压检测电路，第一比较器输出端与第一驱动电路相连，所述第一驱动电路控制主开关管；
电压检测电路中第二电压检测电路与减法器相连，减法器的输出端连接第二比较器，第一电流检测电路、第二电流检测电路以及触发器的Q！端与脉冲发生器连接，第二比较器的输出端连接触发器的S端，脉冲发生器的输出端与触发器的R端连接，触发器的Q端与第二驱动电路连接，触发器的Q！端与第三驱动电路连接。
4.如权利要求2所述的单电感双输出开关变换器的准定频控制装置，其特征在于，所述脉冲发生器包括加法器、第一比例放大器、第二比例放大器、电容、第一开关管、压控电流源、压控电压源、第三比较器和第四驱动电路，其中，电流检测电路中的第一电流检测电路和第二电流检测电路与加法器输入端相连，加法器的输出端与第一比例放大器相连，所述第一比例放大器的输出连接至压控电流源的正极，压控电流源的负极接地，压控电流源与电容和第一开关管在线路中依次并联后，与第三比较器输入正端相连，第一电流检测电路和第二比例放大器相连，第二比例放大器的输出端与压控电压源的正极相连，压控电压源输出端与第三比较器输入负端相连，压控电压源负极接地。
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